-
-
Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Empfindlich-
-
keit von selektiven Spannungs- oder Pegelmessern Die vorliegende Erfindung
betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Empfindlichkeit
von selektiven Spannungs- oder Pegelmessern.
-
Bei den bisher bekannten selektiven Pegelmessern bestimmt das unvermeidliche
Eigenrauschen die Empfindlichkeitsgrenze, die bisher lediglich durch Verkleinern
der Meßbandbreite gesteigert werden konnte. So lassen bei einer Zwischenfrequenz
von beispielsweise 100 kHz, wie sie oberhalb des 1/f-Rauschens von Halbleitern liegt,
die Siebmittel der Filterschaltungen üblicherweise minimale Rauschbandbreiten zwischen
20 und 200 Hz. zu.
-
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
und ein Verfahren zur Erhöhung der Empfindlichkeit von selektiven Spannungs- oder
Pegelmessern anzugeben, ohne daß eine Verkleinerung der Meßbandbreite mittels Fliterschaltungen
erforderlich ist.
-
Die erfindungagemäße Schaltungsanordnung verwendet eine erste gesteuerte
Gleichrichteranordnung, die aus zwei Gegentaktmodulatoren besteht, eine zweite gesteuerte
Gleichrichteranordnung, die ebenfalls aus zwei Gegentaktmodulatoren aufgebaut ist
und deren Signaleingänge mit den beiden Ausgängen der ersten Gleichrichteranordnung
über
zwei Tiefpäse verbunden sind, sowie einem frequenzgeregelten Oszillator, dessen
Frequenz zu der Frequenz eines eingangsseitigen Meßsignals in einer rationalen Frequenzrelation
steht und der über gegebenenfalls vorgeschaltete Frequenzteiler mit den Trägereingängen
der Gegentaktmodulatoren verbunden ist.
-
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren werden der ersten, aus zwei Gegentaktmodulatoren
bestehenden, gesteuerten Gleichrichteranordnung außer einem Meßsignal zwei mit diesem
in einer vorgegebenen rationalen Frequenzrelation stehende, um 900 gegeneinander
phasenverschobene Signale zugeführt, wonach die abgegebenen Gleichstromsignale sowie
zwei weitere, um 900 gegeneinander phasenverschobene, Trägersignale einer zweiten,
aus zwei Gegentaktmodulatoren bestehenden gesteuerten Gleichrichteranordnung zugeführt
werden, die eine Vektoraddition durchführt, so daß am Ausgang eines den Gegentaktmodulatoren
der zweiten Gleichrichteranordnung nachgeschalteten Differentialübertagers ein Signal
abgegriffen wird, dessen Amplituden dem Betrag des Vektors der Meßspannung proportional
ist.
-
Gesteuerte Gleichrichteranordnungen werden in der Meßtechnik vielseitig
eingesetzt, so beispielsweise in der Bauteilemeßtechnik, wo Meßsignale getrennt
nach Wirk- und Blindkomponente ausgewertet werden. Ein weiteres Anwendungsgebiet
ist das Auswerten von gestörten Signalen durch korrelativen Vergleich mit einem
frequenz- und phasengleichen ungestörten Signal (Signalrückgewinnung).
-
Bei der bekannten Methoden zur Signalrückgewinnung muß zur Abtastung
des Meßsignals ein gleichphasiges ungestörtes Hilfssignal zur Verfügung stehen,
das Jedoch überlicherweise bei Pegelmessern, bei denen das zwischenfrequente Meßsignal
in seiner Phase nicht beksnnt und damit nicht stabil ist, nicht vorausgesetzt werden
kann.
-
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung und das zugehörige Verfahren
ermöglichen eine korroletive Signalauswertung, wenn ein Hilfssignal beliebiger Phase
mit einem rationalen Frequenzverhältnis zum Meßsignal zur Verfügung steht, in der
Weise, daß eine Trennung von Meßsignal und überlagertem Stör- (Rausch-) Signal erfolgt.
Während sich die aus dem Meßsignal ergebenden Gleichstrom-Zeitflächen aufaddieren
lassen, ergeben sich aus dem Rauschsignal herrührenden Signalanteile bei der gleichen
Integration den Gleichstrommmittelwert Null.
-
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in der Zeichnung dargestellten
bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert.
-
Dabei zeigen: Fig. 1 das Prinzipschaltbild des Ausführungsbeispiels
und Fig. 2 eine Teilachaltung von Fig. 1.
-
Bei dem in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbild wird das Meßsignal
UN, fM, an die Signaleingänge der ersten gesteuerten Gleichrichteranordnung 1 gelegt.
