DE2559046A1

DE2559046A1 - Verfahren und vorrichtung zur bestimmung der dauer von kraftstoffeinspritzimpulsen

Info

Publication number: DE2559046A1
Application number: DE19752559046
Authority: DE
Inventors: Bernd Dipl Ing Kraus; Hans Schnuerle
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1975-12-30
Filing date: 1975-12-30
Publication date: 1977-07-07
Also published as: DE2559046C2

Description

Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Dauer von
Kraftstoffeinspritzimpuls en Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen bei einer unter Einschluß einer die Abgaszusammensetzung erfassenden Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage, wobei synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen einer Brennkraftmaschine der Kraftstoff bevorzugt über elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile in Abhängigkeit von der Drehzahl und der Ansaug luftmenge zugeführt wird.
Bei gemischverdichtenden Brennkraftmaschinen ist es wesentlich, die auf jeden Hub der Brennkraftmaschine entfallende Kraftstoffmenge so an die angesaugte Luftmenge anzupassen, daß der Verbrennungsvorgang weder zu einem Leistungsverlust führt, noch mit Kraftstoffüberschuß erfolgt, weil dies zu einer übermäßigen Erzeugung umweltschädlicher Gase führt.
Man strebt daher ein den Brennräumen zuzuführendes Kraftstoffluftgemisch an, welches sich im stöchiometrischen Verhältnis befindet ( ;t=1), bei welchem sogar ein Luftüberschuß vorliegt oder welches sich auf jeden Fall nach vorgebbaren Werten einstellen läßt. Arbeitet man im Luftüberschußgebiet, betreibt man also die Brennkraftmaschine an ihrer Magerlaufgrenze, dann gelingt es in besonders vorteilhafter Weise, schädliche Abgasanteile zu reduzieren und daher auch den stetig ansteigenden Forderungen hinsichtlich einer besseren Reinerhaltung der Luft zu entsprechen.
Die der Brennkraftmaschine zuzuführende Kraftstoffmenge bestimmt sich aus im Grunde bekannten Kriterien, wobei hauptsächlich die Drehzahl der Brennkraftmaschine und die der Brennkraftmaschine zugeführte Luftmenge von Redeutung sind. Erwünscht ist jedoch die Überprüfung des jeweils zugeführten Kraftstoff /Luftgemisches und dessen Korrektur dann, wenn die gewünschten Werte nicht eingehalten werden. Hier bietet sich ein Regelungsverfahren mit Hilfe einer an sich bekannten sogenannten -Sonde an. Eine solche Sonde, wie sie gegenwärtig bei Brennkraftmaschinen Verwendung finden kann, ist in der Lage, aus der Abgaszusammensetzung der Brennkraftmaschine ein Signal abzuleiten, welches ein Maß für die Luftzahl i des Kraftstoff- /Luftgemisches ist. Die genaue Wirkungsweise der gegenwärtig verwendeten )-Sonde ist so, daß eine, wenn auch relativ geringe positive Spannung dann abgegeben wird, wenn mit fettem Gemisch gefahren wird, was für den Bereich < 1 zutrifft; das Ausgangssignal der Sonde ist praktisch Null für mageres Gemisch. Dabei weist die Sonde ei einer Gemischänderung in der Nähe von ;t = 1 ein einer Sprung~funktion ähnelndes Zeitverhalten auf und ist daher im wesentlich nur in der Lage, den Bereich zu A=1 präzise anzugeben. Die Änderung von kleiner Ausgangsspannung auf im wesentlichen die Sondenmaximalspannung erfolgt mit hoher Steilheit. Es gelingt aber mit Hilfe einer solchen Sonde die der Brennkraftmaschine zuzuführende Kraftstoffmenge nicht nur lediglich zu steuern, sondern in dem Sinne zu regeln, daß die Brennkraftmaschine die Regelstrecke darstellt und die Kraftstoffeinspritzanlage den Regler bildet, dem das Ausgangs signal der A-sonde als Ist-Wert zugeführt wird.
Eine Schwierigkeit ergibt sich jedoch bei dem Betrieb einer Kraftstoffeinspritzanlage unter Einschluß einer Regelung dann, wenn sich die Sonde nicht in ihrem betriebsbereiten Zustand befindet, also beispielsweise kalt ist, Kaltstart vorliegt oder wenn Heißstart nach kurzer Abstellphase erfolgt. Es besteht auch die Gefahr, daß gelegentlich die Verbindung zur Sonde unterbrochen wird oder diese im Kurzschluß arbeitet. In allen diesen Fällen, wobei der Zustand einer kalten Sonde am häufigsten sein dürfte, ergibt sich eine fehlerhafte Regelung, da die Sonde in kaltem Zustand kein einwandfreies Ausgangssignal liefert.
Es ist Aufgabe vorliegender Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung der Dauer.von Kraftstoffeinspritzimpulsen bei einer mit Regelung arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage zu schaffen, das diesen Schwierigkeiten begegnet und verhindert, daß beispielsweise bei kalter Sonde, in einem Zustand also, in welchem die Brennkraftmaschine besonders viel Kraftstoff benötigt, durch die Regelung eine Fehlanpassung nach mager erfolgt.
Geht man nämlich beispielsweise bei einer geregelten Kraftstoffeinspritzanlage davon aus, daß bei Einbeziehung weiterer Peripheriebedingungen wie der volle Höheneinfluß und der Lufttem-+ peratureinfluß ein Regelhub von bis zu maximal - 30 % erforderlich sein kann, dann würde dies zu einer Abmagerung um etwa diesen Wert bei kalter Sonde führen und wäre nicht tragbar.
Zur Lösung dieser Aufgabe geht die Erfindung daher aus von dem eingangs genannten Verfahren und besteht erfindungsgemäß darin, daß bei nicht betriebsbereitem Zustand der Sonde und dadurch bedingter Fehleinstellung (z. B. zu starker Abmagerung) des der Brennkraftmaschine zugeführten Kraftstoff-/Luftgemisches die unter Einschluß der ;trSonde arbeitende Regelung nach einem vorgebbaren Zeitraum abgeschaltet und durch eine Steuerung ersetzt wird, wobei gleichzeitig ein dem -Sondensignal entgegengeschaltetes Referenzsignal derart verändert wird, daß nach Einsatz der Sonde als Regelglied über ein Zeitglied eine allmähliche Anpassung des Referenzsignals an den Betriebszustand erfolgt.
Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens geht dabei aus von einer Vorrichtung zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen bei einer unter Einschluß einer die Abgas zusammensetzung erfassenden A- Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage, die synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen einer Brennkraftmaschine den Kraftstoff, vorzugsweise über elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile, in Abhängigkeit von der Drehzahl und der Ansaugliiftmenge zuführt, mit einer das A-sondensignal mit einem Referenzsignal vergleichenden Vergleichsschaltung und einer nachgeschalteten Integratorschaltung zur Erzeugung eines vorzugsweise der Multiplizierstufe einer Kraftstoffeinspritz anlage zuführbaren Ausgangs signals als Funktion der Abgas zusammensetzung slnd besteht erfindungsgemäß darin, daß eine vom Ausgang der Vergleichsschaltung gesteuerte und zunächst eine Überwachungszeit vor Eingriff bereitstellende Zeitschaltung vorgesehen ist, die vorzugsweise über einen nachgeschalteten Transistorverstärker die Integratorschaltung abschaltet und ein mittleres vorgebbares Ausgangssignal erzeugt und daß der ersten Zeitschaltung eine von dieser angesteuerte zweite Zeitschaltung nachgeschaltet ist, die das dem Å-Sondensignal entgegengeschaltete Referenzsignal zunächst anhebt und bei Sondenbetrieb sbereits chaft allmählich absenkt.
Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß eine Fehlanpassung der Regelung dann, wenn sich die Sonde nicht im arbeitsbereiten Zustand befindet, vermieden wird, andererseits jedoch ohne Verzögerung und ohne Schwingung oder abruptes Umsteuern der von der 3-Sonde geregelte Betrieb aufaenommen werden kann, sobald die #-Sonde mit ihrer Arbeit einsetzt.
