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Einrichtung zur elektronischen Steuerung und Verstellung des
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Zündzeitpunktes von Zündanlagen bei Brennkraftmaschinen Zusammenfassung
Es wird eine Einrichtung zur elektronischen Erzeugung und Verstellung des Zündzeitpunktes
von Zündanlagen für Brennkraftmaschinen vorgeschlagen, die dazu dient, den Zündzeitpunkt
in Abhängigkeit von der Drehzahl der Brennkraftmaschine und sonstigen weiteren Maschinenparametern
exakt zu bestimmen. Die Einrichtung umfaßt einen verbesserten Sägezahngenerator,
dessen Ausgangsspannung zu von der Winkelposition der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine
festgelegten Zeitpunkten ausgelesen wird und daher ein Maß für die Drehzahl der
Brennkraftmaschine ist. Eine nachgeschaltete, hochgenau arbeitende Speicherschaltung
übernimmt aus dem Spannungsanstieg des Sägezahns einen konstanten Spannungswert,
der der jeweiligen Drehzahl der Brennkraftmaschine
proportional
ist und der von weiteren Schaltungssystemen entsprechend ausgearbeitet und verarbeitet
wird und schließlich als Bezugsgröße einem Vergleicher zugeführt ist, dessen anderem
Eingang die gegebenenfalls ergänzend beeinflußte Sägezahnspannung des Sägezahngenerators
zugeführt ist. Bei Spannungsgleichheit schaltet der Vergleicher durch,und die Leistungsendstufe
des Systems wird zur Erzeugung des Zündfunkens geöffnet.
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Stand der Technik Übliche, in Kraftfahrzeugen eingebaute Zündversteller
verändern den Zündzeitpunkt in Abhängigkeit von der Drehzahl der Brennkraftmaschine
und dem Unterdruck an der Drosselklappe des Vergasers nach bestimmten charakteristischen
Kennlinien dadurch, daß mittels Fliehgewichten und Membrandosen mechanische Unterbrecherkontakt-Verstellungen
bewirkt werden. Hierbei ist nur eine beschränkte Kennlinienvielfalt mögsich; außerdem
ergibt sich infolge Alterung und Abnutzung nicht selten eine beträchtliche Ungenauigkeit
in der Zündzeitpunktbestimmung.
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Es sind auch schon elektronische Zündverstelleinrichtungen bekannt,
die jedoch zum Teil einen erheblichen Aufwand an elektronischen Bauelementen erfordern
und in ihren Ausgangsdaten nicht immer ausreichend genau sind.
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Vorteile der Erfindung Die erfindungsgemäße Einrichtung mit den kennzeichnenden
Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, daß bei vergleichsweise
einfachem Aufbau die einzelnen verwendeten Schaltungskomponenten hochgenaue Ausgangssignale
liefern, die bezüglich Temperaturyerhalten
und Linearität optimal
sind, so daß Änderungen in der Verstellkurve genau eingehalten werden.
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Vorteilhaft ist bei der Erfindung weiterhin, daß die zur Speicherung
der drehzahlproportionalen Spannung verwendete analoge Speicherschaltung symmetrisch
ausgebildet ist, d. h. gleiche Lade- und Entladezeitkonstanten aufweist, so daß
sich ein günstiger Einfluß auf das dynamische Verhalten des Systems ergibt. Schließlich
ist eine Ruhestromabschaltung für den Zündspulenprimärstrom vorgesehen, die bei
einer Drehzahl, die weit unterhalb der Leerlaufdrehzahl des Systems liegt, eingreift
und den Zündspulenstrom abschaltet, so daß das erfindungsgemäße System verhindert,
daß bei eingeschalteter Zündung, jedoch stehendem Motor die Zündspule belastet wird.
Besonders vorteilhaft ist weiterhin, daß eine kombinierte Stabilisierungs -Überspannungsschutzschaltung
vorgesehen ist, die das System von der Stromversorgung völlig abschaltet, wenn die
Bordnetzspannung einen bestimmten Überspannungsschwellenwert überschreitet.
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Zeichnung Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung
dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Fig.
1 ein Blockschaltbild eines Zündsystems, Fig. 2 in Form von Kurvenverläufen einImpulsdiagramm
an verschiedenen Punkten der Schaltung der Fig. 1, Fig. 3 in detaillierter Darstellung
die Schaltung des Sägezahngenerators und der diesem nachgeschalteten analogen Speicherschaltung,
Fig. 4 den Verlauf der Spannung am Ausgang des Sägezahngenerators bei niedriger
und hoher Drehzahl und bei einem Motor mit unsymmetrischer Zündung, Fig. 5 die Entstehung
der Speicherspannung am Ausgang der
analogen Speicherschaltung
aus der Sägezahnspannung, Fig. 6 in Form eines Blockschaltbilds eine Schaltung zur
Abschaltung des Ruhestroms bei sehr niedriger Drehzahl, Fig. 7 die Schaltung zur
Abschaltung des Ruhestroms in detaillierter Darstellung zusammen mit weiteren nachgeschalteten
Schaltungskomponenten zur Ansteuerung der Leistungsendstufe, Fig. 8 zeigt Impulsdiagramme
für sehr niedrige Drehzahl und sehr hohe Drehzahl, wie sie an verschiedenen Punkten
der Schaltung zur Abschaltung des Ruhestroms auftreten, Fig. 9 zeigt in Form eines
Blockschaltbilds eine Spannungsstabilisierungs -Überspannungsschutzschaltung, und
Fig. 10 zeigt die Schaltung der Fig. 9 in detaillierter Ausführungsform.
