DE3134729C2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Messung der Phasendifferenz zweier anschwingender, elektrischer, sinusförmiger, gleichfrequenter Wechselspannungen - Google Patents

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Messung der Phasendifferenz zwischen zwei elektrischen, sinusförmigen, gleichfrequenten Wechselspannungen. Bei diesem Verfahren werden zwei jeweils einem Kanal (10, 20) zugeführte Wechselspannungen (u10, u20) mit einem Schwellwert verglichen. Das der Phasendifferenz entsprechende Intervall zwischen den beiden Zeitpunkten, in welchen die Wechselspannungen dem Schwellwert entsprechen, wird ermittelt und in einer Auswertstufe (30) in einen Meßwert umgewandelt. Nach der Erfindung wird ein variabler Schwellwert verwendet, der aus der Amplitude der jeweiligen Wechselspannung abgeleitet wird. Außerdem wird die zu detekierende Wechselspannung kurzgeschlossen, wenn Gleichheit zwischen Wechselspannung und Schwellwert erreicht ist, wobei dieser Vergleichsvorgang mit einem Meßzyklus niederer Frequenz wiederholt wird. Die ermittelten Meßwerte werden gespeichert. Durch diese Maßnahme ist eine kontinuierliche Messung möglich.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der Phasendifferenz der im Oberbegriff des Anspruches 1 bezeichneten Art

Ferner bezieht sich die Erfindung auf eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens, wie sie im Oberbegriff des Anspruches 2 näher bestimmt ist.

Es sind unterschiedliche Verfahren zur Bestimmung der Phasendifferenz, auch Phasenverschiebung oder Phasenwinkel genannt, bekannt.

Nach einem der Anmelderin bekannten Verfahren werden die momentanen Amplituden der beiden Schwingungen miteinander verglichen. Aus der Amplitudendifferenz kann auf die Phasenverschiebung rückgeschlossen werden. Diese Methode setzt einerseits eine konstante und gleiche Amplitude der miteinander zu vergleichenden Schwingungen voraus und ermöglicht nur Messungen kleiner Phasenverschiebungen, da bei größeren Werten kein linearer Zusammenhang zwischen Amplitudendifferenz und Phasenverschiebung besteht

In der DE-AS 25 36 160 ist ferner eine Schaltungsanordnung beschrieben, bei welcher die Phasenverschiebung zwischen zwei Wechselspannungen dadurch festgestellt wird, daß die eine Wechselspannung als Trägerspannung dient, welche zwei Umsetzer beeinflußt, wobei einem der beiden Umsetzer die Trägerspannung mit 90° Phasendifferenz zugeführt wird, während die andere Wechselspannung als Eingangsspannung für den Umsetzer dient. In den Umsetzern werden die Spannungen in zwei koordinierte Signale umgewandelt, welche einem Rechner zur Ermittlung der Phasenverschiebung aus dem Arcustangens zugeführt werden. Mittels einer derartigen Anordnung können jedoch nur Phasenverschiebungen zwischen +180° und —180° angezeigt werden. Außerdem ist die Anordnung vergleichsweise aufwendig, da zur Auswertung ein nachgeschalteter Digitalrechner erforderlich ist.

Die in der US-PS 35 02 993 beschriebene Schaltungsanordnung arbeitet nach einem Verfahren, bei welchem zum sicheren Schalten eines !Comparators ein variabler Schwell wert gebildet wird, welcher der>i arithmetischen Mittelwert zwischen dem relativen Maximum bzw. Minimum einer Wechselspannung entspricht Diese Verfahrensweise ist zur Phasendifferenzmessung bei anschwingenden Wechselspannungen ungeeignet, da der arithmetisch gemittelte Schwellwert bei anschwingenden Wechselspannungen vor dem Auftreten des Signales NuIi ist und somit eine Fehldetektion innerhalb des Rauschpegels nicht ausgeschlossen werden kann.

Nach einem anderen aus der DE-OS 26 58 959 bekannten Verfahren, von welchem vorliegende Erfindung ausgeht, werden die Schwingungen mit Festschwellwerten verglichen und das Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten, in welchen die Schwingungen den Schwellwert erreichen, ermittelt.

Auch dieses Verfahren setzt Ampluudengleichheit der zu vergleichenden Schwingungen voraus.