Ein weiterer sehr wesentlicher Gesichtspunkt bei vorliegender Erfindung besteht darin, daß das zur Erzielung einer Regelung dem 3-.Sondensignal Us entgegengeschaltete Referenzsignal, welches im folgenden auch als Schwellwertspannung oder Sollwertspannung bezeichnet wird, selbst wieder einer Verstellung zugänglich ist, und zwar einer Verstellung, die nicht nur einer zeitgesteuerten Absenkung dieser Schwellwertspannung entspricht, sondern in geregelter Weise auf das Gesamtverhalten des Systems einschließlich Prennkraftmaschine abgestimmt wird. Bei einem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung erfolgt daher die Absenkung der Schwellwertspannung, die, wie weiter unten noch genauer erläutert, von der Kraftstoffeinspritzanlage selbst erzeugt wird, so, daß Verstellhub und Verstellgeschwindigkeit des Sollwerts, im speziellen also hier der Schwellwertspannung, selbst wieder einer Art Regelung unterworfen sind. silan erzielt auf diese Weise eine besonders feinfühlige Anpassung des Schwellwerts an den Xweiligen Sondenzustand, wobei eine solche, einer Regelwirkung unterworfene Schwellwertabsenkung hauptsächlich für die Zustandsbereiche der # Sonde interessant ist, bei welchen diese, beispielsweise weil sie zu kalt ist, noch nicht ihre vollen Arheitsspannungen abzugeben imstande ist, sondern selbst noch beträchtliche Verschiebungen ihrer Ausgangsspannungen (jeweils für mageres und für fettes Gemisch) durchführt.
Eine Teilaufgabe vorliegender Erfindung liegt daher darin, bei der weiter vorn schon erläuterten, eine A -Sonde im Abgaskanal einer Brennkraftmaschine umfassenden A-RXegelung die Schwellwertspannung in präziser Weise derart in ihren Werten zu verändern, daß sich eine feinfühlige Anpassung an den jeweiligen Zustand der A-Sonde selbst ergibt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zur Annassung der der Sondenspannung entgegengeschalteten Referenzspannung (Schwellwert-oder Sollwertspannung) nach Umschaltung auf Regelung diese in der Weise geregelt abgesenkt wird, daß die Schwellwertspannung stets oberhalb des Verlaufs des Sondenspannungszweigs für mageres Gemisch gehalten wird.
besonders vorteilhaft ist es bei einem solchen flegelungsprinzip, wenn das die Absenkung der Schwellwertspannung bewirkende Zeitglied nur dann freigegeben wird, wenn die Sonde selbst mageres Gemisch anzeigt, d.h. wenn das gesamte Regelungssystem selbst in Richtung auf fettes Gemisch läuft.
Weitere Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche und in diesen niedergelegt.
Im folgenden werden Aufhau und Wirkungsweise von Ausführungsbeispielen der Erfindung anhand der Figuren im einzelnen näher erläutert. Dabei zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild der Vorrichtung zur Zustandserkennung der Sonde und Steuerung der Regelung, Fig. 2 bestehend aus den Teilfiguren 2a und 2h ein ausführliches Schaltbild der in Fig. 1 lediglich schematisch angedeuteten erfindungsgemäßen Vorrichtung, Fig. 3 zeigt eine andere glichkeit zur Ausbildung der verwendeten Zeitschaltungen, und die Fig. 4a, 4h, 4c mögliche Schaltungsvarianten heim Ausführungsbeispiel der Fig. 2.
Fig. 5a in schematisierter, nicht quantitativer Darstellung den Verlauf von an der 2-Sonde auftretenden Spannungen und ihres inneren Widerstandes über der Temperatur und damit bei allmählicher Erwärmung über der Zeit, Fig. 5b das Ersatzschaltbild der Sonde, Fig. 6a den Verlauf der #-Sondespannung beim normalen Arbeitszyklus mit den beiden Grenzkurven für fettes und mageres Gemisch über der Zeit, Fig. 6b darunter den möglichen Verlauf der integrierten Ausgangsspannung des #-Reglers zur Beeinflussung der Dauer der Kraftstoffeinspritzimpulse, Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Realisierung eines abgestuften Schwellwertspannungsverlaufs, Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsvariante, die bevorzugt bei #-Sonden neuerer Bauart angewendet werden kann und ein besonders bevorzugtes Regelverhalten sicherstellt und Fig. 9 diagrammäßig die ixurvenverläufe der Ausgangsspannungen des Schwellwertschalters (Fig. 9a), der die Sondenspannung mit der Referenzspannung vergleicht, die Ausgangsspannung der Umschaltanordnung von Steuerung auf Regelung (Fig. 9b) und die Veränderung der Schwellwert-oder Sollwertspannungsverstellung, hezogen auf das Schaltverhalten des Schwellwertschalters bei zwei möglichen Ausführungsvarianten.
Wie der Darstellung der Fig. 1 entnommen werden kann, besteht die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Zustandserkennung der A-Sonde und zur Umschaltung auf Steuerung bei gestörter #-Sonde im tesentlichen aus einer Vergleichsschaltung 1, die an ihrem einen Eingang das Steuersignal U5 der Sonde 2 zugefilhrt erhält und unter Normalbedingungen von selbst ein Referenzsignal erzeugt, das sehr präzise ist und dem Signal tor der #-Sonde entgegengeschaltet ist.
Der Ausgang der Vergleichs schaltung 1 wird einem Integrator 3 zugeführt, der an seinem Ausgang das zum Stellglied einer Kraftstoffeinspritz anlage oder beispielsweise auch zur Multiplizierstufe einer solchen Anlage weitergeleitete Ausgangs signal erzeugt; dieses Ausgangssignal kann jedoch auch unter Beeinflussung durch die erste Zeitschaltung 4 entstanden sein, die ebenfalls den Integrator 3 beaufschlagt und eingangsmäßig mit dem Ausgang der Vergleichs schaltung 1 verbunden ist, um diesen zu überwachen. Nachgeschaltet ist der Zeitschaltung 4 eine zweite Zeitschaltung 6, die mit ihrem Ausgang mit der Vergleichsschaltung 1 verbunden ist und dort das dem A-Sondensignal entgegengeschaltete Referenzsignal beeinflußt.
Im einzelnen ergibt sich dabei folgendes, wobei nunmehr auf die Darstellung der Fig. 2 Bezug genommen wird. Die Ä -Sonde ist in der Darstellung der Fig. 2 mit dem Bezugszeiehen 7 versehen; sie liefert an ihrem Ausgang gegen Masse oder gegen Minusleitung ein positives Signal, welches der Klemme 8 der Vergleichsschaltung 1 zugeführt wird. Zum besseren Verständnis sei darauf hingewiesen, daß sich das Signal der Sonde U im Betrieb 5 etwa zwischen den Werten 100 - 200 mV und etwa bis 700 mV (im Bereich ##1) ändert, so daß das Ausgangssignal der #-Sonde als positive Spannung am Eingang nach Anschluß 8 der Vergleichsschaltung erscheint.
Die Vergleichsschaltung 1 ist im wesentlichen gebildet aus den beiden Transistoren T9 und Tll, die auf den nachgeschalteten Operationsverstärker 12 arbeiten. Der Transistor Tll erhält an seiner Basis die Referenzspannung zugeführt, die mit der ;1 -Sonden-Ausgangsspannung zu vergleichen ist. Auf Grund des durchgeführten Vergleichs springt bei normalem Betrieb die Ausgangsspannung am Operationsverstärker 12 im wesentlichen zwischen zwei Extremwerten, beispielsweise zwischen Plus und Minus hin und her.
Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 12 gelangt über die Verbindungsleitung 13 auf die nasisanschlüsse zweier zum Integrator gehörender Transistoren T14 und T16, die einen nachgeschalteten Operationsverstärker 17 ansteuern. Der Operationsverstärker setzt die Spannungssprfinge am Ausgang des zur Vergleichsschaltung 1 gehBr enden Operationsverstärkers 12 in eine, sich während der Integrationszeit ändernde Spannung um und beeinflußt, beispielsweise über einen Eingriff in die Multiplizierstufe einer nachgeschalteten Kraftstoffeinspritzanlage die Einspritzzeit ti der Kraftstoffeinspritzventile. Die Integrierung erfolgt über die mit dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbundenen parallel geschalteten Kondensatoren 18 und 19.
Die Zeitschaltungen sind gebildet von den Transistoren T21 bis T26, die über verschiedene Ausgangsleitungen die anderen Schaltungselemente beaufschlagen; darüber hihaus sind dann noch einige periphere Schaltungsteile vorhanden, auf die im folgenden im einzelnen eingegangen wird.