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Beschreibung der Erfindungsbeispiele Die Blockbilddarstellung der
Fig. 1 wird im folgenden in Verbindung mit den in Fig. 2 gezeigten Kurvenverläufen
zum besseren Verständnis der Erfindung übersichtsartig kurz erläutert, obwohl einzelne
Teilschaltungsbereiche und ihre Verknüpfung miteinander bei einer Einrichtung zur
elektronischen Erzeugung und Verstellung des Zündzeitpunktes von Zündanlagen unter
Umständen für sich gesehen schon bekannt sein können.
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Die Zündeinrichtung der Fig. 1 umfaßt zunächst eine Geberschaltung
1, bestehend aus einem sogenannten OT-Geber (Geber für oberen Totpunkt), der mit
dem Bezugszeichen 2 bezeichnet ist, sowie eine von diesem Geber angesteuerte Auswerteschaltung
3. Der.OT-Geber kann aus einer mit der Kurbelwelle verbundenen und mit dieser im
Betrieb rotierenden Scheibe bestehen, auf der sich an bestimmten winkelmäßig versetzten
Punkten, nämlich btwa 600 vor dem oberen Totpunkt (OT) und am oberen Totpunkt Dauermagnete
befinden, die mit unterschiedlicher Polarität
in die Scheibe eingesetzt
sind. Durch induktive Abtastung der an einer stationären Empfängerspule sich vorbeibewegenden
Magneten erzielt man den Kurvenverlauf a)der Fig. 2, der am Ausgang des Gebers 2
entsteht. Durch die mit unterschiedlicher Polarität in die Scheibe eingesetzten
Magneten steht somit am Geberausgang ein Signal zur Verfügung, das eine eindeutige
Unterscheidung der beiden Winkelmarken gestattet. In der nachgeschalteten Geberauswerteschaltung
3 wird aus dem Signalverlauf a)das bei b)der Fig. 2 gezeigte winkelhezogene Signal
gewonnen, das bei einer Winkelstellung von 60° von OT beginnt.
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Bei Beginn der positiven Flanke des winkel bezogenen Signals b) wird
mit einem bei c) der Fig. 2 erzeugten Entladeimpuls ein der Geberschaltung 3 nachgeschalteter
Sägezahngenerator 4 auf Null zurückgestellt, beispielsweise seine Kapazität entladen,
und anschließend erfolgt die Aufladung mit konstantem Strom, wie in d) der Fig.
2 gezeigt, bis ein bestimmter Endwert UE der Sägezahnspannung erreicht ist. Der
von dem Sägezahngenerator bei OT erreichte Spannungswert ist der Zeitdauer des winkelbezogenen
Impulses nach b) der Fig. 2 proportional, d. h. umgekehrt proportional zur Drehzahl
n der Brennkraftmaschine. Mit Hilfe eines Leseimpulses, der von der negativen Flanke
des winketezogenen Signals b) ausgelöst wird, wird der zu diesem Zeitpunkt vorliegende
momentane Wert der Sägezahnspannung in einen dem Sägezahngenerator nachgeschaltexten,
analogen Spannungsspeicher 5 übernommen. Der vom Sägezahngenerator erzeugte sägezahnförmige
Spannungsverlauf erfüllt somit zwei Aufgaben; Erstens dient er als Winkelinformation,und
zweitens läßt sich aus dem Verlauf der Sägezahnspannung ein Drehzahlsignal, nämlich
die vom nachgeschalteten Analogspeicher jeweils zum Zeitpunkt CT übernommene Spannung
Um entnehmen. Der Leseimpuls ist in Fig. 2e) gezeigt; die für die der Fig. 2 zugrunde
liegende Drehzahl vom Analogspeicher 5 der Fig. 1 gespeicherte Spannung Um in Fig.
2f); diese Spannung entspricht
dem Momentanwert der Sägezahnspannung
zum Zeitpunkt tl (OT).
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Dem Analogspeicher 5 nachgeschaltete Funktionsgeneratoren 6 und 7
sind so ausgebildet, daß die ein Maß für die Drehzahl darstellende Spannung Um von
diesen drehzahlabhängig (Funktionsgenerator 7)und druckabhängig (Funktionsgenerator
6) beeinflußt, und 2stæ vermindert wird. Am Ausgang des Funktionsgenerators 6 für
die Druckverstellung ergibt sich dann eine Spannung Up, die bei 8 zur Sägezahnspannung
Us addiert wird.
