DE2655466B2

DE2655466B2 - Hochspannungsgenerator für Elektronenstrahlröhren, vorzugsweise für Fernsehempfänger und EDV-Sichtgeräte

Info

Publication number: DE2655466B2
Application number: DE2655466A
Authority: DE
Inventors: Mitsuharu Akatsu; Tadashi Nagasaki; Mitsuo Otsu
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1975-12-08
Filing date: 1976-12-07
Publication date: 1979-07-19
Also published as: FI61377C; DE2655466A1; TR19271A; MY8200184A; FI61377B; FI763461A; FR2335112B1; FR2335112A1; MX3504E; AR216753A1; HK59181A; CA1081844A; AU2030776A; AU499222B2; PH12818A; IT1072145B; US4112337A; GB1573808A

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochspannungsgenerator nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Allgemein soll sich die Hochspannung in einem Fernsehempfänger od. dgl, d. h. eine durch Gleichrichten einer Ausgangsimpulsspannung eines Zeilentransformators erhaltene Hochgleichspannung, bei einer Helligkeitsänderung eines Bildes auf der Elektronenstrahlröhre oder bei einer Änderung im Hochspannungs-Laststrom wenig ändern. Insbesondere wird bei einem Farbfernsehempfänger die Regelung der Hochspannung angestrebt, da der Hochspannungs-Laststrom groß ist.

Bisher ändert sich bei einem Farbfernsehempfänger auch die an der Elektronenstrahlröhre liegende Hochspannung, wenn sich die Helligkeit des Bildes auf der Elektronenstrahlröhre ändert. Wenn sich die Hochspannung stark ändert ist auch die Änderung in den Bildabmessungen groß, was die Bildqualität verschlechtert. Bekanntlich ist die Änderung der Hochspannung um so geringer, je näher der Ausgangsimpuls des Zeilentransformators einem Rechtecksignal kommt.

V,i =

*²Ι>²

In Fig. 1, die ein Schaltbild eines herkömmlichen Hochspannungsgenerators zeigt, sind vorgesehen ein Horizontal-Ausgangstransistor 1, eine Zeilendiode 2, ein Resonanzkondensator 3, ein Ablenkjoch 4, ein S-Verlauf-Klirrfaktor-Kompensier- und Gleichstrom-Sperr-Kondensator 5, ein Zeilentransformator 6, eine Primärwicklung 7 des Zeilentransformators 6, eine Sekundärwicklung 8 und eine Hochspannungs-Gleichrichterdiode 9.

Die F i g. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild der F i g. 1, wobei SW dem Horizontal-Ausgangstransistor 1 und der Zeilendiode 2 entspricht-, Li ist eine Ersatzinduktivität der Parallelschaltung aus der Induktivität des Ablenkjoches 4 und der Induktivität der Primärwicklung 7 des Zeilentransformators 6; C\ entsprichi dem Resonanzkondensator 3; Li ist eine Streuinduktivität zwischen der Primärwicklung 7 und der Sekundärwicklung 8; Ci ist die Erdkapazität der Sekundärwicklung 8. Beim Ersatzschaltbild der Fig.2 ist eine Spannung Vc2 am Erdkondensator Ci bei geöffnetem Schalter SW gegeben durch:

sin

- 'A₂)

= Ablenkperiode,

= tan"¹ —~=r, <* 's

<h = tan"¹ -~-

■2 _ I I '

Li C| L₂ C2 Li C\

* I^{1 =} Tr 1 ~r - L₁Ci L₂ C₂

und mit Oi, S — Rcsonanzwinkclfrcquenzers des Resonanzkreises, wobei α eine Grundwinkelfrequenz und β

eine harmonische Winkelfrequeuz bedeuten. Aus der harmonischen Abstimmtheorie ist es bekannt, daß während der Ablenkperiode keine abgeschwächte Spannung auftritt wenn ßltt die folgende Gleichung (2) erfüllen, mit N = ungeradzahlig:

T_v — Zeilen- oder Rücklaufperiode, und
JV = 2*+!, mit ic =1,2, 3...