Dabei soll die Gesamtschaltung die folgenden Bedingungen erfüllen können: 1. Solange die -Sonde, die bevorzugt als Sauerstoffsonde ausgebildet ist, kein abgas abhängiges Spannungssignal abgibt, ist die Regelung auf Steuerung geschaltet; 2. die Anpassung bei Steuerung muß frei wählbar sein; 3. die Regelung muß sich nach Erwärmung der %-Sonde sicher einschalten, es soll kein starker Einbruch in Richtung mageres Kraftstoff-/Luftgemisch bei Übernahme von Steuerung auf Regelung entstehen; 4. die Sondenzustandserkennung soll bei-Ausfall der Sonde, Abkühlung der Sonde oder Leitungsunterbrechung auf Steuerung schalten. Dabei ist ein Kurzschluß der Sonde oder der Sondenleitung nicht in dem Maße kritisch, weil dies beim geregelten Betrieb lediglich zu einer Anfettung des der Brennkraftmaschine zugeführten Kraftstoff- /Luftgemisches führt und im allgemeinen die Fahrbarkeit des Kraftfahrzeugs erhalten bleibt; 5. die Regelung muß beim Start der Brennkraftmaschine auf Steuerung gestellt sein.
Im folgenden wird in Verbindung mit einer Erläuterung des schaltungsgemäßen Aufbaus gleichzeitig auch die Wirkungsweise der Schaltung der Fig. 2 genauer erläutert.
Die 2,-Sonden-Ausgangsspannung U gelangt zunächst zur Eliminierung von gegebenenfalls vorhandenen hochfrequenten Einflüssen über eine Tiefpaßschaltung, bestehend aus einer Spule 27 und einem Kondensator 28> der gegen Minusleitunggeschaltet ist,und weiter über einen mit der Spule in Reihe liegenden Widergegen stand 29 und einen weiteren Kondensator 31, wiederum geschaltet Masse,auf die Basis des Transistors T9, der als Emitterfolger geschaltet ist und an sich nur vorgesehen ist, um den von ihm angesteuerten Operationsverstärker 12 ein dem #-Sondesignal u entsprechendes Signal, jedoch auf höherem Potential liegend 5 zuzuffihren. Der Transistor T9 liegt über die Reihenschaltung zweier Widerstände32 und 33 an einem Verbindungspunkt 34, an dem auch der Emitter des Transistors Til über die Reihenschaltung zweier Widerstände 36 und 37 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt 34 liegt über weitere Widerstände, nämlich die Reihenschaltung der Widerstände 38 und 39 an der Plusleitung. Jeweils die Verbindungspunkte der Widerstände 32 und 33 im Emitterkreis des Transistors T9 und der Widerstände 36 und 37 gehen auf die Eingänge des nachgeschalteten Operationsverstärkers 12, der den eigentlichen Vergleich der den Basen der Transistoren T9 und Tl 1 zugeführten Spannungen durchführt. Die der -Sondenspannung U entsprechen-5 de Spannung am Ausgang des Transistors T9 ist beim vorliegenden Ausführungsbeispiel dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 12 zugeführt. Die der Basis des Transistors Til zugeführte und notwendigerweise sehr präzise Vergleichs- oder Referenzspannung zur Sondenspannung IJ wird dabei auf folgende Weise s gewonnen. In Reihe mit den schon erwähnten Widerständen 38 und 39 ist eine Zenerdiode Z41 gegen Minusleitung geschaltet, so daß am Verbindungspunkt 42 der Kathode der Zenerdiode Z41 mit den Widerständen 38 und 39 eine Konstantspannung erzielbar ist. Erforderlich ist in diesem Zusammenhang jedoch eine sehr exakte T emperaturkompens ation der Z enerdiod enspannung. Eine solche Temperaturkompensation ist jedoch bei den vorliegenden Bedingungen (da es sich üblicherweise um eine Bordnetzversorgung beim Kraftfahrzeug handelt, kann das Potential der Plusleitung gegenüber dem Potential der Minusleitung in beträchtlichen Grenzen je nach Fahrzustand und Belastung schwanken) nicht ohne weiteres möglich.
Gemäß einem Merkmal vorliegender Erfindung wird daher vorgeschlagen, die Temperaturkompensation in der Weise durchzuführen, daß parallel zur Zenerdiode die Reihenschaltung eines ersten Widerstandes und eines zweiten sowie einer in Durchlaßrichtung betriebenen Siliziumdiode liegt, wobei wenigstens einer dieser beiden Widerstände einstellbar ist. Am Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände läßt sich dann die mit hoher Präzision temperaturkompensierte Gleichspannung abgreifen.
Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel liegt parallel zur Zenerdiode 41 die Reihenschaltung eines Widerstandes 43, eines weiteren Widerstandes - der seinerseits beim Ausführungsbeispiel wiederum aus der Parallelschaltung zweier Widerstände 46 und 47 besteht - und einer in Flußrichtung geschalteten Siliziumdiode 48.
Die beiden Widerstände 46 und 47 sind einstellbar ausgebildet.
Dadurch ergibt sich am Verbindungspunkt 49 der beiden Wider--47 stände 43 und 46 eine präzise, in ihrer Temperature kompensierte Konstantspannung, die von der Zenerdiodenspannung abgeleitet ist und durch eine weitere Unterteilung über die Reihenschaltung der Widerstände 51 und 52, der wiederum aus der Parallelschaltung zweier Widerstände 53 und 54 aufgebaut ist, gelangt schließlich diese temperaturkompensierte Konstantspannung am Verbindungspunkt 56 der Widerstände 51 und 52 auf die Basis des Transistors T1 1 Beim Betrieb der Brennkraftmaschine pendelt dann in Normalzustand das Kraftstoff-/Luftgemisch bzw. genauer gesagt die #-Sonden-Ausgangsspannung US um diesen präzise eingestellten Wert der Referenzspannung herum, wodurch sich am Ausgang des Operationsverstärkers 12, wie leicht einzuschen ist, die schon erwähnten starken Spannungssprünge ergeben, die über die Verbindungsleitung 13 den Integrator 3 ansteuern.
Erhält daher zu einem Zeitpunkt die Brennkraftmaschine gerade mageres Kraftstoff-/Luftgemisch, dann liefert die Sonde eine niedere Sondenspannung so daß an der Basis des Transistors T9 ein kleineres Potential als am Transistor T11 anliegt. Dadurch liefert der Operationsverstärker 12 an seinem Ausgang, da die Sondespannung US über den Transistor T9 auf den invertierenden Eingang gelangt, eine hohe Spannung. Im anderen Fall eines fetten Kraftstoff-/Luftgemisches ergibt sich am Ausgang des Operationsverstärkers eine niedrige Spannung. Diese Spannung steuert über die Verbindungsleitung 13 die aus den Transistoren T14 und T16 bestehende Schaltstufe an, der der integrierende Operationsverstärker 17 nachgeschaltet ist.
Der Aufbau der Schaltstufen T14 und T16 ist dabei so getroffen, daß diese beiden Transistoren über die Reihenschaltung zweier Widerstände 57 und 58 mit ihren Basen verbunden sind, am Verblndungs punkt der beiden Widerstände ist die Ausgangsleitung 13 des Operationsverstärkers 12 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren T14 und T16 liegen jeweils über Widerstände 59 und 61 an der Plus leitung bzw. an der Minusleitung und sind im übrigen über die Reihenschaltung zweier Widerstände 62 und 63 miteinander verbunden; der Verbindungspunkt 64 dieser Widerstände liegt über einen weiteren Widerstand 66 am nichtinvertierenden Eingang des nachgeschalteten Operationsverstärkers 17. In gleicher Weise sind die Kollektoren der beiden Transistoren T14 und T16 über die Reihenschaltung der Widerstandsgruppen 67 und 68 miteinander verbunden; der Verbindungspunkt 69 der Widerstandsgruppen 67 und 68 liegt über einen Widerstand 71 am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17. Die Widerstandsgruppen 67 und 68 bestehen für sich gesehen jeweils wieder aus der Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände 72 und 73 bzw. 74 und 76. Die Ausgangssteuerspannung des Operationsverstärkers 17 wird abgenommen an der Klemme 77 über die Reihenschaltung eines Widerstandes 78 und einer in Flußrichtung gepolten Diode 79. Beim Ausführungsbeispiel besteht der Widerstand 78 aus der Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände 81 und 82. Diese Schaltung bestimmt das Verhalten der Regelung im Normalbetrieb; je nach Ausgangsschaltzustand des Operationsverstärkers 12 ist entweder der Transistor T14 oder T16 leitend; über die abgleichbaren Widerstände 72, 73 74 und 76 wird dann ein Strom entsprechend der Polarität dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 und damit den diesen Eingang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbindenden Kondensatoren 18 und 19 zugeführt.
Durch diese Anordnung läßt sich entsprechend einem Merkmal der Erfindung erreichen, daß die Änderungsgeschwindigkeiten der ansteigenden und der absinkenden Spannung am Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers 17 jede für sich und unabhängig voneinander eingestellt werden können.
Dadurch ist es möglich, gezielt voneinander verschiedene Spannungsanstiegs- und Spannungsabsenkungsqeschwindigkeiten am Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers zu erhalten, die entsprechend verschiedene Snderungsgeschwindigkeiten des Kraftstoff-Luftgemisches zur Folge haben.