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An den Eingängen eines nachgeschalteten Komparators 9 ergeben sich
dann die folgenden Spannungen: Am nichtinvertierenden Eingang ein sich pro Zündzyklus
verhältnismäßig wenig ändernder Spannungswert Un (siehe die Kurvenverläufe bei g)
der Fig. 2) und am invertierenden Eingang die sich verhältnismäßig schnell ändernde
Sägezahnspannung Us, vermindert um die Spannung Up des Funktionsgenerators 6. Bei
Gleichheit dieser beiden Spannungen Un und (Up + Us) wird die Zündung ausgelöst,
da der Komparatorausgang entsprechend h) sich ändert und über ein CDER-Glied 10
eine nachgeschaltete monostabile Kippstufe 11 trigger, die ihrerseits die Endstufe
12 für die Zündung ansteuert. Die Zündspule ist bei 13 angedeutet; die Zeitdauer'der
Öffnungszeit bzw. des Öffnungswinkels der Endstufe bestimmt sich aus der Verzögerungszeit
der Kippstufe 11, die über die Leitung 14 drehzahlabhängig gesteuert wird. Durch
die drehzahlabhängige Steuerung erzielt man stets eine ausreichende Zündspannung
und ist andererseits in der Lage, die Verlustleistung in der Zündzulässigen spule
unterhalb des /Werts zu halten. Für die Auslösung der Zündung ist noch ein zweiter
Zündweg in Form einer Startschaltung 15 vorgesehen, die die Zündung stets zum Zeitpunkt
OT auslöst. Der Kurvenverlauf j) der Fig. 2 zeigt die Standzeit der monostabilen
Kippstufe 11.
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Vervollständigt wird die Blockschaltbilddarstellung der Fig. 1 durch
eine Ruhestromabschaltung 16, die unterhalb einer bestimmten Minimaldrehzahl, die
weit unter der Leerlaufdrehzahl des Motors liegt, den Strom in der Primärspule durch
entsprechende Einwirkung auf die Endstufe 12 abschaltet. Außerdem ist eine Überspannungsschutzschaltung
vorgesehen, die in Verbindung mit einer Spannungsstabilisierungsschaltung arbeitet
und das gesamte Zündsystem mit stabilisierter und gegen Störspannungen bis zu beispielsweise
100 V geschützter Spannung versorgt; die Überspannungsschutzschaltung ist bei 17
dargestellt; ihr Ausgang 18 ist mit praktisch sämtlichen, die Zündeinrichtung bildenden
Teilkomponenten verbunden; es wird aber davon abgesehen, diese Verbindungen im einzelnen
darzustellen. Am Eingang 19 wird der Überspannungsschutz-Stabilisierungsschaltung
die ungeregelte Versorgungsspannung zugeführt, die bei Anwendung in einem Kraftfahrzeug
die mit erheblichen Störspannungseinflüssen belastete Bordspannung ist.
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Im folgenden wird auf die Ausbildung, nämlich Aufbau und Funktion
einiger der geschilderten Schaltungskomponenten und Bausteine im einzelnen eingegangen;
soweit restliche Schaltungskomponenten nicht genauer erläutert werden, sind sie
von konventioneller Bauart oder in anderen Schutzrechtsanmeldungen der Anmelderin
erläutert, so daß sie nicht Gegenstand vorliegender Erfindung sind. Es wird aber
darauf hingewiesen, daß die spezielle Zusammenschaltung der erwähnten Bauelemente,
wie bisher beschrieben, sowie die Ausbildung jedes einzelnen Bausteins auch für
sich gesehen von erfinderischer Qualität ist und daher die Erfindung sowohl in Aufbau
und Funktion des Gesamtsystems, d. h. im Zusammenwirken der einzelnen Schaltungskomponenten,als
auch in der Ausbildung der einzelnen Schaltungskomponenten jeweils für sich gesehen
wird.
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Die Fig. 3 zeigt in detaillierter Schaltungsdarstellung Form und Aufbau
des
weiter vorn schon erwähnten Sägezahngenerators 4 sowie des nachgeschalteten analogen
Spannungsspeichers 5. Der Sägezahngenerator 4 umfaßt als Hauptschaltungselemente
einen C perationsverstärker A 1, der als Umkehrintegrator so beschaltet ist, daß
sich erhebliche Verbesserungen hinsichtlich des Temperaturverhaltens und der Linearität
erzielen lassen. Dem Sägezahngenerator wird an seinem Eingang El das in Fig. 2b)
in seinem Verlauf gezeigte winkelkonstante Ausgangssignal der Auswerteschaltung
3 zugeführt. Der Sägezahngenerator besteht aus dem schon erwähnten Operationsverstärker
Al, von dessen Ausgang Ala auf den invertierenden Eingang (-) ein Kondensator C2
rückgeführt ist.
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Von diesem Eingang (-) sind gegen Masse oder Minusleitung L2 die Eingangsableitwiderstände
R8 und R9 parallel geschaltet. Am nichtinvertierenden Eingang (+) des Cperationsverstärkers
Al liegt ein konstantes Bezugssignal, welches vom Spannungsteiler R5 in Reihe mit
der Parallelschaltung derWiderstände R6 und R7 bestimmt ist. Das am Eingang El zugeführte
Eingangssignal ist über die Reihenschaltung der Widerstände R1 und R2 auf einen
festen R'ezugsspannungspunki , nämlich die stabilisierte positive Versorgungsspannung
der Plusleitung L1 bezogen und gelangt über die Reihenschaltung eines Kondensators
Cl und eines Widerstandes R3 auf die Basis eines Transistors T1, dessen Kollektor-Emitterstrecke
parallel zum Kondensator C2 im, Rückffihrzweig des Verstärkers Al liegt.