Beide Verfahren sind darüber hinaus nicht geeignet, die Phasendifferenz anschwingender Wechselspannungen, deren Amplitude sich während des Anschwingvorganges ändert, zu ermitteln.

Solche Phasenmessungen müssen beispielsweise bei einem Verfahren zur Ermittlung der Schallgeschwindigkeit in einem Gas durchgeführt werden. Bei einem solchen Verfahren wird die Signallaufzeit zwischen zwei Ultraschallwandlern gernessen, die in einem bekannten Abstand voneinander entfernt angeordnet sind. Diese Ultraschallwandler wandeln elektrische Schwingungen in Schalldruckwellen und umgekehrt Schalldruckwellen in elektrische Wellen um. Da die Membranen eines solchen Wandlers mit Resonanzfrequenz im Ultraschallbereich schwingen, müssen sie von einer Wechselspannung gleicher Frequenz erregt werden, um Schallwellen abstrahlen zu können. Diese Schallwellen, die eine Signallaufzeit bic zum Empfängerwandler benötigen, werden von letzterem in sinusförmige Wechselspannungen umgewandelt.

Um eine kontinuierliche Messung durchführen zu können, muß das Sendesignal mit einer Frequenz ausgetastet werden, die wesentlich kleiner als die Resonanzfrequenz ist. Auf diese Weise liefert der Empfängerwandler sinusförmige Schwingungspakete anschwingender Wechselspannungen.

Bei diesem Meßverfahren werden zwei derartige Anordnungen benötigt, wobei aus der Signallaufzeitdifferenz, also der Phasendifferenz, auf die Beschaffenheit der Gase in den Kammern zwischen den Wandlern rückgeschlossen werden kann.

Mit der vorliegenden Erfindung wird ein für diese Messung geeignetes Verfahren vorgeschlagtn.

Allgemein liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Messung der Phasendifferenz zweier anschwingender, elektrischer, sinusförmiger, gleichfrequenter Wechselspannungen anzugeben.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird gemäß der Erfindung das Verfahren nach dem Hauptanspruch und die Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 angegeben.

Nach dem Grundgedanken vorliegender Erfindung werden die Wechselspannungen, deren Phasendifferenz ermittelt werden soll, nicht, wie bekannt, mit einem Festschwellwert sondern einem variablen Schwellwert verglichen, der aus der Amplitude der jeweiligen Wechselspannung abgeleitet wird. Damit steht der Schwellwert in einem festen Verhältnis zur Amplitude, so daß der durch Gleichheit von Wechselspannung und Schwellwert definierte Zeitpunkt von der Amplitude unabhängig wird. Damit ist eine Phasenmessung amplituderiinodulierter Schwingungen, also auch von Wechselspannungen im Einschwingvorgang, möglich.

Die Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens besteht in herkömmlicher Weise aus einem Meß- und einem Vergleichskanal, welchen jeweils eine der beiden Wechselspannungen zugeführt ist Jeder Kanal weist im wesentlichen einen Signalverstärker, eine Schwellwertspannungsquelle und einen die Wechselspannung mit dem Schwellwert vergleichenden Komparator auf, wobei die Ausgänge dieser Komparatoren mit den Eingängen einer Logik-Schaltung verbunden sind, welche ein der Phasendifferenz entsprechendes Signal liefert

Aufgabe dieses Schwellwertverstärkers ist es, einen von der momentanen Amplitude der jeweiligen Wechselspannung abhängigen Schwellwert zu liefern. Zu diesem Zweck ist, wie mit Anspruch 2 im einzelnen gekennzeichnet ist, in jedem der beiden Kanäle als Schwellwertspannungsqueile jeweils ein tastbarer Operationsverstärker und ein diesem nachgeschalteter Spitzengleichrichter zur Speicherung des amplitudenabhängigen Schwellwertes vorgesehen. Der Ausgang des Spitzengleichrichters ist mit dem einen Eingang des Komparators verbunden, während die Wechselspannung bzw. einer dieser Wechselspannung entsprechende Schwingung dem anderen Eingang des Komparators zugeführt wird. Damit der Komparator nicht schon bei positiven Eingangsspannungen schaltet, wird die Wechselspannung einer einseitig mit einer Festspannungsquelle verbundenen Begrenzerdiode zugeführt, die mit dem anderen Eingang des Komparators verbunden ist und die im Eingangskreis eines Festschwellwertverstärkers liegt, dessen Ausgang mit dem Steuereingang des gesteuerten Operationsverstärkers verbunden ist.