Diese Eigenschaft kann vorteilhaft eingesetzt werden, wenn die Brennkraftmaschine bei einem Kraftstoff-Luftgemisch betrieben werden soll, welches von dem Gemisch verschieden ist, das dem Referenzpotential am Punkt 56 entspricht.
Je nach Schaltzustand ergibt sich an den Kondensatoren 18 und 19 ein entsprechendes Regelsignal. Liegt beispielsweise am Ausgang des Operationsverstärkers 12 ein hohes Potential vor, dann ist wie ersichtlich der Transistor T16 leitend und es ergibt sich ein Stromfluß von der Plus leitung über die Kondensatoren 18 und 19, den Widerstand 71, die Widerstandskombination 68, die ollektor-Emitterstrecke des Transistors T16 in den Spannungsteiler aus den Widerständen 59, 63, 62 und 61. Dabei bewegt sich dann das Ausgangspotential des Integrators aus Operationsverstärker 1 7 und Kondensatoren 18 und 19.in Richtung positive Potential.
Eine entsprechende Verbindung mit der Multiplizierstufe einer zugeordneten Kraftstoffeinspritzanlaqe führt dann zu einem zusätzlichen Aufladestrom, was letzten Endes zu einer höheren Impulszeitdauer t. der Kraftstoffeinspritzimpulse führt.
Im folgenden wird nunmehr auf spezielle Ausgestaltungen der Grundschaltung eingegangen, die für den einwandfreien Betrieb und für das Umschalten von Regelung auf Steuerung und umgekehrt erforderlich sind.
Zunächst ist noch eine Spannungskompensation für die von der Zenerdiode Z41 gelieferte Konstantspannung erforderlich, denn da die Zenerdiode Z41 über einen bestimmten differentiellen Widerstand verfügt, ändert sich die Zenerdiodenspannung mit der Batteriespanmlng, da der Speisestrom für die Zenerdiode von der sich wandernden Versorgungsspannung abhängt. Um hier zu einer Kompensation zu gelangen, wird ein der Schwankung der Versorgungsspannung entsprechendes Spannungssignal am Verbindungspunkt der beiden weiter vorn schon erwähnten Widerstände 38 und 39 abgegriffen und gelangt über einen Widerstand 83 zusammen mit dem Signal der 9 -Sonde auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 12. Die Wirkungsweise ist so, daß sich mit steigender Versorgungsspannung zwar durch das Ansteigen der Zenerdiodenspannung das Referenzsignal geringfügig erhöht; diese Erhöhung wird aber über den hochohmig ausgebildeten Widerstand 83 am Widerstand 38 abgegriffen und dem A -Sondensignal hinzugefügt, so daß sich im Mittel durch diese Kompensation der Einfluß einer sich ändernden Versorgungsspannung eliminieren läßt.
Ein weiteres wesentliches Merkmal vorliegender Erfindung ist die Sondenbereitschaftscrkennung, die über die beiden Zeitschaltungen 4 und 6 realisiert wird. Eine sondenbereitschaftserkennung ist deshalb erforderlich, weil die - -Sonde oder genauer gesagt die Sauerstoffsonde im Abgaskanal bei kaltem Zustand einen sehr hohen Innenwiderstand aufweist, an welchem beispielsweise allein schon der Basisstrom des Transistors T9 einen so hohen Spannungsabfall erzeugen würde, daß die Sonde gerade bei kaltem Motor ein fettes Gemisch vort.iuscht und die Gesamtschalung zur thmagerllng veranlassen würde.
Beim normalen Betrieb springt der Ausgang des Operationsverstärkers 12 der Vergleichsschaltung fortwährend von hohem auf niedriges Potential oder von Plus auf Minus und zurück. Ist jedoch die A -Sonde kalt, dann täuscht sie fettes Gemisch vor und der Ausgang des Operations verstärkers 12 fällt für einen längeren Zeitraum auf niedriges Potential ab. Die an diesen Ausgang nachgeschaltete und aus den Transistoren T22, T23 und T24 aufgebaute erste Zeitschaltung 4 hat nun die Aufgabe, hier einen Überwachungszeitraum vorzugeben, innerhalb welchem der Ausgang des Operationsverstärkers 12 wieder sein Potential ändern muß. Ändert sich innerhalb dieses Zeitraums das Potential nicht, dann greift diese Zeitschaltung 4 und eine ihr nachgeschaltete weitere Zeitschaltung 6, auf die weiter unten noch genauer eingegangen wird, ein und stellt den Regelbetrieb auf Steuerung um, d. h. die Zeitschaltung 6 gibt unter Abschaltung des Integrators ein Ausgangssignal an der Klemme 77 ab, das angenähert einer mittleren Einstellung entspricht, selbstverständlich aber beliebig vorgegeben werden kann. Dies geschieht auf folgende Weise. Das für längere Zeit am Ausgang des Operationsverstärkers 12 vorherrschende Potential von näherungsweise 0 Volt bei kalter Sonde oder Leftungsunterbrechung wird iiber eine vorzugsweise dazwischengeschaltete Entkopplungsstufe, die aus einem Transistor T21 gebildet ist, auf die Basis des Transistors T22 übertragen. Der Transistor T21 der Entkopplungsstufe ist mit seinem Kollektor unmittelbar an der Plusleitung und mit seiner Basis iiber eine in T ßrichtung gepolte Diode 84 am Ausgang des Operationsvcl-stiirkers 12 angeschlossen; die Basis ist silber einen Widerstand 86 mit dein Emitter verbunden, der über die Reihenschaltung zweier Widerstände 87 und 88 an der Minusleitung liegt. Der Transistor T21 arbeitet somit als Emitterfolger; am Verbindungspunkt der Widerstände 87 @ und 88 ist die Basis des ersten Transistors T22 der Zeitschaltung 4 angeschlossen, der mit einem weiteren zugeordneten Transistor T23 und einem Kondensator 89 einen sogenannten Millerintegrator bildet. Die Schaltung ist dabei so getroffen, daß der Transistor T22 mit seinem Kollektor über einem Widerstand 91 an der Plusleitung nnd über einem Widerstand 92 mit seinem Emitter an der A nusleitung liegt: der Transistor T23 liegt mit seinem Emitter nmittelbar an der Minusleitung und ist mit seiner Basis direkt mit dem Emitter des Transistors T22 verbunden, sein Kollektor liegt über einem Widerstand 93 an der Plusleitung. Der Integrierkondensator 89 liegt über Basis des f'rnnsistors T22 und Kollektor des Transistors T23. Der Ausgang des so gebildeten Millerintegrators, nämlich der Kollektor des Transistors T23 steuert iiher eine alls den Widerständen 94 und 95 gebildete Spannungsteilerschaltung, die mit der Minusleitung verbunden ist, einen nachgeschalteten Transistor T2d, der mit seinem Emitter an der Minusleitung und Illit seinem Kollektor über einem Widerstand 96aan positiven Potential liegt. Die Wirkungsweise ist dann so, daß bei niedrigem Ausgangspotential des Operationsverstärkers 12 (hohe Sondenspannung US) der Transistor T21 sperrt und der zeitbestimmende Kondensator 89 die Gelegenheit erhält, bei gleichfalls sperrenden Transistoren T22 und T23 sich so über die Widerstände 88 im Emitterkreis des Transistors T22 und 93 im Kollektorkreis von T23 so umzuladen, daß der Kollektor des Transistors T23 immer stärker positives Potential annimmt. Die Zeitdauer, nach deren Ablauf schließlich die Schaltschwelle für den Transistor T24 erreicht ist, läßt sich durch entsprechende Dimensionierung des Kondensators 89, des Widerstandes 88 sowie durch die Widerstände 94 und 95 bestimmen und liegt beispielsweise bei dem dargestellten Ausffihrungsbeispiel in der Größenordnung zwischen 2 bis 5 Sekunden.
Diese Zeitdauer soll im folgenden als Uberwachungszeit bezeichnet werden und muß im übrigen so bestimmt werden, daß sich im Leerlauf und bei den dann auft.retenden größten Totzeiten des Gesamtsystems die Steuerung über die Zeitschaltung mit Sicherheit noch nicht einschaltet; außerdem muß die Überwachungszeit T.. so festgelegt werden, aaß sich die u Anpassung während dieses Zeitraums, während welchem das Svstem noch im Regelungsbereich arbeitet, nur um einen Teil des gesamten Regelhubs andern kann.