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Es ergibt sich dann folgende Wirkungsweise. Die positive Flanke des
winkelbezogenen Eingangssignals, beim vorgestellten Ausfiihrungsbeispiel vm 600
vor CT bis CT, gelangt über den Kondensator C1 auf die Basis des Transistors T1,
der dadurch leitend geschaltet wird und über seine Kollektor-Emitterstrecke den
Kondensator C 2 rasch entlädt. Diese positive Flanke ist der in Fig. 2c) gezeigte
Entladeimpuls; ein negatives
Überschwingen wird durch die Diode
D1 in Parallelschaltung zu einem Widerstand R4 gegen Minusleitung L2 kurzgeschlossen.
Während der Entladung des Kondensators C2 wird der Emitter des Transistors Tl über
die zwischen invertierendem und nichtinvertierendem Eingang des Verstärkers Al geschaltete
Diode D2 auf dem Potential des Spannungsteilers R5, R6/R7 gehalten. Sobald der Transistor
T1 dann gesperrt ist, beginnt die Konstantstromaufladung des Kondensators C2; einige
Verläufe der am Ausgang Ala des Sägezahngenerators gebildeten Sägezahnspannung Us
sind in Fig. 4a) bis c) dargestellt. Die Fig. 4a) zeigt die entstehende Sägezahnspannung
Us bei niedriger Drehzahl, die Fig. 4b) bei hoher Drehzahl, während die Fig. 4c)
eine Sägezahnspanntlng zeigt. die bei einem Motor mit unsymmetrischer Zündung entsteht.
Das Anfangspotential der Sägezahnspannung ist im übrigen gegeben durch den schon
erwähnten Spannungsteiler aus R5 in Reihenschaltung mit R6/n7; die Zeitkonstante
des Sägezahns bestimmt sich aus dem Kondensator C2 und der Parallelschaltung von
R8 und R9.
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Die Übernahme und drehzahlproportionale Speicherung des jeweiligen
Sägezahn-Spannungspotentials erfolgt über einen zwischengeschalteten Regelverstärker
A2, dessen einem Eingang die Sägezahnspannung Us und dessen anderem Eingang zur
Durchführung eines Vergleichs die jeweils von der analogen Speicherschaltung gespeicherte
und an ihrem Ausgang A3a zur Verfügung stehende Speicherspannung Um über einen Widerstand
R24 zugeführt ist. Der analoge Spannungsspeicher 5 bildet einen sogenannten "\btast-Halte"
- Verstärker, bestehend aus einer monostabilen Kippstufe K1, die den Leseimpuls
erzeugt, einer nachgeschalteten Umkehrstufe IJ1, einer Aufladestrecke S1 und einer
Entladestrecke S2, der Speicherkapazität C4 und einem nachgeschalteten Impedanzwandler
in Form eines Operationsverstärkers A3, an dessen Ausgang die gespeicherte
Spannung
Um niederohmig abgegriffen werden kann. Im einzelnen ist der Aufbau der analogen
Speicherschaltung wie folgt. Die Kippstufe besteht aus einem Transistor T2, in dessen
Basiskreis ein Kondensator C3 angeordnet ist. Die Ansteuerung erfolgt über eine
Verbindungsleitung L3 vom Verbindungspunkt der Widerstände R1 und R2 der Sägezahngeneratorschaltung
vom winkelkengenen Gebersignal über eine für negative Spannungen in Flußrichtung
gepolte Diode. Gegen Plusleitung L1 sind vor und hinter dem Kondensator C3 zwei
Widerstände Rll und R12 geschaltet, so daß die so gebildete Kippstufe als Sparmonoflop
arbeitet und, von der negativen Flanke des winkelkonstanten Signals zum Zeitpunkt
OT getriggert,für die Dauer des Leseimpuls (Fig. 2e) in ihren metastabilen Zustand
schaltet. Der Transistor T2 liegt mit seinem Emitter direkt an Minusleitung L2 und
über einen Widerstand R13 mit seinem Kollektor an Plusleitung L1. Der an seinem
Kollektor abnehmbare Leseimpuls gelangt über die Spannungsteilerschaltung aus den
Widerständen R14 und R17 zur Umkehrstufe U1, gebildet von einem Transistor T3, dessen
Emitter unmittelbar an Masse und dessen Kollektor über einen Widerstand R15 an Plus
leitung liegt.
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ferner Mit dem Kollektor des Kippstufentransistors T2 verbunden ist/die
Reihenschaltung zweier mit ihren Anoden verbundenen Dioden D4 und D5, wobei die
Kathode der Diode D5 mit der Basis des die Aufladeschaltung bildenden Aufladetransistors
T4 verbunden ist. An den Kollektor des ETmkehrstufentransistors T3 ist die Reihenschaltung
zweier mit ihren Kathoden verbundenen Dioden D7 und D8 angeschlossen, wobei die
Anode der Diode D8 unmittelbar mit der Basis des die Entladestufe bildenden Entladetransistors
T5 verbunden ist. Die Verbindungspunkte der beiden Reihenschaltungsdioden D4/D5
bzw. D7/D8 sind über einen Spannungsteiler R16 und R10 miteinander verbunden, wobei
an den Verbindungspunkt der beiden
Widerstände R10 und R16 über
eine Leitung L4 der Ausgang A2a des Regelverstärkers A2 angeschlossen ist. Die Kollektor-Emitterstreckender
Auflade- und Entladetransistoren T4 und T5 sind über Widerstände R21 und R22 in
Reihe geschaltet und liegen zwischen Plusleitung L1 und Minusleitung L2; die Transistoren
sind vom entgegengesetzten Leitungstyp, und ihre Basis ist jeweils über einen Widerstand
R19 und R20 mit ihrem Emitteranschluß verbunden. Der Verbindungspunkt der Emitterwiderstände
R21 und R22 liegt am nichtinvertierenden Eingang (+) des nachgeschalteten Impedanzwandlers
A3, von diesem Eingang gegen Minusleitung ist auch der Ladekondensator C4 geschaltet.