Wenn in Gleichung (2) N = 3 vorliegt wird dies als Abstimmung dritter Ordnung bezeichnet; bei JV = 5 wird dies als Abstimmung fünfter Ordnung bezeichnet. Auf ähnliche Weise wird abhängig von der Zahl JV eine Abstimmung Λ/ter Ordnung angenommen. Für jede Ordnung ändert sich die Größe von ßla. abhängig vom Verhältnis von TvITs. Für T_v = \2ps und 14 us (es wird angenommen, daß eine Horizontal-Folgeperiode von 63,5 μ$ vorliegt) sind z. B. die Werte von ß/x für die jeweiligen Ordnungen in Tabelle 1 angegeben:

Tabelle 1

Zahl der	ßla	TV-13 μ.
Ordnung N	Ty= ημϊ	2,15
3	2,79	4,56
5	4,62	6,35
7	6,45	8,16
9	8,28	9,97
11	10,20	11,78
13	11,97

Aus der Gleichung (1) folgt, daß das Verhältnis der Grundkomponente zur harmonischen Komponente des Ausgangssignals Vc 2 gleich ist x/ß und einen im wesentlichen konstanten Wert hat, der von der Zahl der Ordnung der Abstimmung abhängt, wie dies aus Tabelle 1 folgt. Hinsichtlich des Ausgangssignals für die Abstimmungen der dritten, siebenten und elften Ordnung haben die Vc2-Signale mittige Berge (vgl. Fig.3a, die die Abstimmung dritter Ordnung zeigt), während für die Abstimmungen der fünften, neunten und dreizehnten Ordnung die Signale mittige Täler besitzen (vgl. Fig.3b, die eine Abstimmung fünfter Ordnung zeigt).

Im folgenden werden mit Abstimmungen dritter und fünfter Ordnung als Beispiele diese verglichen und die Beziehung zur Regelung erläutert Die Fig.3a zeigt Ausgangssignale für die Abstimmung dritter Ordnung und die Fig.5b zeigt Ausgangssignale für die Abstimmung fünfter Ordnung. Wie aus einem Vergleich der Signale folgt, ist das Signal der Abstimmung fünfter Ordnung breiter als das Signal der Abstimmung dritter Ordnung. Als Ergebnis folgt, daß bei Belastung mit Abstimmung fünfter Ordnung ein größerer Dioden-Leitungswinkel als bei Abstimmung dritter Ordnung erzielt wird und damit eine bessere Hochspannungsregelung möglich ist Daher werden Abstimmungen fünfter oder neunter Ordnung bisher oft zur Verbesserung der Regelung eingesetzt

Da das Signal jedoch zwei Spitzenwerte aufweist (vgL Fig. 3b), wird eine große Spannungsänderung in einem kleinen Strombereich beobachtet bis die Doppelspitzenwerte abgeschnitten sind (vgl. F i g. 4).

Da die Schaltung der F i g. 1 eine nachteilige große Spannungsänderung aufweist (vgL oben), wurden bereits zahlreiche Versuche zur Verringerung der Hochspannungsänderung unternommen. Diese umfassen

Stabilisieren einer Hochspannung durch Ändern der Breite eines Impulse entsprechend der Änderung der Hochspannungslast mittels eines magnetischen Verstärkers t>zw. einer sättigbaren Drossel,

Ändern der Gleichstromversorgung entsprechend der Änderung der Hochspannungslast, und
Anschließen eitles Belastungswiderstandes nach einem Hochspannungsleichrichter.

Die Fig.5 zeigt eine Schaltung, bei der die Hochspannungsänderung durch Einfügen eines BeIastungswiderstar.des 10 nach einer Hochspannungsdiode verringert wird. Mit dieser Schaltung wird jedoch ein befriedigendes Ergebnis nur dann erzielt, wenn ein konstanter Strom immer durch den Belastungswiderstand 10 fließt um die Doppelspitzen abzuschneiden. In F i g. 6 zeigen Kurven A und B Regel-Kennlinien ohne bzw. mit Belastungswiderstand 10. Wenn jedoch der Belastungswiderstand 10 wie in F i g. 5 vorgesehen ist, fließt ein zum Elektronenstrahlröhren-Strom zusätzlicher Strom durch den Belastungswiderstand 10, was zu einem Leistungsverlust Em²ZR führt, mit R = Widerstandswert des Belastungswiderstandes 10 und Eht= Hochspannungswert. Da zusätzlich der Widerstand zwischen der Hochspannungsquelle und Erde liegt, muß er die Hochspannung aushalten und seine Isolierung muß sorgfältig durchgeführt werden. Dadurch wird diese Schaltung aufwendig und wenig zuverlässig.