Sobald dann die Schaltschwelle des Transistors T24 erreicht ist, d.h. sobald sein Basispotential über den Spannungsteiler 94, 95 ausreichend angehoben ist, schaltet der Transistor T24 durch und legt sein Kollektorpotential praktisch auf das Potential der Minusleitung. Dies hat sofort zur Folge, daß über die mit seinem Kollektor verbundene Diode 96 und einen mit dieser in Reihe geschalteten Widerstand 97 der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 17 in Richtung auf Massepotential, auf alle Fälle jedoch noch unter das feste Potential am nicht invertierenden Eingang gezogen wird. Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 17 steigt dadurch an und man kann dann mit Hilfe eines Abgleichwiderstandes, der heim Ausführungsbeispiel aus zwei parallel geschalteten Widerständen 98 und 99 besteht, die in Reihe mit einer Diode 1o1 ebenfalls am Kollektor des Transistors T24 liegen und andererseits mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbunden sind, an dem auch die Kondensatoren 18 und 19 liegen, in Verbindung mit einem weiteren Widerstand 102, der den Ausgang des Operationsverstärkers 17 mit Pluspotential verbindet, insgesamt ein Ausgangs signal einstellen, welches der gewiinschten Tmpulszeit t. bei Steuerung entspricht. Die Beeinflussung der Impulszeit t. durch die Steuerspannung der Sonde im Abgaskanal wird daher aus der Regelung herausgenommen, und es wird automatisch solange auf Steuerung umgestellt, bis die Abgassonde wieder einwandfreie, zu erwartende Werte liefert.
Mit dem Ausgang der ersten Zeitschaltung, d. h. mit dem Kollektor des Transistors T24 ist über eine Diode 103 in Reihe mit einem Widerstand 104 eine zweite Zeitschaltung verbunden, die in ihrem Aufbau zu der aus den Transistoren T22 und T23 gebildeten Zeitschaltung in Form eines Millerintegrators identisch ist und aus den Transistoren T25 und T26 besteht. Auf den grundsätzlichen Aufbau dieser Zeitschaltung braucht daher nicht mehr eingegangen zu werden; der zeitbestimmende Kondensator ist mit dem Bezugszeichen 106 versehen und verbindet die über den Widerstand 104 von der ersten Zeitschaltung 4 angesteuerte Basis des Transistors T25 mit dem Kollektor des Transistors T26, der allerdings über einen Widerstand 107 nicht direkt mit der Plusleitung, sondern mit dem Emitter eines Transistors T108 08 verbunden ist, auf den weiter unten noch genauer eingegangen wird und der eine im wesentlichen konstante Spannung auf der Zeitung 1 ()9 liefert. I)ies ist deshalb erforderlich, weil die Ausgangsspannung der zweiten Xeitsciialtung 6 vom Kollektor des Transistors T26 über eine einstellbare Widerstandskombination 109a ,bestehend aus zwei Einzelwiderständen 110 und 111 in Parallelschaltung und einer hierzu in Reihe geschalteten Diode 112 unmittelbar über die Leitung 113 auf die Basis des Transistors Tll der Vergleichsschaltung zurückgeführt ist. Das bedeutet, daß während der Steuerphase das stetig ansteigende Potential am Kollektor T26 dazu verwendet wird, über die Abgleichwiderstände 110 und 111 die Eingangsschaltschwelle der Vergleichsschaltung kontinuierlich und zeitabhängig anzuheben; in entsprechender Weise erfolgt na cii Ende der Steuerphase eine Absenkung der Eingangsschaltschwelle, jeweils durch zusätzliche Beeinflussung des Potentials an der Basis des Transistors T11, dem, wie weiter vorn schon erwähnt, auch das konstante Bezugssignal zugeführt ist.
Normalerweise, d.h. in der Regelphase, sind die Transistoren T25 und T26 bei gesperrtem Transistor T24 nach Ablauf der allmählichen Absenkung der Eingangsschaltschwelle soweit übersteuert, daß die Diode 112 sperrt und daher die Restspannung an der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors T26 und der Widerstand lo9akeinen Einfluß auf die Eingangsschaltschwelle haben.
Der Verbindungspunkt von Diode 103 mit dem Widerstand 1o4 ist an eine Spannungsteilerschaltung aus den Widerständen 114 und 115 angeschlossen, die zwischen Leitung 1o9 und Minus leitung liegt.
Die stabilisierte Spannung der Leitung 109 rührt, wie ersichtlich, von der Zenerdiode 241 her und ist indirekt abgeleitet vom Schaltungspunkt 42 über einen Widerstand 116, der rnit der Basis des weiter vorn schon erwähnten Transistors T108 verbunden ist, der die auf der Leitung 1U9 liegende stabilisierte Spannung belastbar macht. Er ist als Emitterfolger geschaltet und liegt mit seinem Kollektor unmittelbar an der Plusleitung und mit seinem Emitter an der Leitung 109, außerdem über die Reihenschaltung zweier Widerstände 117 und 118 und einer in Flußrichtung geschalteten Diode 119 am Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 12.
Schließlich ist noch eine weitere Schaltung vorgesehen, die sich um den Transistor T121 im Basiskreis des Transistors T9 gruppiert.
Die Kollektorausgangsspannung des Transistors T24 enthält ja dann, wenn sie sich in Richtung auf negative Werte verändert hat, eine Information darüber, daß die Schaltung in den Steuervorgang über -gegangen ist. Über die Verbindungsleitung 122 wird die Basis des Transistors T121 angesteuert, und zwar über die Reihenschaltung eines Widerstandes 123 und einer Diode 124. Dieser Transistor T121 liegt mit seinem Emitter an der stabilisierten Spannung der Leiturg 109 und stellt eine Schaltstufe in dem Sinne dar, daß die Spannungsteilerschaltung der Widerstände 126 und 127 an Spannung gelegt wird. Es sei gleich darauf hingewiesen, daß diese Schaltung eine Variante zuder Potentialanhebung an der Basis des Transistors Tll über die zweite Zeitschaltung 6 darstellt und bevorzugt alternativ zu dieser verwendet werden kann. Am Verbindungspunkt der beiden Widerstände 126 und 127 wird dann das während der Steuerphase dort vorhandene Potential über einen relativ hochohmigen Widerstand 128 abgegriffen und gelangt über die in E'lußrichtung gepolte Diode 129 auf die Basis des Transistors TS, wodurch gleichzeitig ein Strom in die Sonde 7 eingespeist wird. Das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 126 und 127 ist so bemessen, daß die maximal zulässige Spannung der Sonde nicht überschritten werden kann (im äußersten Fall wird die Diode 129 stromlos); auf diese Weise gelingt es, die Spannung an der ;1-Sonde 7 genauer festzulegen und zu kontrollieren, als dies mit hilfe des weniger präzisen Hasisstro1lls durch den Transistor T9 möglich ist. Gleichzeitig mit dieser Maßnahme wird vom Kollektor des Transistors T121 ausgehend über eine Verbindungsleitung 131 an der Basis des Transistors T11 das Potential erhöht, in diesem Fall allerdings ohne einen zeitlichen Übergang wie mit Hilfe der Zeitschaltung 6, sondern schlagartig bei Leitendwerden des Transistors T21. Auch dadurch kann man die Eingangsschaltschwelle in entsprechender Weise anheben. Dabei fließt ein Strom vom Kollektor des Transistors T121 über eine einstellbare Widerstandskombination, gebildet aus der Parallelschaltung zweier Widerstände 132 und 133 und einer dazu in Reihe geschalteten Diode 134 auf die Basis des Transistors T11 und erhöht dort das Potential infolge des Spannungsabfalls dieses Stromes am Widerstand 52.
Bei der ,-Sonde besteht die Forderung, daß dieser von außen keine zu hohe Spannung aufgedrückt wird, was geschehen kann, wenn diese sich in ihrem kalten Zustand sehr hochohmig ausbildet. Die Spannungsteileranordnung der Widerstände 126 und 127 stellt sicher, daß bei beliebig hochohmiger Sonde die Spannung an dieser einen vorgegebenen Wert nicht überschreitet. Zur Eliminierung von auf den Basisstrom des Transistors T9 zurückführenden Unwägbarkeiten, die allenfalls hier nocli auftreten könnten, ist dann schließlich noch die Reihenschaltung der Widerstände 136 und 137 vorgesehen, die die Basis des Transistors T9 mit Minusleitung verbinden und von denen der Widerstand 136 einstellbar ausgebildet ist. Die Schaltung ist so bemessen, daß, abgestellt auf den Regelzustand i)ei normaler Referenzspannung am Transistor Tl 1 gerade ein solcher Basisstrom für den Transistor T9 mit Hilfe der Widerstände 136 unct 137 hestimmt ist, daß si soll die \ ergleichschaltung an ihrem Umschlagpunkt befindet. Man bringt somit den ftir das normale Regelverhalten benötigten Basisstrom durch die Widerstände 136 und 137 auf. Dies ist beispielsweise dann von Bedeutung, wenn Regelsysteme und Positionen der # - oder Sauerstoffsonde erforderlich sind, die zu kühleren Temperaturen der Sonde führen, beispielsweise wenn die Sonde an solchen Stellen angeordnet werden muß, wo solche relativ kühleren Temperaturen vorherrschen.