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Es ergibt sich dann folgende Wirkungsweise.
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1) Ohne Leseimpuls; liegt also mit anderen Worten an der Basis des
Transistors T2 keine negative Spannung an, dann erhält dieser Transistor über R12
Basisstrom und ist leitend, und demnach ist der nachgeschaltete Transistor T3 gesperrt.
Bei leitendem Transistor T2 ist die Diode n4 zwar leitend, die Diode D5 ist jedoch
gesperrt und damit auch der Transistor T4. da er von positivem Potential nicht angesteuert
werden kann. Desgleichen ist die Diode D7 zwar leitend, da am Kollektor des Transistors
T3 positives Potential vorliegt, die Diode D8 ist jedoch gesperrt und somit auch
der Transistor T5, da ihm kein Basisstrom zufließen kann. Damit bleibt die Spannung
am Kondensator C4, nämlich die momentane Speicherspannung Um bestehen, unter der
Annahme und Voraussetzung, daß der Eingangsstrom des Verstärkers A3 vernachlässigt
werden kann, was bei entsprechender Auslegung dieses Verstnrkers (FET-Eingangsbeschaltung)
durchaus vorausgesetzt werden kann.
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2! Mit Leseimpuls; in diesem Fall gelangt die negative Flanke des
winkelhezogenen
Signals nach Fig. 2b) über die Diode D3 auf die Basis des Transistors T2 und bringt
diesen kurzzeitig in den gesperrten Zustand; der Sperrzustand dauert so lange an,
bis sich der Kondensator C3 über den Widerstand R12 aufgeladen hat und bestimmt
die Dauer des so gebildeten Leseirnpulses (Fig. 2e). nei gesperrtem Transistor T2
wird der Transistor T3 (ebenfalls für die Dauer des Leseimpulses) leitend gesteuert.
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Mit ihren Kollektorpotentialen sperren daher diese Transistoren T2
und T3 die nachgeschalteten Dioden D4 und D7. so daß die weiterhin angeschlossene
Schaltung zur beliebigen Einstellung freigegeben wird. Je nach dem Ausgangszustand
des Regelverstärkers A2 kann dann entweder iiber die Diode n.S oder die Diode Dn
der Transistor T4 bzw. der Transistor T5 leitend gesteuert werden, so daß der mit
dem Verbindungspunkt der Widerstände R21 und R22 verbundene Kondensator C4 entweder
über diese Widerstände an Plusspannung oder an Minusspannung (Massepotential) gelegt
wird. Bei jedem Leseimpuls wird daher entsprechend der Drehzahländerung, also entsprechend
dan vom Regelverstärker A2 durchgeführten Vergleich der sich drehzahlproportional
ändernden Sägezahnspannung Us mit der zunächst als konst;lnt vorntlsgesetzten Speicherspannung
Um,der Kondensator C 4 entweder gela(len oder entladen, denn am Ausgang des Regelverstärkers
A2 ergibt sich entweder positives oder negatives Potential. Bei positivem Potential
ist der Transistor T4 leitend, wie ohne weiteres ersichtlich, und der Kondensator
C4 wird höher aufgeladen. denn positives Potential am Ausgang A2a des Verstärkers
A2 zum Zeitpunkt des Leseimpulses bedeutet. daß die zu diesem Zeitpunkt vorhandene
momentane Sä'gezahnspannung größer als die gespeicherte ,Spannung Um gewesen ist.
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Die gespeicherte Spannung ist demnach umgekehrt proportional zur Drehzahl,
vergleiche die Kurvenverläufe der Figuren 5a) und 5b). Die durch die rasche Auf-
oder Entladung des Kondensators C 4 möglicherweise entstehenden Oberwellen sind
nicht störend.
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Besonders vorteilhaft ist bei dieser analogen Speicherschaltung, daß
sie symmetrisch ausgelegt ist, d. h. gleiche Lade- und Entladezeitkonstanten aufweist,
was sich auf das dynamische Verhalten des Systems günstig auswirkt. Vorteilhaft
ist weiterhin, daß wegen der symmetrischen Auslegung die Speicherspannung der sich
ändernden Motordrehzahl in beiden Richtungen unmittelbar folgen kann, daher schon
bei entsprechender Auslegung der Zeitkonstanten nach einer Umdrehung der Brennkraftmaschine
die neue Speicherspannung Um erreicht ist. Diese Speicherspannung Um bildet eine
präzise Drehzahlinformation und läßt sich mit dennachgeschalteten Funktionsgeneratoren
drehzahl- und druckabhängig ergänzend beeinflussen, wie weiter vorn schon anhand
des Blockschaltbildes der Fig. 1 erläutert.