Schließlich ist ein Hochspannungsgenerator für Elektronenstrahlröhren der eingangs genannten Art bekanntgeworden (vgl. DE-AS 18 05 499), bei dem das frequenzabhängige Dämpfungsglied gebildet wird, indem zur Erhaltung eines möglichst geringen Innenwiderstands für den Hochspannungskreis eine mit der Sekundärwicklung stark gekoppelte Wicklung an einen Teil der Primärwicklung über einen Kondensator oder eine Induktivität oder eine Parallelschaltung von Kondensator und Induktivität angeschlossen ist, wobei diese Bauelemente zudem in bestimmter Weise dimensioniert sind.

Nachteilig bei diesem bekannten Hochspannungsgenerator ist, daß das frequenzabhängige Dämpfungsglied die angestrebte Abflachung des Zeilentransformator-Ausgangsimpulses, um möglichst einen Rechteck-Verlauf zu erzielen, nur verhältnismäßig unvollständig erreicht, da außer den harmonischen Komponenten auch die Grundfrequenz-Komponente beträchtlich bedämpft wird.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, den Hochspannungsgenerator der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß nur die harmonischen Komponenten bedämpft werden, um den Zeiientransformator-Ausgangsimpuls rechteckiger und damit die Elektronenstrahlröhren-Hochspannung unabhängiger von Änderungen des Strahlstroms zu machen.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß

durch die Lehre nach dem Kennzeichen des Patentanspruchs 1.

Beim erfindungsgemäß ausgebildeten Dämpfungsglied stellt die Spule zwar einen relativ niedrigen Widerstandswert für die Grundfrequenz, jedoch einen relativ hohen Widerstandswert für die Harmonischen dar (nämlich frequenzproportional), so daß die Harmonischen vorwiegend den zur Spule parallelen Strompfad über den Widerstand durchlaufen und dort bedämpft werden, während die Grundfrequenz den Strompfad über die Spule bevorzugt, die für sie wegen der relativ niedrigen Frequenz nur einen geringen Widerstandswert darstellt.

Auf diese Weise kann das Verhältnis von Harmonischen zu Grundfrequenz gegenüber dem vorbekannten Stand der Technik beträchtlich verringert werden, so daß die erwünschte bessere Abflachung des Zeilentransformator-Ausgangsimpulses ohne weiteres erreicht wird, also Hochspannungs-Änderungen im Bereich kleinen Strahlstroms wirksamer unterdrückt werden.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben, wonach insbesondere zusätzliche Bauelemente für das frequenzabhängige Dämpfungsglied vorgesehen sind.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild eines herkömmlichen Hochspannungsgenerators,

F i g. 2 ein Ersatzschaltbild zur Schaltung der F i g. 1,

F i g. 3 und 4 Signale zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung der Fig. 1,

F i g. 5 ein Schaltbild eines herkömmlichen Hochspannungsgenerators mit einem Belastungswiderstand,

F i g. 6 Kennlinien zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung der Fig. 5,

F i g. 7 Signale zur Erläuterung der Erfindung,

Fig.8 ein Grund-Schaltbild eines erfindungsgemäßen Hochspannungsgenerators,

F i g. 9 ein Schaltbild eines Hochspannungsgenerators nach einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

F i g. 10 eine Impedanz-Kennlinie zur Erläuterung der Erfindung,

Fig. 11 —14 Schaltbilder weiterer Ausführungsbeispiele der Erfindung,

Fig. 15 einen Hochspannungsgenerator nach einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 16 eine Impedanz-Kennlinie für den Hochspannungsgenerator der F i g. 15,

Fig. 17 und 18 abgewandelte Schaltbilder zum Ausführungsbeispiel der F i g. 15 und