I)urch die Anordnung der Widerstände 136 und 137 kann man auch hochohmigere Werte fiir den Innenwiderstand der Sonde hinnehmen.
Desweiteren ist noch eine Schaltungsanordnung vorgesehen, die dem Integrator 3 zugeordnet ist und die Aufgabe hat, den gesamten Regelvorgang, bezogen auf die Einspritzimpulse ti oder einer sonstigen drehzahlsynchronen information zu takten und damit den Revon gelvorgang der durchgesetzten Luftmenge abhängig zu machen. Diese Schaltungsanordnung besteht aus dem Transistor 1'138 und zugeordneten Schaltungselementen. Der Basis dieses Transistors wird über einen Widerstand 139 und eine Diode 14o das Signal der Einspritzzeit t. oder ein entsprechendes Signal am Anschluß 141 zugeführt; der Transistor T138 selbst ist mit seiner Emitterw llektorstrecke in Reihe mit einem Widerstand 142 an die Emitteranschlüsse der Transistoren T14 und T16 angeschlossen. Die Transistoren T14 und T16 werden auch bei leitendem Transistor T138 durchgeschaltet. Da nun aber die Emitterpotential dieser Transistoren nahezu ebenso groß sind, wie die des invertierenden und des nicht invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers 17, kann über die Widerstände 71 und 67 und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T14 bzw. über die Widerstände 71 und 68 und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T16 kein Umladestrom fließen und es erfolgt keine Verstellung des Ausgangspotentials am Operationsverstärker 17. Eine Verstellung des Integratorausgangs und damit des Signal an der Ausgangsstelle 77 der Schaltung kann nur erfolgen, wenn der Transistor T138 gesperrt ist, was tuf Grund der Auslegung der Schaltung während der Einspritzzeit t. der Fall ist. Diese Taktung des Regelverhaltens ist besonders für den Leerlauf der Brennkraftmaschine von Bedeutung, da man auf diese Weise das sogenannte Leerlaufsägen des Motors velwmeiden kann. Es ist ja wesentlich bei der Gesamtschaltung, daß in der Regelung keine zu großen 7,eitkonstanten vorhanden sind, da die Regelung sonst bei einer Gemischänderung auf die Steuersignale der -Sonde zu spat anspricht. Macht man jedoch die 7,eitkonslante der Regelung zu klein, dann kann diese Zeitkonstante für den eerlauf der Brennkraftmaschine zu klein sein und es besteht die Gefahr, daß es zu Schwingungen des Gesamtregelsystems aus Brennkraftmaschine und Regler kommt. Durch die Taktung wird die mittlere Verstellgeschwindigkeit drehzahl- oder luftabhängig gemacht und wird insgesamt langsamer, so daß die Regelabweichung der Einspritzzeit t. klein bleibt. Andererseits kann die Regelung dadurch bei großer Drehzahl ausreichend schnell eingreifen. Durch Einfügen des abgleichbaren Widerstands 142 im Emitter-Kollektorkreis des Transistors T138 wird erreicht, daß sich die Ausgangsspannung des Integrators auch während der Impulspause verstellen ]ilnn.
Schließlich ist noch eine weitere Möglichkeit zur Umsteuerung der Regelung auf reine Steuerung vorgesehen, die bevorzugt dann eingreifen kann, wenn die zugeordnete Brennkraftmaschine im Vollastbetrieb läuft. In diesem Falle gelangt auf die Klemme 143 ein beim Ausftihrungsbeispiel positives Signal und schaltet einen Transistor T144 in seinen leitenden Zustand. Der Transistor T144 ist mit seinem Emitter unmittelbar an die Minusleitung angeschlossen und seine Basis liegt über die Parallelschaltung eines Kondensators 145 eines Widerstandes 146 und einer Diode 147 ebenfalls an Minusleitung.
Das Signal des Vollastschalters von Klemme 143 gelangt über die eine Tiefpaßschaltung, bestehend aus der Spule 148 und dem nach Minus geschalteten Kondensator 194 und einen Widerstand 149 auf die Basis des Transistors T144. Der Transistor T144 legt dann mit. seinem Kollektor und über die Reihenschaltung einer Diode 150 und eines Widerstandes 151 ein solches Potential an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 des Integrators, daß dieser ein verfügbares Ausgangspotential annimmt und es dadurch möglich ist, mit Hilfe der Widerstandskornbination aus der Parallelschaltung der einstellbaren Widerstände 152 und 153 und der hier in Reihe geschalteten Diode 154 bei leitendem Transistor T144 ein solches Ausgangspotential einzuste-llen, welches für den Vollastbetrieb bei manchen Brennkraftmaschinen geeignet ist. Dies ist gelegentlich deshalh erforderlich, weil je nach Art der über die ß -Sonde geregelten Brennkraftmaschine bei Vollastbetrieb ein Anfetten zur Verhinderung einer Überhitzung oder aus sonstigen Gründen erforderlich ist und bei eingeschalteter Ä -Sonden-Regelung entsprechend fettere Einspritzwerte sofort wieder weggeregelt werden würden.
Desweiteren ist bei der Regelung Vorsorge zu treffen, daß diese nicht beim Start sofort zu regeln beginnt, sondern zunächst auf Steuerung geschaltet wird, da anzunehmen ist, daß unmittelbar nach dem Start für die jy -Sonde noch keine Bedingungen vorherrschen, die ein einwandfreies Arbeiten der Sonde sicherstellen.
Zu diesem Zweck ist parallel zum Basisanschluß des Transistors T22 ein Kondensator 155 größerer Kapazität geschaltet, der nach Einschalten zunächst so viel Strom aufnimmt, daß diese Schaltung für die Basis des Transistors T22 wie ein Kurzschluß wirkt und daher die Transistoren T22 und T23 im Sperrzustand verbleiben, unabhängig von den weiter noch vorherrschenden Schaltbedingungen. Dadurch befindet sich, wie weiter vorn schon erläutert, der Transistor T24 als für die Steuerung bestimmendes Schaltungselement in seinem leitenden Zustand und die Schaltung der Fig. 2 ist zunächst auf Steuerung gelegt.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann dieser Zweck statt mit dem Kondensator 155 auch dadurch erreicht werden, daß der Transistor T22 während des Starts gesperrt gehalten wird, indem ein während des Starts geschlossenes oder leitendes (im Falle eines Transistors) Schaltelement 189 die Basis des Transistors T22 über die Diode 19 mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung verbindet. Das Schaltelement 189 kann z.B. als Schaltkontakt am Zünd-Anlaßschalter oder aber als ein vom Anlaßschalter während des Startens leitend gesteuerter Transistor ausgebildet sein. Der Widerstand 191 in Fig. 2 ist eingezeichnet, um anzudeuten, daß noch weitere Funktionen innerhalb der gesamten Einspritzanlage vom Schaltelement 189 beeinflußt werden, die gegenüber der hier beschriebenen Zeitschaltung durch die Diode 190 entkoppelt werden.
Eine weitere externe Schaltschwellenbeeinflussung für die Vergleichsschaltung erfolgt über den Eingangsanschluß 156, der über eine Tiefpaßschaltung, bestehend aus der Spule 157 und dem nach Minus geschalteten Kondensator 193 und zwei wllel geschaltete einstellbare Widerstände 158 und 159 auf die Basis des Transistors T11 führt. Auch dadurch läßt sich die Eingangsschaltschwelle beispielsweise von einem Vollastkontakt, vom Luftmengenmesser, von einem Temperaturfühler u.dgl. im Sinne eines Eingriffs in die Regelung und einer Verstellung in gewünschter Richtung beeinflussen. Die Widerstände 158 und 159 sind einstellbar ausgebildet. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß selbstverständlich die jeweiligen Verbindungselemente zwischen den einzelnen aktiven Schaltungsteilen, beispielsweise einstellbare parallele Widerstände, Kondensatoren und entsprechend gepolte Dioden auch anders ausgebildet sein können und daß es lediglich wesentlich ist, daß das gewünschte Schaltverhalten durch ein Grundschaltmuster erzielt wird. Die daher im vorhergehenden und auch im folgenden noch im großen Detail dargestellten Schaltungseinzelheiten sind daher lediglich im Sinne einer vollständigen Erläuterung zu verstehen, bilden jedoch keine Einschränkung der erfindungsgemäßen Merkmale.