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Der Fig. 6 läßt sich, zunächst in Schaltblöcken,die bei vorliegender
13rfindung noch vorhandene Ruhestromabschaltung 16 entnehmen. Die Ruhcstromabschaltung
arbeitet so, daß unterhalb einer bestimmten Minimaldrehzahl, die weit unter der
Leerlaufdrehzahl der Brennkraftmaschine liegen kann, der Strom in der Primärspule
völlig abgeschaltet wird. Die Schaltung zur Abschaltung des Ruhestroms besteht aus
einem monostabilen Kippglied 20 mit zugeordnetem unsymmetrischem RC-Glied und einem
nachgeschalteten Schwellwertschalter 21, dessen Ausgang auf einen Sperreingang E2
der Leistungsendstufe 12 entsprechend Fig. 1 arbeitet.
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Die gestrichelt angedeutete Schaltung zur Zündzeitpunktfestlegung
nach Drehzahl und Unterdruck, von welcher weiter vorn schon wesentliche
Teile
erläutert worden sind, liegt in diesem Sinne parallel zur Scnaltung 16 für die Ruhestromabschaltung
und ist in Fig. 6 insgesamt mit 22 bezeichnet. Als Eingangs spannung wird der Schaltung
16 an ihrem Eingang E4 das in Fig. 2b) gezeigte winkelproportionale Ausgangsrechteckspannungssignal
der Auswerteschaltung 3 zugeführt. Die Fig. 7 zeigt die Schaltung 16 zur Abschaltung
des Ruhestroms in der Primärspule in detaillierter Form. Gleichzeitig umfaßt die
Schaltung der Fig. 7 noch die Startschaltung 15, da sie die gleiche monostabile
Kippstufe 20 zur Ansteuerung verwendet.
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Die monostabile Kippstufe besteht aus einem Transistor T61, dessen
Emitter mit Minusleitung L2 direkt und dessen Kollektor über einen Widerstand R64
mit Plusleitung L1 verbunden ist. Der Transistor T61 ist -flop als sogenannter Sparmonqgeschaltet
und verfügt daher in seinem Basiskreis über einen Kondensator C61, der zur Basis
hin mit einer für positive Spannungen in Flußrichtung gepolten Diode D62 in Reihe
liegt. Des weiteren ist ein Basisableitwiderstand R60 vorgesehen,und der Verbindungspunkt
der Diode D62 mit dem Kondensator C61 liegt über einen Widerstand R62 an Plusleitung;
desgleichen der Verbindungspunkt des Kondensators C61 mit einer vorgeschalteten
weiteren Diode D61 über einen Widerstand R61. Da die Diode D61 für negative Spannungen
in Flußrichtung -flop gepolt ist, reagiert der Sparmono/auPf die seinem Eingang
E5 zugeführte negative Flanke des Geberauswertesignals, durch welche der Transistor
T61 in seinen Sperrzustand getriggert wird.
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-flop Der dem Sparm onolnachge schaltete Schwellwertschalter 21 besteht
aus einem Operationsverstärker A62, dessen einem Eingang (+) über die Spannungsteilerschaltung
R78/R79 und R76 eine Konstantspannung über den Widerstand R81 und dessen anderem
Eingang (-) über den Widerstand
R80 eine Schalt- oder Steuerspannung
zugeführt ist, die aus einer Spannungsteilerschaltung resultiert, die von einem
Schaltungspunkt P10 gegen Masse ausgehend einen Kondensator C63 und gegen Plusleitung
L1 die Reihenschaltung zweier Widerstände R73 und R75 umfaßt. Dem Widerstand R75
ist eine Diode D68 parallelgeschaltet. Vom Ausgang des Operationsverstärkers A62
wird ein nachgeschalteter Transistor T62 angesteuert, dessen Emitter mit Masseleitung
und dessen Kollektor über eine Verbindungsleitung L5 mit der Basis eines weiteren
Transistors T64 verbunden ist, der seinerseits einen nachgeschalteten Transistor
T65 ansteuert.
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Die Wirkungsweise der Schaltung zur Abschaltung des Ruhestroms ist
-flonwie folgt. So lange der Transistor T61 der Sparmolchaltung 20 gesperrt ist,
ist auch die Diode D65 gesperrt,und der Kondensator C63 kann sich über den Widerstand
R73 und die dann leitende Diode D68 schnell auf positives Potential aufladen. Die
sich daran anschließende Entladung erfolgt jedoch über den verhältnismäßig hohen
Widerstand R75, die Diode D65 und den dann leitenden Transistor T61 nur verhältnismäßig
langsam. Unterschreitet die Brennkraftmaschine eine bestimmte Minimaldrehzahl, die,
wie schon gesagt, weit unter ihrer Leerlaufdrehzahl liegt. dann kann auch die Spannung
am Kondensator C63 die Schwelle unterschreiten, die durch den anderen Eingang (+)
des Vergleichers A62 beaufschlagendenSpannungsteiler R78/R79 in Reihe mit R76 vorgegeben
ist, da die Triggerimpulse für die Sparmonoflopschaltung 20 nicht mit ausreichender
Häufigkeit eintreten. In diesem Fall wird der Ausgang des Vergleichers As2 positiv
und der nachgeschaltete Transistor T62 leitend gesteuert. Dadurch gelangt fieber
die Leitung L5 der Transistor Tfi4 in seinen Sperrzustand und der von diesem angesteuerte
Transistor T65 wird leitend mit der wird daß die die Leistungsendstufe 12 ansteuernde
Diode D75 gesperrt)
und der Endstufe kein Basisstrom zugeführt
wird, so daß der Strom in der Primärspule abgeschaltet wird. Der Transistor T64
gehört schaltungsmäßig zu dem Bereich 11 der Öffnungszeitsteuerung (Fig. 1), der
am Eingang E6 der Steuerimpuls der Schaltung zur 7,ündzeitpunktfestlegung zugeführt
wird, wodurch bei jedem Zündimpuls der Transistor T64 jeweils leitend und der Transistor
T65 jeweils in seinen Sperrzustand geschaltet wird, und zwar für eine Zeitdauer.