Einzelne Maßnahmen, die Gegenstand der Ansprüche sind, sind nachstehend anhand eines Ausführungsbeispieles, das mit Hilfe von Zeichnungen veranschaulicht ist, ausführlicher erläutert. So zeigt in der Zeichnung

F i g. 1 Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Messung der Phasendifferenz zweier anschwingender elektrischer Wechselspannungen und

Fig. 2 Spannungs- bzw. Impulsdiagramm, mit welchem das Zustandekommen des Meßwertes im einzelnen veranschaulicht ist.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung setzt sich aus einem Vergleichskanal 10, einem Meßkanal 20 und einer die Signale der beiden Kanäle auswertenden Stufe, der Auswerterstufe 30, zusammen. Die beiden Kanäle 10 und 20 sind schaltungstechnisch gleich aufgebaut. Ihnen ist eine gemeinsame Steuerschaltung, die Reset-Logik 41, zugeordnet, welche in nachstehend beschriebener Weise die Kanäle nach einem Meßzyklus wieder in den Ausgangszustand zurückschaltet.

Aufgabe der Schaltung ist es, die Phasendifferenz von an sich gleichen, jedoch gegeneinander phasenverschobenen Schwingungen während des Einschwingvorganges festzustellen. So unterscheiden sich die Wechselspa.inungen i/10 und U 20, die dem Vergleichskanal bzw. Meßkanal zugeordnet sind, nur durch ihre Phasenlage, wie in F i g. 2, Zeilen 22 und 23 angedeutet ist.

Die identisch aufgebauten Vergleichs- und Meßkanäle setzen sich im einzelnen aus folgenden Baugruppen zusammen, welche die nachstehend hpsrhriphpnp Funk-

tionsweise haben.

Die miteinander zu vergleichenden Wechselspannungen i/10 und i/20 werden über einen Eingangskreis, bestehend aus Koppelkondensator CIl bzw. C2i und Vorwiderstand All bzw. R 21, dem einen Eingang, nämlich dem Plus-Eingang, des Eingangsverstärkers Ii bzw. 21 zugeführt. Im Eingangskreis, nämlich am positiven Eingang des Eingangsverstärkers 11 bzw. 21, liegt eine Torschaltung, die jeweils aus einem Feldeffekt-Transistor 7*11 bzw. 7"2I besteht und der die Wirkung eines elektronischen Schalters hat. Mittels dieser Torschaltung wird der Plus-Eingang des Eingangsverstärkers U bzw. 21 kurzgeschlossen, also auf Null-Potential (Masse) gelegt, wenn, gesteuert vom Ausgangssignal der bistabilen Stufen 15 und 25, die Transistoren Γ11 bzw. 7"21 durchgeschaltet werden. In diesem Fall fällt die Wechselspannung U10 bzw. U 20 an dem ÄC-GIied, bestehend aus R 11 und C11 bzw. R 21 und C21, ab.

Sind dagegen die Feldeffekt-Transistoren 7*11 und 7"2I gesperrt, werden die Spannungen i/10 und i/20 von den Eingangsverstärkern 11 bzw. 21 um den Verstärkungsfaktor k verstärkt, so daß an deren Ausgängen die Spannungen i/11 und i/21 erzeugt werden, welche in Zeilen 25 und 26 in F i g. 2 dargestellt sind. Der Ausgang der Verstärker 11 bzw. 21 ist mittels der aus den Widerständen R 12, R 12' bzw. R 22, R 22' bestehenden Spannungsteiler zum negativen Eingang gegengekoppelt, wie dies bei Elektrometerverstärkern üblich ist Das Spannungsteilerverhältnis bestimmt den Verstärkerfaktor k.

Die Ausgangsspannung i/11 bzw. i/21 wird über einen Hochpaß, bestehend aus dem Kondensator C12 bzw. C 22 und dem Widerstand R 13 bzw. R 23, einerseits über einen Spannungsteiler mit den Teilerwiderständen R 15, R 15' bzw. R 25, R 25' dem positiven Eingang eines tastbaren Operationsverstärkers und andererseits dem positiven Eingang eines Komparators 14 bzw. 24 zugeführt

Der Hochpaß zwischen den Verstärkern 11 und 12 bzw. 21 und 22 hat die Aufgabe, infolge von Offset-Spannungsdriften auftretende Ausgangsoffset-Spannungen der Operationsverstärker abzublocken, welche zu einer Verfälschung des Meßergebnisses führen würden. Außerdem ist der Hochpaß so zu dimensionieren, daß seine Grenzfrequenz nur wenig unterhalb der Frequenz des Nutzsignales liegt, um Störsignale geringerer Frequenzen abzufiltern.