Der Ausgang der Vergleichsschaltung 1, d. h. der Ausgang des Operationsverstärkers 12 weist im übrigen ein echtes Kippverhalten auf, da eine Rückkopplung auf den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers vom Ausgang iiber den Widerstand 161 erfolgt, der am Verbindungspunkt der weiter vorn schon erwähnten Widerstände 117 und 118 angeschlossen ist. Diese Widerstände 117 und 118 bilden einen Spannungsteiler und sind aus der stabilisierten Spannung der Zeitung 109 versorgt, um den lltickkoppelfaktor nicht von der Höhe der Versorgungsspannung abhängig zu machen.
Setzt schließlich die Erwärmung der #-Sonde ein, dann wird ihr Innenwiderstand immer geringer und die Schaltung schaltet selbsttätig von der bisher im wesentlichen beschriebenen Steuerung auf Regelung um, da der Spannungsabfall am Tnnenwiderstand der Sonde immer geringer wird und dadurch am Ausgang des Operations verstärkers 12 schließlich der 'otentialsprung auf hohes Potential einsetzt. Die Schaltung erkennt dann, daß die Sonde ausreichend warm ist und daß nunmehr von Steuerung auf Regelung umgeschaltet werden kann; dies geschieht je nach Größe des Widerstandes 87, über den die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 12 auf den Millerintegrator T22, T23 gelangt, der dann in umgekehrter Richtung integriert. Dieses Iimschallen kann relativ schnell geschehen und führt dann entweder zu einem sofortigen Abschalten der aus dem Transistor T121 gebildeten Schaltstufe, so daß die Zusatzstromversorgung fttr die Sonde aufhört und die Anhebung der Schwellenspannung am Transistor Tl 1 über den I.eitungszweig 11 3 abgeschaltet wird; die lmschaltung kann alternativ oder gleichzeitig damit dann, wenn sie über den zweiten Millerintegrator T25, T26 erfolgt, allmählich vor sich gehen, da auch dieser dann erst wieder in der anderen Richtung integriert.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird als erste Zeitschaltung 4 nicht ein Millerintegrator, sondern ein monostabiler Multivibrator verwendet, der in Fig. 3 dargestellt ist. Die Verbindung zum Ausgang des Operationsverstärkers 12 erfolgt über den Eingangsanschluß 163 der Schaltung der Fig. 3; das Ausgangssignal gelangt über einen lNondensator 164 und zwei Dioden 165 und 166 auf beide Basisanschlüsse der den monostabilen Multivibrator bildenden Transistoren 167 und 168, deren Emitter unmittelbar an der Minusleitung und deren Kollektoren über Widerstände 169 und 170 an der Plusleitung angeschlossen sind. Die Rückführzweige bestehen wie bei einem monostabilen Multivibrator bekannt in einem Falle aus einem Widerstand 171 und im anderen Fall aus einem tLondensator 172; wie die Schaltung erkennen läßt,kann der monostabile Multivibrator voni Ausgang der Vergleichsschaltung durch posi -tive und negative Flanken getriggert werden, wodurch eine solche Schaltung auch einen Kurzschluß der Sonde erkennen kann.
Die Differenzierung des Singangssignals erfolgt über den schon erwähnten Kondensator 164 und eiiieni zwischen die beiden Dioden 165 und 166 geschalteten Widerstand 173. Normalerweise ist der Transistor T167 leitend und der Transistor T168 befindet sich im Sperrzustand. Zur Betrachtung der Wirkungsweise sei ausgegangen von einem Zeitpunkt, in welchem der moiiostabile Mulüvibrator durch einen Ausgangsimpuls der Vergleichsschaltung in seinen instabilen Zustand gekippt worden ist, also der Transistor T168 während der Standzeit des monostabilen Multivibrators leitend ist.
Während dieser Standzeit lädt sich der Kondensator 174 über den Widerstand 175 und die Diode 176 sowie über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T168 auf negative Spannung auf und die nachgeschalteten beiden Transistoren T177 und T178 sind leitend. In diesem Falle liegt am Kollektor des Transistors T178 im wesentlichen positives Potential an und die schon in Verbindung mit der Fig. 2 erwähnten Dioden 96 und lol sind gesperrt, so daß nicht in die Arbeitsweise des Integrators eingegriffen wird.
Nach Ablauf der Standzeit kippt der monostabile Multivibrator wieder in seinen Normalzustand zurück und der Transistor T168 sperrt. Dann entlädt sich der Kondensator 174 über den Widerstand 187 und die Basis-Emitterstrecken der Transistoren T177 und T178, denen der Widerstand 188 parallel geschaltet ist mit entsprechend großer Zeitkonstante, die gleichzeitig die Dauer der Uberwachungszeit T.. bei der u Sondenzustandserkennung bestimmt. Trifft innerhalb dieser Zeit kein weiterer Ausgangsimpuls der Vergleichsschaltung ein, dann fällt die Spannung am Kondensator 174 soweit ab, daß die Darlingtonschaltung T177, T178 nicht in ihrem leitenden Zustand gehalten werden kann und das Kollektorpotential des Transistors T178 entsprechend niedrig wird. Über die Dioden 96 und 101 wird dann in der schon erwähnten Weise auf Steuerung geschaltet. Die an die Basis des Transistors T167 angeschlossene Reihenschaltung eines Widerstandes 179 und eines Kondensators 180 sorgt dafür, daß, wie weiter vorn ebenfalls schon erwähnt, bei Einschalten der Zündung die Regelung zunächst sofort auf Steuerung geht.
Die Darstellungen der Fig. 4a, 4b und 4c stellen weitere Schaltungsvarianten dar.
So läßt sich beispielsweise mittels des Transistors T121' der am herausgezeichneten Innenwiderstand 181 der jt-Sonde einen Spannungsabfall erzeugende externe Strom während der Steuerung auch so erzeugen, daß der Kollektor des die Schaltstufe bildenden Transistors T121, nunmehr als Transistor T121 über einen Widerstand 182 direkt mit der 2,-Sonde 7 verbunden ist und auf die Spannungsteilerschaltung 126, 127 mit hochohmigem Widerstand 128 verzichtet wird. Die Steuerung der Basis des Transistors T121 erfolgt auch hier vom Kollektor des Transistors T24 aus.
Der Teilschaltung der Fig. 4b läßt sich als Variante auch die Beaufschlagung des Sondeninnenwiderstandes 181 mit einem veränderlichen ansteigenden Strom entnehmen, der über den Widerstand 182 und eine Diode 183 vom Kollektor des Transistors T26 auf die Sonde gelangt.
Alternativ ist es auch möglich, das Einschalten der Regelung von der Kühlwassertemperatur der Brennkraftmaschine abhängig zu machen, wozu ein beispielsweise von der Temperatur des Kühlwassers gesteuerter Temperaturschalter vorgesehen ist, der in der Schaltungsvariante der Fig. 4c mit dem Bezugszeichen 184 bezeichnet ist und über eine Diode 185 auf das Kollektorpotential des Transistors T24 einwirkt; alternativ kann aber auch ein mechanisch gesteuerter externer Temperaturschalter vorgesehen sein, der mit dem Bezugszeichen 186 bezeichnet ist und in gleicher Weise wirkt.
In beiden Fällen ergibt sich die gewünschte Veränderung des Kollektorpotentials des Transistors T24, der dadurch negative Werte annimmt und auf Steuerung umschaltet.
Weiter vorn ist schon darauf hingewiesen worden, daß nach Ende der Steuernhase und bei Umschaltung auf Regelung eine Absenkung dor Eingangsschaltschwelle, und zwar durch zusätzliche reeinflussung des Potentials an der Basis des Transistors T11 durchgeführt wird, nämlich dadurch, daß er die Leitung 113 dieser basis des Transistors T11 zusätzlich von dem rlillerintcgrator der Transistoren T25 und T26 eine sich verändernde, nämlich kleiner werdende Schwellwertspannung zugeführt wird.
Zum besseren Verständnis der im folgenden noch eingehend erläuterten Mechanismen ei der Regelung wird zunächst anhanu der Figuren 5a und 5 das Verhalten der in Abgasrohr der Brennkraftmaschine angeordneten Sauerstoff- oder #-Sonde genauer erläutert, die in betriebsbereiten, also betriebswarmen Zustand in der Lage ist, dadurch zwischen einem der Brennkraftmaschine eingangsseitig zugeführten mageren und einem fetten Gemisch zu unterscheiden, daß sich ihre Ausgangsspannung je nach Temperatur bei magerem Gemisch etwa auf einen Spannungswert von ca.