die ergänzend und drehzahlabhängig bestimmt ist durch das Verhalten des Transistors
T6.3 im Entladeweg für den Kondensator C64; daher wird dem Eingang Ei der Öffnungszeitsteuerung
ein geeignetes drehzahlproportionales Signal.
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beispielsweise die Spannung Um, zugeführt.
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Damit beim Startvorgang, bei dem die Brennkraftmaschine ebenfalls
mit einer Minimaldrehzahl üblicherweise unterhalb der Leerlaufdrehzahl arbeitet,
die Ruhestromabschaltung nicht ebenfalls eingreift, wird von einem Starterkontakt
über den Eingang; E7 und die Diode D67 in Reihe mit dem Widerstand R74 dem einen
Eingang (-) des Vergleichers A62 stets positives Potential zugeführt, so daß die
Spannung an C63 nicht unter den festgelegten Schwellwert abfallen kann.
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Schließlich zeigt die Schaltung der Fig. 7 noch einen weiteren Vergleicher,
bestehend aus dem Operationsverstärker A61 und seiner Beschaltung; es handelt sich
hier um einen Teilbereich der Startschaltung 15 der Fig. 1, der ebenfalls von der
monostabilen Kippstufe 20 an seinem einen Eingang (-) über ein unsymmetrisches RC-Glied
angesteuert wird. Das unsymmetrische RC-Glied ist ähnlich aufgebaut wie bei der
Schaltung zur lluhestromabschaltung und besteht aus der Ansteuerdiode D63. dem Widerstand
R66 mit parallel geschalteter Diode D64 und der den Widerstand R66 umfassenden Teilerschaltung
aus R65 mit Kondensator C62 gegen Minusleitung.
Da beim Startvorgang
mit kleinen Motordrehzahlen die Sägezahnspannung Us sich am positiven Anschlag befindet
und die Batteriespannung gegebenenfalls sehr niedrig sein kann, ist die analoge
Arbeitsweise des Systems nicht mehr sichergestellt,und über die Startschaltung 15
wird die Zündung bei CT nusgelöst. Über die Diode D66 wird vom Ausgang A61a der
Schaltung zur Zündzeitpunktfestlegung ein entsprechendes Signal vermittelt, so daß
die Zündung nunmehr unter Umgehung der Verstellung ausgelöst wird. Die in Fig. 8
gezeigten Impulsdiagramme verdeutlichen die Funktion der Schaltung zur Ruhestromabschaltung.
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Die Fig. 8 zeigt auf der linken Seite unter a) in der oberen Reihe
den Verlauf des winkelbezogenen Ausgangssignals der Auswerteschaltung 3, welches
jeweils bei 60 vor OT beginnt und bei OT endet und dessen Dauer sich selbstverständlich
bestimmt von der Drehzahl der Brennkraftmaschiene; die mittlere Reihe zeigt die
Ausgangsimpulse der SparnionofIoptung 20 mit konstanter Impulsdauer,und die untere
Reihe zeigt den Verlauf und die Schwankungsbreite der Spannung am Kondensator C63,
wobei bei sehr niedriger Drehzahl wie ersichtlich jeweils die vorgegebenen oberen
und unteren Schaltschwellen Bl und B2 des Schwellwertschalters A62 erreicht werden
der dann auch anspricht.
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Vervollständigt wird die erfindungsgemäße Zündungsschaltung schließlich
noch durch die in den Figuren 9 und 10 dargestellte Spannungsstabilisierungsschaltung
mit Überspannungsschutz. Die Fig. 9 zeigt ein T3lockschaltbild, bestehend aus einem
üblicherweise mit der positiven Versorgungsspannungleitung in Reihe geschalteten
Leistungsstellglied 30, einem Regelverstärker 31, einer Überspannungs-Schwetlwertschaltung
32 und zwei in Form von Spannungsteilerschaltungen aufgebauten Schaltungszweigen
33 und 34 zur Spannungssollwert- und Spannungsistwerterzeugung.