Fig. 19 und 20 Kennlinien zur Erläuterung der Erfindung.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert

Die Fig.7 zeigt zur Erläuterung der Erfindung die Beziehung, zwischen der Grund(frequenz)komponente und den harmonischen Komponenten. Für die Abstimmung der (4Jt+l)-ten Ordnung, wie z.B. die Abstimmung der fünften, neunten oder 13. Ordnung, ist die Phase der Grundkomponente' entgegengesetzt zur Phase der harmonischen Komponente in der Mitte des Ausgangssignals, das zwei Spitzen mit einer konkaven Mitte hat, deren Tiefe sich mit der Größe der harmonischen Komponente ändert Die Fig.7 zeigt eine derartige Beziehung für die Abstimmung der fünften Ordnung mit PaIs Verhältnis der Grundkomponente zur harmonischen Komponente. Wie aus der obigen Gleichung (1) und ß/a. (vgl. Tabelle 1) folgt, beträgt P ungefähr 0,22, und es wird eine tiefe Senke beobachtet.

Die Fig.8 zeigt ein Grundschaltbild für den erfindungsgemäßen Hochspannungsgenerator, bei dem ein frequenzabhängiges Dämpfungsglied 10 in Reihe zwischen der Primärwicklung 7 des Zeilentransformators 6 und einer (Anoden-)Stromquelle Eb liegt, um harmonische Komponenten zu bedampfen, so daß die

ίο konkave Kennlinie im Ausgangssignal der Fig. 7 geglättet wird, wodurch die Hochspannungs-Regelung verbessert wird.

Die Fig.9 zeigt ein spezielles Ausführungsbeispiel des Dämpfungsgliedes 10 der F i g. 8.

\·> Der Unterschied zwischen dem Ausführungsbeispiel der F i g. 9 und der herkömmlichen Schaltung der F i g. 1 liegt darin, daß das Dämpfungsglied 10, d. h. ein LC/?-Parallelkreis aus einem LC-Parallel-Resonanzkreis einschließlich einer Induktionsspule 11 und einem Kondensator 12 und aus einem Widerstand 13 parallel hierzu, in Reihe zwischen der Primärwicklung 7 des Zeilentransformators 6 und der (Anoden-)-Stromversorgung liegt Die übrigen Teile der Schaltung der F i g. 9 entsprechen demjenigen der F i g. 1 und sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Wenn in Fig.9 angenommen wird, daß die Induktivität der Induktionsspule 11 den Wert Lo, die Kapazität des Kondensators 12 den Wert Co und der Widerstand 13 den Widerstandswert Ro aufweisen, sind die Schaltungsparameter so gewählt, daß eine Resonanz-Kreisfrequenz LoCo ungefähr gleich ist einer harmonischen Kreisfrequenz ß.

Die Fig. 10 zeigt Impedanz-Kennlinien des Dämpfungsgliedes 10, nämlich eine Kurve c die Impedanz-Kennlinie des LC-Resonanzkreises aus der Induktionsspule 11 und dem Kondensator 12 und eine Kurve rf die Impedanz-Kennlinie des Widerstandes 13.

Im folgenden wird der Betrieb des erfindungsgemäßen Hochspannungsgenerators näher anhand der Fig. 10erläutert

Ein Hauptteil des Grundkreisfrequenz-Stromes (α-Komponente) fließt durch den LC-Kreis mit niedriger Impedanz aus der Induktionsspule 11 und dem Kondensator 12 (hauptsächlich durch die Induktionsspule 11), und ein kleinerer Teil des Stromes fließt durch den Widerstand 13. Daher sind die ohmschen Verluste klein. Dagegen fließt ein Hauptteil des harmonischen Strom (^-Komponente) durch den Widerstand 13 mit niedriger Impedanz, was zu einem großen ohmschen

so Verlust führt Wegen dieses ohmschen Verlustes wird die harmonische Komponente in der Ausgangsspannung Vc 2 im Vergleich zur Grundkomponente stark gedämpft Als Ergebnis ist die Tiefe des Tales im Ausgangssignal verringert (vgl Fig.7), so daß die Spannungsänderung im Bereich kleinen Stromes wirkungsvoll unterdrückt ist