Die Verstärker 12 und 22 müssen in Abhängigkeit eines Signales steuerbar sein. Zu diesem Zweck werden tastbare Operationsverstärker verwendet, wie sie z. B. unter der Bezeichnung »Operational Transconductance Amplifier« (OT'A) bekannt sind.

Der Verstärkungsgrad dieser Operationsverstärker läßt sich in Abhängigkeit vom Steuerstrom zwischen Null und einem oberen Maximalwert beeinflussen. Bei Steuerstrom Null erscheint kein Ausgangssignal, wobei Ein- und Ausgänge hochohmig sind. Mit maximalem Steuerstrom läßt sich mit diesem Verstärker z. B. eine übliche gegengekoppelte Verstärkerschaltung realisieren.

Die Verstärker 12 und 22 dienen der Bildung eines von der Eingangsspannung abhängigen Schwellwertes und sind darum nachstehend als Schwellwertverstärker bezeichnet Ihren Ausgängen sind Spitzengleichrichter nachgeschaltet die jeweils aus einer Gleichrichterdiode DlI bzw. D21 und die Ausgangsspannung speichernden ÄC-Gliedern C13, R 17 bzw. C23, R 27 bestehen. Die ÄC-Glieder sind ferner mit den negativen Eingängen sowohl des Schwellwertverstärkers 12 bzw. 22 als auch des Komparators 14 bzw. 24 verbunden.

Diese Komparatoren 14 und 24 sind derart ausgebildet, daß an ihrem Ausgang ein »High«-Signal erscheint, s wenn die Spannung am ( + )-Eingang positiver als am (—)-Eingang ist, während ein »Low«-Signal im umgekehrten Fall erzeugt wird.

Dem positiven Eingang der Komparatoren 14 bzw. 24 werden die aus den verstärkten Eingangsspannungen ίο abgeleiteten Spannungen U16 bzw. i/26 zugeführt, deren Verläufe in Zeilen 2/7 und 2/8 von F i g. 2 dargestellt sind.

Diese Spannungsverläufe entstehen dadurch, daß der Vorwiderstand R 14 bzw. R 24 mit der Anode der Begrenzerdiode D12 bzw. D 22 verbunden ist, deren Kathode über den Spannungsteiler mit den Widerständen R 16, R 16' bzw. R 26, R 26' aus einer aus der Batteriespannung — Ub abgeleiteten negativen Spannung liegt. Diese Schaltung hat zur Folge, daß die Spannung i/16 nach oben begrenzt ist. Liegt, wie das beim Ausführungsbeispiel der Fall ist, die Kathode der Begrenzerdiode D12 bzw. D 22 auf —1,7 Volt, so kann die Spannung U16 nicht positiver als — 1 Volt werden. Das ist notwendig, damit der Komparator 14 bzw. 24 nicht schon bei positiven Eingangsspannungen schaltet

Als feste Vergleichsspannung dient die mittels der Spannungsteiler mit den Widerständen R 16, R 16' bzw. R 26, R 26' aus der Batteriespannung abgeleitete Teilspannung, welche jeweils dem positiven Eingang der Verstärker 13 bzw. 23 zugeführt wird, die darum als Festschwellwertverstärker bezeichnet sind.

Wird die Spannung U16 bzw. t/26 negativ und unterschreitet dabei die feste negative Spannung am positiven Eingang, so erzeugt der Festschwellwertverstärker 13 bzw. 23 einen Steuerstrom, welcher über den Koppelwiderstand R 18 bzw. R 28 dem Steuereingang der Schwellwertverstärker 12,22 zugeführt wird.