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Dem Eingang E20 wird die ungeregelte Eingangsspannung zugeführt; die
geregelte
Ausgangsspannung läßt sich am Ausgang A20 abnehmen. Der Spannungszweig zur Erzeugung
der Istwertspannung besteht aus der Reihenschaltung der Widerstände R110 und R111,
an deren Verbindungspunkt der Spannungsistwert abgenommen und dem Regelverstärker
zugeführt wird. Der Schaltungszweig zur Erzeugung des Spannungssollwerts besteht
aus einem Spannungsteiler aus dem Widerstand R109 und der Zenerdiode D105 parallel
zum Istwert-Spannungsteiler mit einem Schaltungspunkt P30, an welchem ein Widerstand
R105 angeschlossen ist, der vor dem Leistungsstellglied 30 mit der ungeregelten
Eingangs spannung verbunden ist.
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Die erfindungsgemäße Spannungsstabilisierungs-Überspannungsschutzschaltung
kann prinzipiell bei jeder Spannungsstabilisierungsschaltung angewendet werden und
erweist sich besonders bei Steuergeräten für Kraftfahrzeuge u. dgl. als vorteilhaft;
sie schützt entsprechende Steuergeräte gegen auf der Versorgungsspannung auftretende
Schaltspitzen, die erhebliche Überspannungswerte erreichen können.
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Wie der Darstellung der. Fig. 10 entnommen werden kann, besteht das
Leistungsstellglied aus einem Transistor T101, der als Längsregeltransistor mit
seiner Kollektor-Emitterstrecke in die Leitung zur Zuführung der positiven Versorgungsspannung
eingeschaltet ist, und zwar in Reihe mit einer vom Eingang E20 aus gesehen für positive
Spannungen in Flußrichtung geschalteten Diode D101. Ausgangsseitig ist ein Kondensator
C101 verhältnismäßig hoher Kapazität zwischen Plus- und Minusleitung L1 und L2 geschaltet;
der Istwert-Spannungsteiler R110, Rlll arbeitet auf den einen Eingang eines 1fferenzversta"rkers,
der gebildet
ist aus den beiden Transistoren T102 und T103, deren
Emitter zusammengeführt und über einen Widerstand R108 mit Minus- oder Masseleitung
verbunden sind. Der Kollektor des Transistors T103 ist mit dergeregelten Ausgangsspannung
(Plusleitung L1) und mit dem an diese Seite der Schaltung angeschlossenen Kollektor
des als Stellglied arbeitenden Regeltransistors T101 verbunden. Der Kollektor des
anderen Transistors T102 des Differenzverstärkers liegt über einen Widerstand R107
an der Basis von T101. Die Sollwertspannung wird von einem Spannungsteiler R105,
R106 und der schon erwähnten Zenerdiode D105 erzeugt, wobei der Widerstand R105
gegenüber dem Widerstand R109 verhältnismäßig hochohmig ist und dazu dient1 als
"Startwiderstand" den Regelvorgang einzuleiten; ohne den Widerstand R105 wäre die
Ausgangsspannung an A20 ständig Null.
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Die i2berspannungsschutzschaltung besteht aus dem zwischen ungeregel-
-ter Eingangsspannung und Minusleitung geschalteten Spannungsteiler der Widerstände
Rl01 und R104 sowie der Zenerdiode D103, die zwischen den beiden Widerständen angeordnet
ist; an den Verbindungspunkt der Zenerdiode D103 und des Widerstands R104 ist über
einen Widerstand R102 die Basis eines weiteren Transistors T104 angeschlossen, dessen
Emitter-Kollektorstrecke parallel zur Zenerdiode D105 im Referenzspannungszweig
liegt. Die an der Diode D105 vorhandene Referenz- oder Bezugsspannung (Sollspannung)
wird mit der stabilisierten Spannung mit Hilfe des Differenzverstärkers aus T102,
T103 verglichen und über den Regeltransistor T101 geregelt. Dieser Längstransistor
arbeitet in Emitter-Schaltung. Man erzielt hierdurch eine höhere stabilisierte Spannung,
da die Schaltung bis zur Kollektor-Emittersättigungsspannung arbeitet.
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Im Falle hoher positiver Batteriespannungen bricht die Zenerdiode
D103
durch und wird leitend, es wird dann auch der Transistor T104
leitend, und der Transistor T102 und als Folge davon der Längstransistor T101 werden
gesperrt. Das bedeutet, daß bei entsprechenden Überspannungen die gesamte von der
Spannungsstabilisierungs-;JberspannungsschutzSchaltung versorgte Einrichtung strom-
und spannungslos wird. Die zulässige Zeitdauer für die andauernde ijberspannung
ist durch den Leistungswert des Widerstandes R101 gegeben. Die noch zulässige Überspannungsschwelle
bestimmt sich aus der Summe der Zenerspannung der Zenerdiode D103 und der Basis-Emitterspannung
des Transistors T104.
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An den Verbindungspunkt der Zenerdiode D103 mit dem Widerstand R104
ist im übrigen über eine für positive Spannungen in Flußrichtung gepolte Diode D104
und einen Widerstand R102 und die Leitung L30 die Basis des Transistors T62 der
in Fig. 7 gezeigten Schaltung angeschlossen, so daß dieser Transistor auch bei einer
entsprechenden auftretenden Überspan-,nung leitend wird und den Zilndstrom abschaltet,
ähnlich wie bei einer Ansteuerung vom Ausgang des Komparators A62 der Schaltung
zur Abschaltung des Ruhestroms.
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