Die Fig. 11 zeigt ein Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung, das zum Ausführungsbeispiel der F i g. 9 ähnlich ist

In F i g. 11 liegt ein LCK-Glied aus einem LC-Parallel-Resonanzkreis einschließlich der Induktions pule 11 und dem Kondensator 12 und mit einer Resonanzfrequenz ungefähr gleich der harmonischen Frequenz und aus dem Widerstand 13 in Reihe zum Kondensator 12 in Reihe zwischen der Primärwicklung 7 des Zeilentransformators 6 und dem Anschluß Eb der (Anoden-)Stromquelle. Da bei diesem Ausführungsbeispiel die Resonanzfrequenz des LCK-Gliedes ungefähr gleich der

harmonischen Frequenz ist, ist der harmonische Strom (/?-Komponente) in Resonanz im LCR-C\\ed, das dann eine große Impedanz aufweist und stark den harmonischen Strom durch den Widerstand 13 dämpft. Andererseits fließt der Grundstrom (a-Komponentc) durch die Induktionsspule L mit geringer Impedanz und wird daher nicht wesentlich gedämpft. Als Ergebnis wird die harmonische Komponente β des Hochspannungs-Ausgangssignals vom Zeilentransformator 6 im Vergleich zur Grundkomponente α stark gedämpft, so daß das Ausgangssignal abgeflacht ist und die Spannungsänderung im Bereich kleinen Stromes verringert wird.

Die Fig. 12 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, das zum Ausführungsbeispiel der F i g. 9 ähnlich ist.

In Fig. 12 ist ein Filter 14 aus einem mechanischen Filter, Kristallfilter od. dgl. vorgesehen, von dem ein Dämpfungsband ungefähr gleich der harmonischen Frequenz gewählt ist. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wird wie beim Ausführungsbeispiel der F i g. 9 die harmonische Komponente wirkungsvoll gedämpft, um die Regelung zu verbessern.

Wie oben anhand der Ausführungsbeispiele der F i g. 9,11 und 12 erläutert wurde, wird durch Verbinden des LC7?-Resonanzkreises in Reihe zwischen der Primärwicklung des Zeilentransformators und dem Anschluß £flder(Anoden-)Stromversorgung die harmonische Komponente β des Hochspannungs-Ausgangssignals wirkungsvoll gedämpft, wodurch das Ausgangssignal des Zeilentransformators abgeflacht und damit die Hochspannungsregelung verbessert wird. Dies erfolgt durch Einstellen der Impedanz-Kennlinie in Fig. 10, indem die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises, der Gütefaktor des Kreises und der Widerstandswert des zusätzlich eingefügten Widerstands oder der zusätzlich eingefügten Induktivität L des LC-Kreises geeignet gewählt werden, um eine optimale Dämpfung für die harmonische Komponente β zu erzeugen.

Während der LC/?-Parallel-Kreis mit dem unteren Spannungsanschluß der Primärwicklung 7 des Zeilentransformators 6 verbunden ist, sei darauf hingewiesen, daß die gleiche Wirkung erzielt wird, wenn der LCÄ-Parallel-Kreis zwischen die Primärwicklung 7 eingefügt ist (vgl. Fig. 13). Obwohl nicht dargestellt, kann der LCR-Parallel-Kreis sogar mit einem Anschluß höherer Spannung der Primärwicklung verbunden sein.

Während die Vorteile der Erfindung anhand eines Ausgangssignals mit zwei Spitzen erläutert wurden, wie z. B. für die Abstimmung fünfter und neunter Ordnung (Abstimmung (4Jt+l)-ter Ordnung), ist die Erfindung auch zum Verringern der konkaven Kennlinie im Ausgangssignal vorteilhaft, die bei der Abstimmung siebenter und elfter Ordnung auftritt (Abstimmung (4Jt- l)-ter Ordnung).