Dem Vergleich der Spannungen i/16 und i/17 bzw. i/26 und t/27 dient der schon oben erwähnte Komparator 14 bzw. 24, dessen Ausgang mit einer bistabilen Stufe 15 bzw. 25 verbunden ist Hierbei handelt es sich um Set-Reset-Flip-Flops. Diese Flip-Flops werden mit der positiven Flanke des von der Reset-Logik 41 erzeugten Impulses t/41 (vgl. Zeile 2/4 in Fig. 2) nach jedem Meßzyklus wieder in die Ausgangslage zwangsweise zurückgesetzt Auf diese Weise erscheint jeweils am Ausgang der bistabilen Stufen 15 bzw. 25 ein impuls, dessen Länge und Phasenlage einem Schwingungsabschnitt der Wechselspannung U10 bzw. t/20 entspricht so Die Messung der Phasendifferenz mit dieser Schaltung erfolgt in folgender Weise.

Es sei davon ausgegangen, daß, gesteuert durch die

Reset-Logik 41 und die bistabilen Stufen 15, 25, die Feldeffekt-Transistoren 7" 11 und T 21 gesperrt und damit die positiven Eingänge der Eingangsverstärker 11 und 21 nicht kurzgeschlossen sind.

Die Spannungen t/10 und t/20 werden mittels der Verstärker 11 und 21 um einen konstanten Verstärkungsfaktor k verstärkt Die Transistoren T11 und 7"2I sind so gesteuert, daß nach Durchlaufen der zweiten Halbweile die Eingänge der Verstärker 11 und 21 kurzgeschlossen werden, so daß die Spannungen t/11 und t/21 den in F i g. 2 Zeilen 2/5 und 2/6 dargestellten Verlauf haben.

Diese Spannung t/11 bzw. t/21 wird der Begrenzerdiode D12 bzw. D 22 zugeführt, weiche in beschriebener Weise so geschaltet ist daß an ihrer Kathode und damit am positiven Eingang des Festschwellwertver-

stärkers 23 die in Zeile 2/7 bzw. 2/8 von F i g. 2 dargestellte Spannung liegt.

Die Festschwellwertverstärker 13 und 23 formen die Spannungen U14 bzw. t/24 in an ihren Ausgängen liegende Rechteckspannungen t/13 bzw. t/23 um, deren Phasenlage der Phasenlage der am Eingang befindlichen Wechselspannungen U10 und U 20 entspricht.

Mit diesen Spannungen i/13 bzw. t/23 werden die Schwellwertverstärker 12 und 22 getastet, so daß, wie oben beschrieben, die Verstärker nur bei Vorhandensein der Spannung U13 bzw. t/23 mit einem konstanten Verstärkungsfaktor verstärken, während der übrigen Zeit dagegen gesperrt sind.

Dem positiven Eingang des Schwellwertverstärkers 12 bzw. 22 wird ein durch das Verhältnis der Teilerwiderstände R 15, R 15' bzw. R 25, R 25' bestimmter Anteil der Spannung t/11 bzw. t/21 zugeführt. Die Ausgangsspannung U12 bzw. t/22 wird mittels der Gleichrichterdioden DIl bzw. D21 gleichgerichtet und mit den /?C-Gliedern R 17, C13 bzw. R 27, C 23 gespeichert. Diese gespeicherte Spannung entspricht einem aus der Ausgangsspannung abgeleiteten Grenzwert, der als Schwellwert U17 bzw. LJ 27 dem negativen Eingang des Komparator 14 bzw. 24 zugeführt wird. Die gleiche Spannung wird gleichzeitig dem negativen Eingang der Verstärker 12 bzw. 22 zugeführt.

Die Ausgangsspannung t/12 bzw. t/22 stellt sich nun so ein, daß die Spannung t/17 bzw. t/27 an dem negativen Eingang des Verstärkers 12 bzw. 22 der Spannung am positiven Eingang folgt Der am Eingang liegende Spannungsteiler mit den Widerständen R 15, R 15' bzw. R 25, R 25' bewirkt, daß am positiven Eingang nur ein Bruchteil der Eingangswechselspannung liegt Wird die Eingangswechselspannung wieder positiv, so wird mittels des Spitzengleichrichters, bestehend aus Diode Z? 11 bzw. D 21, Ladekondensator C13 bzw. C23 und Ladewiderstand RM bzw. R 27, ein diesem Spannungsanteil entsprechender Wert gespeichert der dem negativen Eingang des !Comparators 14 zugeführt ist.