Sie besteht aus zwei Gegentaktmodulatoren, denen als Trägersignale die mit dem Meßsignal
gleichfrequneten Signale Uo sin(wt) und Uo cos(wt) zugeführt werden Diese Trägersignale
werden aus dem phasengeregelten Oszillator 4 mit der Frequenz fo = 2.fM durch Frequenzteilung
2:1 in digitalen Frequenzteilern 5, 6 gewonnen. Durch diese Frequenzteilung entsteht
aus dem eingangsseitigen Phasenversatz von 1800 eine Zeitverschiebung zwischen den
Ausgangssignalen von 1/2 Taktperiode = 1/4 Periode der Ausgangsspannung = 900. Der
Oszillator 4 kann in an sich bekannter Weise auf eine ihm zugeführten Hilfsfrequenz
synchronisiert werden, beispielsweise durch einen Frequenzregelkreis auf der Basis
einer Phasenregelung.
-
Bei der Signalrückgewinnung mittels der zweiten gesteuerten Gleichrichteranordnung
2 wird nun die Tatsache ausgenützt, daß der Gleichstrommittelwert eines (überlagerten)
Rauschsignals Null ist, während die vom Meßsignal herrührenden Energieanteile sich
aufaddieren. Dabei kann bei jedem beliebigen Winkel # zwischen dem Meßssignal und
einem der beiden Trägersignale aus den Spannungs-Zeitflächen, die sich bei der Abtastung
mit zwei um 900 gegeneinander verschobenen Trägersignalen ergeben, auf den Betrag
des Vektors #M sin (wt + #) geschlossen werden.
-
Für die Sin-Abtastung mit gleichfrequentem Träger gilt:
Für die Cos-Abtastung mit gleichfrequenten Träger gilt:
Aus den an den Ausgängen der Tiepässe R1, C1 und R2, C2 anstehenden
Gleichspannungen bei fT/fM = 1 lässt sich der Betrag des Vektors UN durch quadratische
Addition ermitteln:
Die Spannung Uges ist ein affines Abbild des Effektivwertes der zu bestimmenden
Meßgröße UM und unterscheidet sich lediglich um den Faktor k:
Diese quadratische Addition der Gleichspannungssignale wird mit Hilfe der zweiten
gesteuerten Gleichrichteranordnung 2 vorgenommen, die ebenfalls aus zwei Gegentaktmodulatoren
besteht, denen die Trägersignale Uo sin(wt) und Uo cos(wt) zugeführt werden.
-
Die Tträgersignale Uo sin(wt) und Uo cos (wt) am zweiten Modulatorparr
brauchen nicht mit fM frequenzgleich zu sein.
-
Möchte man Jedoch Frequenzgleichheit, so kann die gesammte Anordnung
auch als Filterschaltung mit frei wählbarer Bandbreite (Grenzfrequenz der R-O-Tiefpässe)
interpretiert werden. Es lassen sich auf diese Art Filterbandbreiten realisieren,
die mit L-C- oder Quarsband-Röhren nicht erreichbar sind, z.B. BP 100kHz mit Durchlaßbreite
(3 dB) 0,1 Hz.
-
Fig. 2 zeigt die gesteuerte Gleichrichteranordnung 2 in vereinfachter
Darstellung. Das Transisitorpaar 7, 8 wird im Takt wt mit Hilfe des Transistors
9 leitend geschaltet. Ebenso schaltet der Transistor 10 im gleichen Takt mit 900
Phasenverschiebung das Transisitorpaar 11, 12. Die Transistoren 9 und 10 werden
mäanderförmig leitend geschaltet, das Tastverhältnis beträgt für jeden Tranistor
50 %. Die Widerstände 13 bis 16 sind untereinander gleich. Für U14 = 0 sind die
Ströme in den Tranistoren 7, 8, ii, 12 gleich, so daß am Ausgang des Differentialübertragers
17 keine Ausgangsspannung erscheint. Für UM + 0 und beliebigen Winkel # treten in
den Tranistorpaaren 7, 8 bzw. 11, 12 Stromunterschiede auf. Die Ausgangsspannung
am Übertrager 17 läßt sich dabei wie folgt berechnen:
Es gilt also Ua(w) # #M Am Ausgang der gesteuerten Gleichrichteranordnung 2 kann
also ein Wechselstromsignal der Frequenz fM abgenommen werden, dessen Amplitude
proportional zur Meßspannung UM ist. Die Phasenverschiebung # = arctan ein # ist
für die Betragsauswertung bedeutungslos.
-
Da Ua (w) auch proportional lIR ist, wobei mit R der einheitliche
Wert der Widerstände 12 bis 16 bezeichnet ist, kann der Übertragungsfaktor der Schaltungsanordnung
in weitem Bereich frei gewählt werden.
-
4 Patentansprüche 2 Figuren
L e e r s e i t e