Die Fig. 14 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Sekundärwicklung in n-Abschnitte 8i, 82,...8„_j, 8„ durch Hochspannungs-Gleichrichterdioden 9 geteilt ist Bei diesem Ausführungsbeispiel kann jede der η Sekundär-Unterwicklungen zu jeder Anzahl der Ordnung abgestimmt sein. Wenn die Schaltung zum Mehrfachabstimmen ausgelegt ist, kann eine Folge von LCR-Kreisen für eine bestimmte Anzahl der Ordnung eingefügt sein oder es können mehrere Folgen von LCR-Kreisen in Reihe liegen, von denen jeder einer bestimmten Ordnung entspricht

Die Fig. 15 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, das vom Ausführungsbeispiel der Fig. 9 dadurch abweicht, daß ein £./?-Parallel-Kreis 10 aus einer Induktionsspule 15 und einem Widerstand 16 zwischen dem Anschluß niederiger Spannung der Primärwicklung 7 des Zeilentransformators und der (Anoden-)Stroniversorgung liegt.

Die F i g. 16 zeigt die Impedanz-Frequenz-Kennlinien der Induktionsspule \5(L) und des Widerstandes \b(R),

K) wobei Kurven eund /die Impedanz-Kurven für L bzw. R darstellen.

Wie aus den L/f-Impedanz-Kennlinien der Fig. 16 folgt, fließt ein Hauptteil der Grundkomponente (α-Komponente) durch die Induktionsspule U(L) mit niederiger Impedanz und ein kleinerer Teii hiervon durch den Widerstand 16 (R). Daher ist der ohmsche Verlust gering und es tritt keine wesentliche Dämpfung auf. Andererseits fließt ein Hauptteil der harmonischen Komponente (ß-Komponente) durch den Widerstand Xb(R) mit niedriger Impedanz und folglich tritt ein großer ohmscher Verlust auf. Wegen dieses ohmschen Verlustes wird die harmonische Komponente β des Ausgangssignals des Zeilentransformators 6 gedämpft und im Vergleich zur Grundkomponente α stark gedämpft. Als Ergebnis wird die Tiefe des Tales im Ausgangssignal (für das Abstimmen (4k+\)-ler Ordnung) verringert, so daß das Signal abgeflacht und die Spannungsänderung im Bereich kleinen Stromes unterdrückt wird. Die Größe der Dämpfung der harmonisehen Komponenten kann eingestellt werden, indem geeignet die Konstanten der Induktionsspule und des Widerstandes gewählt werden. Um die L/?-Dämpfung wirkungsvoller zu machen und den ohmschen Verlust so weit als möglich zu verringern, ist es zweckmäßig, daß die Konstanten der Induktionsspule (L) und des Widerstandes (R)d\e folgende Beziehung erfüllen:

<xL<R<ßL

Während der LÄ-Parallel-Kreis beim Ausführungsbeispiel der F i g. 15 an die Klemme niedrigerer Spannung der Primärwicklung 17 des Transformators 6 angeschlossen ist, sei darauf hingewiesen, daß der LÄ-Parallel-Kreis auch zwischen die Primärwicklung 7 eingefügt sein kann, wie dies in F i g. 17 gezeigt ist.

Die Fig. 18 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Sekundärwicklung 8 des Zeilentransformators 6 in η Abschnitte 8t, 82,... 8„_i, 8„ durch Hochspannungs-Gleichrichterdioden 9 geteilt ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann jede der n-Sekundär-Teilwicklungen auf jede Ordnung der Harmonischen abgestimmt sein. Es sei betont, daß die Regelung verbessert wird, indem geeignet die Konstanten der Induktionsspule und des Widerstandes selbst für einen Schaltungsaufbau mit Mehrfachabstimmung gewählt werden. Gegebenenfalls können mehrere LÄ-Kreise in Reihe angeschlossen werden.

Wie oben erläutert wurde, benötigt die Erfindung nicht zahlreiche aufwendige Bauelemente, die bei herkömmlichen Anordnungen erforderlich sind, sondem lediglich einfache Induktionsspulen, Kondensatoren und Widerstände. Daher wird der Aufwand beträchtlich verringert und die Zuverlässigkeit erhöht. Da eine Hoch-Q- bzw. Güte-Resonanz gedämpft wird, ist die Verlustleistung beträchtlich verringert Weiterhin wird eine während der Ablenkperiode erzeugte abgeschwächte Störschwingung unterdrückt, so daß der Verlust aufgrund der abgeschwächten Schwingung, die Störung anderer Schaltkreise und eine Zunahme des