Erreicht das Wechselspannungssignal t/16 bzw. t/26 diesen Schwellwert t/17 bzw. t/27, wie in Zeilen 2/11 und 2/12 des Diagrammes in Fig.2 veranschaulicht ist so erzeugt der Komparator 14 bzw. 24 das Rechteckausgangssignal i/14 bzw. t/24, wie die Zeilen 2/13 und 2/14 in Fi g. 2 zeigen. Auch diese Rechteckspannungen sind um die Phasenverschiebung der Eingangswechselspannungen gegeneinander verschoben. Sie steuern die bistabilen Stufen 15 und 25 an, so daß an deren Ausgängen die Spannungen t/15 bzw. t/25 erscheinen.

Mit der Ausgangsspannung t/15 bzw. t/25 werden die Transistoren TU und Γ21 geschaltet so daß der Kanal gesperrt ist, wenn das Meßsignal aus der zu detektierenden Spannung abgeleitet ist.

Damit stehen mit den Ausgangsspannungen U15 und t/25 Spannungen zur Verfügung, deren Phasenverschiebung unabhängig von der Amplitude der Eingangsspannung deren Phasenverschiebung entspricht

Um die Phasendifferenz ζυ ermitteln, werden die Ausgangsspannungen der bistabilen Stufen einer Vergleichsschaltung, vorzugsweise einem UND-Gatter oder im vorliegenden Fall einem NAND-Gatter 31, zugeführt Der eine Eingang des NAND-Gatters 31 ist mit dem (^-Ausgang der bistabilen Stufe 15 und der andere Eingang mit dem Q-Ausgang der bistabilen Stufe 25 verbunden, so daß an seinem Ausgang ein Spannungsimpuls t/31 erzeugt wird, dessen Breite der Phasendifferenz entspricht

Dieser Impuls wird einem Schalter 33 zugeführt dessen Schaltkontakt 335 normalerweise geschlossen und nur bei Vorhandensein des Spannungsimpulses 31 geöffnet ist Dieser Kontakt 335 ist dem Kondensator C 33 parallel geschaltet, welcher aus einer Konstantstromquelle 32 ρ espeist wird. Folglich lädt sich der Kondensator C 33 nur für die Dauer der Phasenverschiebung auf, so daß die erreichte Ladung ein Maß für die Phasenverschiebung ist. Die der Ladung entsprechende Spannung wird einem Zwischenspeicher, bestehend aus dem gesteuerten Operationsverstärker 34 und dem Kondensator C 34, zugeführt. Der Verstärker 34 ist nur bei vorhandener Spannung t/31 geöffnet, während der verbleibenden Zeit dagegen gesperrt, so daß die mit dem Kondensator C34 gespeicherte Spannung bei Entladen des Kondensators C33 gespeichert bleibt. Da jedoch die Ausgangsspannung des Verstärkers 34 der Eingangsspannung, also der Kondensatorspannung t/33, bei vorhandenem Steuerimpuls schlagartig folgt, wird auch der Kondensator C 34 beim nächsten Meßzyklus wieder entladen. Aus diesem Grund muß die mit dem Kondensator C34 zwischengespeicherte Spannung vor einem neuen Meßzyklus zur Anzeige endgespeichert werden. Diesem Zweck dient der gleichfalls als gesteuerter Verstärker ausgebildete Operationsverstärker 35, dessen Ausgangsspannung mit dem Kondensator C35 gespeichert wird. Mittels der positiven Flanke der von der bistabilen Stufe 25 erzeugten Ausgangsspannung t/25 (vgl. Zeile 2/18 in Fig.2) wird die monostabile Kippstufe 36 gesetzt, welche den Spannungsimpuls t/36 (vgl. Zeile 2/18 in F i g. 2) liefert. Dieser Impuls wird dem Steuereingang des Verstärkers 35 zugeführt, welcher den Verstärker 35 während der Aufladung des Kondensators C34 sperrt und eine Endabspeicherung der mit dem Kondensator C 34 zwischengespeicherten Spannung mit dem Ladekondensator 35 bewirkt.

An dem Kondensator C35 liegt damit ein der Phasenverschiebung der beiden Spannungen analoger Meßwert, der mit einem Analog- oder Digitalmeßinstrument zur Anzeige gebracht werden kann.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Messung der Phasendifferenz zweier anschwingender, elektrischer,- sinusförmiger, gleichfrequenter Wechselspannungen, bei welchen die Wechselspannungen jeweils mit einem zugeordneten Schwellwert verglichen werden und das der Phasendifferenz entsprechende Intervall zwischen den beiden Zeitpunkten, in welchen die Wechselspannungen dem Schwellwert entsprechen, ermittelt und in einen Meßwert umgewandelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der jeder Wechselspannung (U 10, t/20) zugeordnete Schwellwert (UYJ, U 27) aus der Amplitude der ersten Halbwelle, deren Amplitude eindeutig über einem vorgegebenen Festschwdlwert liegt, dieser Wechselspannung abgeleitet und gespeichert wird, daß die Wechselspannung (UXS, i/26) mit diesem abgeleiteten und abgespeicherten Schwellwert (U 17, i/27) verglichen, der durch Vergleich ermittelte Meßwert gespeichert und angezeigt wird.

2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, bestehend aus einem Meß- und Vergleichskanal, welchen jeweils eine der beiden Wechselspannungen zugeführt ist und welche jeweils mindestens einen Signalverstärker, eine Schwellwertspannungsquelle und jeweils einen die Wechselspannung mit dem Schwellwert vergleichenden Komparator aufweisen, wobei die Ausgänge dieser Komparatoren mit den Eingängen einer Logik-Schaltung verbunden sind, welche ein der Phasendifferenz entsprechendes Signal liefert, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem der beiden Kanäle (10,20) die Schwellwertspannungsquelle aus einem tastbaren Operationsverstärker (12,22) und einem diesem nachgeschalteten Spitzengleichrichter (D 11, R 17, C13; D21, #27, C23), dessen Ausgang mit dem einen Eingang (—) des Komparator (14,24) verbunden ist, einer Festspannungsquelle (— Ub, R\e, Rw, — Ub, /?26, /?26') und einem Festschwellwertverstärker (13,23) besteht, daß der Ausgang des Signalverstärkers (11, 21') über einen Widerstand (R 14, /?24) mit dem einen Eingang (—) des Festschwellwertverstärkers (13, 23) und dem anderen Eingang ( + ) des Komparators (14,24) verbunden ist, daß die Festspannungsquelle (-Ub, R\t, Rw, — Ub, R26, /?26·) mit dem anderen Eingang ( + ) des Pestschwellwertverstärkers (13,23) verbunden ist, daß zwischen diesen Eingängen des Festschwellwertverstärkers (13, 23) eine Begrenzerdiode (D 12, D 22) angeordnet ist und daß der Ausgang des Festschwellwertverstärkers (13, 23) mit einem Steuereingang des tastbaren Operationsverstärkers (12,22) verbunden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzengleichrichter aus einer Diode (D 11, D 21) und einem dieser nachgeschalteten ÄC-Glied (R 17, C13; R 27, C23) besteht, dessen Ausgang mit einem Eingang (—) des Komparators (14, 24) und zur Gegenkopplung mit einem Eingang (—) des getasteten Operationsverstärkers (12,22) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Komparators (14, 24) mit einer bistabilen Stufe (15, 25) verbunden isi, welche nach Ablauf eines Meßzyklus mittels einer Reset-Logik (41) in ihrer Ausgangslage zurückgesetzt wird.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabilen Stufen (15, 25) von Meß- und Vergleichskanal (10,20) über ein UND- oder NAND-Gatter (31) zur Erzeugung eines Im.pulses Ci/31), dessen Dauer der Phasendifferenz proportional ist, miteinander verknüpft sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignai des UND- oder NAND-Gatters (31) eine Konstantstromquelle (32) tastet, welche bei vorhandenem Impuls einen Kondensator (C33) lädt, dessen Spannung mittels eines weiteren Operationsverstärkers (34) und eines nachgeschalteten Kondensators (C 34) zwischengespeichert ist

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem Kondensator (C 34) ein dritter Operationsverstärker (35) mit Ladekondensator (C35) zur Endabspeicherung des Meßwertes nachgeschaltet ist, welcher mit einem Analogoder Digitalmeßinstrument anzeigbar ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß dem Meß- und Vergleichskanal (10, 20) jeweils eine Torschaltung (TU, T21), die vorzugsweise aus einem Feldeffekttransistor besteht, vorgeschaltet ist, welche in Abhängigkeit vom Ausgangssignal (u 15, u 25) der bistabilen Stufe (15,25) den Kanal sperrt