Kollektorstromes eines Horizontal-Ausgangstransistors verhindert werden können. Dies wird näher anhand der Fig. 19 und 20 erläutert. Die Fig. 19 zeigt Spannungs-Ausgangssignale der Sekundärwicklung des Zeilentransformators 6 für eine Horizontal-Periode, wobei (c) bzw. (d) ein Signal darstellen, wenn das erfindungsgemäße Dämpfungsglied nicht eingefügt bzw. eingefügt ist. Wenn das Dämpfungsglied nicht eingefügt ist, bleibt eine während der Ablenkperiode erzeugte (abgeschwächte Stör- oder Streuspannung 20 ohne wesentliche Dämpfung während der Ablenkperiode. Da die Kreisfrequenz γ der abgeschwächten Spannung ungefähr gleich β ist, wird durch das Einfügen des Dämpfungsgliedes nicht nur die Ausgangsspannung während des Rücklaufs abgeflacht, sondern auch die abgeschwächte Spannung 20 während der Ablenkperiode gedämpft, wie dies in F i g. 19(d) dargestellt ist.

Die Fig. 20 zeigt die nachteilige Wirkung der

10

abgeschwächten Schwingung während der Ablenkperiode und die Vorteile der Erfindung, wobei der Kollektorstrom des Horizontal-Ausgangstransistors als Beispiel dient. Die F i g. 20(e) und (f) zeigen den Kollekiorstrom ohne bzw. mit Dämpfungsglied. Wenn der abgeschwächte Strom während der Ablenkperiode überlagert wird, kann ein maximaler Kollektorstrom Icp abhängig von der Phase des abgeschwächten Stromes zunehmen, wie dies durch I_Cpi in F i g. 20(e) dargestellt

ίο ist. Da die Phase des abgeschwächten Stromes sehr instabil ist und sich mit der Hochspannungs-Last oder den Schaltungsparametern ändert, ist es erforderlich, den abgeschwächten Strom klein zu halten. Erfindungsgemäß kann der abgeschwächte Strom im wesentlichen auf Null am Ende der Ablenkperiode gedämpft werden (vgl. F i g. 20(f)), so daß die Zunahme des Stromes Icp unterdrückt wird.

Hierzu 9 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Hochspannungsgenerator für Elektronenstrahlröhren, vorzugsweise für Fernsehempfänger und EDV-Sichtgeräte,

mit einem Zeilentransformator zum Aufwärtstransformieren des während des Rücklaufs der Horizontal-Ablenkung einer Horizontal-Ablenkschaltung erzeugten Zeilenimpulses, mit einem Gleichrichter zum Gleichrichten der aufwärtstransformierten Zeilenimpuls-Spannung in Gleichspannung für die Elektronenstrahlröhre, und
mit einem an die Primärwicklung des Zeilentransformators angeschlossenen, eine Spule aufweisenden frequenzabhängigen Dämpfungsglied, um das Dach des Rücklaufimpulses des Hochspannungs-Ausgangssignals abzuflachen,

dadurch gekennzeichnet, daß das Dämpfungsglied (10) in Reihe mit der Primärwicklung (7) des Zeilentransformators (6) liegt (Fig.8) sowie Wirkleistung aufnimmt, und zwar lediglich bei harmonischen Komponenten, indem ein Widerstand (13,16) mit der Spule (11,15) eine Parallelschaltung bildet (F ig. 9,11,13,15,17).

Z Hochspannungsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Dämpfungsglied in an sich bekannter Weise ein Kondensator (12) parallel zur Parallelschaltung von Spule (11) und Widerstand (13) liegt (F i g. 9).

3. Hochspannungsgenerator nach Anspruch 1, wobei das Dämpfungsglied einen Kondensator aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß im Dämpfungsglied der Kondensator (12) in Reihe mit dem Widerstand (13) liegt (F i g. 11).

4. Hochspannungsgenerator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Dämpfungsglied (11 — 13; U, 12) in einen aufgetrennten Abschnitt der Primärwicklung (7) des Zeilentransformators (6) zwischengeschaltet ist (F ig. 13; 17).