100 r:tV und ca. 900 mV bei fettem Gemisch bewegt. Dies gilt jedoch nur für einen Sondenzustand etwa ab dem Zeitpunkt t2 der Diagramme der Figuren 5a und 6a; etwa unmittelbar nach dem Start einer Brennkraftmaschine oder im kalten Zustand (entsprechend Sondenausgangsspannungen zum Zeitpunkt t~t1)sind die Ausgangsspannungen derÄ- oder Sauerstoffsonde für eine Regelung nicht auswertbar; die Regelung ist dher, wie weiter vorn auch schon ausführlich erläutert, ausgeschaltet und das Gesamtsystem arbeitet auf Steuerung.
Der Fig. 5] läßt sich das Ersatzschaltbild der Sonde entnehmen; sowo]ll der innere Widerstand Pis der ,-Sonde als auch die EMK der Sonde, also die von ihr abgegebene Spannung Uo sind stark temperaturabhängig und zeigen qualitativ etwa den Verlauf der Parstellunrt der Fig. 5a. Das bedeutet, daß der innere Widerstand @is der Sauerstoffsonde im kalten Zustand außerordentlich hoch ist und sich bei Annäherung an die Arbeitstemperatur der #-Sonde, die bei etwa 250°C angesetzt werden kann, stark absenkt; andererseits ist die EMK der #-Sonde bei niedricjen Temperaturen gering, steigt dann an unten Öffnet sich in die beiden Grenzwertzweige Us1 und U52, die jeweils die Kurven für die Extremwerte der #-Spannung bei fetten und magerem Gemisch der Brennkraftmaschine angehen.
Da, wie weiter vorn ebenfalls schon ausgeführt, der A-Sonde bei Beginn der Inbetriebnahme ein Schaltstrom zugeführt wird (hierauf wird bzw folgenden ebenfalls noch kurz eingegangen), ergibt sich ein Verlauf der #-Sondenspannung, wie er durch die Kurve der Spannung Usk der Fig. 5a angegeben ist, die sich schließlich in die bebden Grenzwertzweige aufteilt, zwischen denen die von der Sonde tatsachlich abgegebene Spannung hin und her schwingt, je nach dem Regelverhalten des Gesamtsystems. Wegen des sehr hohen Innenwiderstandes der -SonCe in kalten Zustand und des von der Schaltung selbst aufgebrachten Schaltstroms zeigt die Sonde bei niedrigen Temperaturen einen hohen Spannungswert, so daß sich ei Wärmerwerden der Sonde das von ihr abgegebene Potential von einem hohen Spannungswert ausgehend zunehmend erniedrigt.
Es ist weiter vorn schon erläutert worden, daß die Sondenspannung als Istwert der Regelstrecke dem einen Eingang (negierendem Eingang) des als Operationsverstärker geschalteten Vergleichers 12 zugeführt ist (über den Transistor T9), während die Referenzspannung oder der Sollwert, mit welchem die Sondenspannung verglichen wird und der im folgenden als Schwellwert bezeichnet wird, den anderen Eingang des Vergleichers 12 zugeführt ist, und zwar über den Transistor T11, dessen Basis das sich verändernde Schwellwertpotential vom Ausgang der Zeitschaltung 6 zugeführt ist. Bei kalter Sonde (t < t1) ist die Regelung ausgeschaltet und der Schwellwert liegt, wie der Darstellung der Fig. 6a entnommen werden kann, tei ca. 1, 1 V, einem. je nach Sonde beliebig einstellbaren t;ert, der sich unterhalb der Sondenspannung befindet. Zum Zeitpunkt t1 wird dieser Schwellwert zum ersten rlal unterschritten (falls das CjC misch während der Steuerphase mager war) und die Regelung wird auf Grund des sich ndernen Ausgangspotentials des Vergleichers 12 eingeschaltet. Es ist aber einzusehen, daß ein einwandfreies Arheiten der regelung nur dann möglich ist; wenn der Schwellwert am Transistor T11 ihrer größer als die Sondenspannung U für macreres Gemiscll ist, d.h. wenn, um bei der Darstel-5 lung der Fig. 6a zu bleiben, der Verlauf der Kurve I sich stets innerhalb der beiden Kurven zweige U51 und U52 befindet und daher die Vergleichsschaltung überhaupt in die Lage gesetzt wird, auf von der #-Sonde abgegebene Spannungsschwankungen als Folge sich ändernder Gemischeinstellungen zu reagieren.
Damit der Schwellwert b dem Zeitpunkt t1 nach Fig. 6a stets innerhalb der Extremwertkurvenverla"ufe verbleibt, muß dieser Schwellwert etwa bis zum Zeitpunkt t2 langsam abnehmen auf einen Wert, der bei heißer, d.h. voll arbeitsfähiger Sonde gewünscht etwa ist und der dann konstant bleibt, hierbei kann es sich beispielsweise um den numerischen t7ert von 350 mV handeln. Allgemein ausgedrückt wird als konstanter Schwellwert dann ein solcher Kurvenpunkt auf dem Kurvenverlauf der von der Sonde abgegebenen Spannung angestrebt, der sich beispielsweise auch bei Alterung der Sonde nicht ändert und im wesentlichen konstan.t bleibt, Da in ungünstigen Fällen, beispielsweise nach dem Start, die Zeitspanne t2-t1 mehrere Minuten betragen kann, wird gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung vorliegender Erfindung die weiter vorn schon geschilderte Schwellwertabsenkung mit hilfe des als reines Zeitglied arbeitenden Millerintegrators aus den Transistoren T25 und T26 so abgeändert, daß die Schwellwertspannung entsprechend einer Regelwirkung' langsamer abnimmt und bevorzugt nur dann auf niedrigere Werte abgesenkt werden kann, wenn die A-Pegelung selbst in Richtung fettes Gemisch läuft. Auf diese Weise wird sichergestellt, daß der Schwellwert niemals für längere Zeit unter die Kurve Us2 für mageres Gemisch laufen kann, da in diesem Falle die Schwellwertverstellung selbst, wie Fig. 6a deutlich zeigt, unterbrochen wird und das System so lange einen konstanten Schwellwert (und zwar auch während eines Warmlaufvorganges) beibehält, bis die Sonde wieder mageres fleriisch anzeigt.
Gerr.N.ß einer bevorzugten Ausgestaltung vorliegender Erfindung wird zur geregelten Schwellwertverstellung so in das Schaltverhalten der weiter vorn schon geschilderten zweiten Zeitschaltung eingegriffen, daß eine Freigabe für die Schwellwertverstellung nur dann möglich ist, wenn hestinmte Betriebszustnde vorherrschen, die #-Sonde selbst, wie schon gesagt, mageres Ccmisch anzeigt und sich daher die von ihr abgegebene Spannung selbst längs der unteren Grenzkurve Us2 abwärts bewegt, so daß der sich dann ebenfalls abwärts bewegende, verändernde Schwellwert die Sondenspannung bei Verharren auf ihrem unteren Schwellwert nicht kreuzen kann. Kommt es jedoch zu einer zu starken Absenkung des Schwellwertes unter die Kurve für mageres Gemisch, dann wird diese Absenkung sofort gestoppt, da das Regelsystem dann fettes Gemisch signalisiert und es zu einer Blockierung der zweiten Zeitschaltung kommt.
Anhand der Darstellung der Fig. 7 wird im folgenden ein erstes Ausführungsbeispiel für die Schwellwertverstellung unter Ausnutzuna einer negelwirkung im einzelnen näher erläutert. Dabei sind solche Schaltungselemente, die schon in der Schaltung der Figuren 2a und 2b vorhanden sind und die gleichen Funktionen un Aufgabe erfüllen, auch mit gleichen Bezugszeichen versehen. 7on wesentlicher Bedeutung i)Ci der Darstellung der Fig. 7 ist der mit P5 bezeichnete Schaltungspunkt im Basiskreis des Transistors T25, der zur zweiten Zeitschaltung gehört und zusammen mit dem Transistor T26 einen Millerintegrator bildet, dessen am Kollektor des Transistors T26 abfallendes Ausgangspotential für die Schwellwertspannungsverstellung, im übrigen auch für den von der Schaltung aufgehrachten und der Sonde zugeführten Strom maßgebend ist. In vereinfachter Darstellung, die lediglich zum besseren Verständnis in Fig. 7 in dieser dargestellten Weise angegeben ist, ist der Ausgangskreis des Millerintegrators der Tranistoren T25 und T26 daher so getroffen, daß über die Reihenschaltung einer Diode 112' und eines einstellbaren Transistors 109' die Schwellwertspannung UsX zu K erzeugt wird und, je nach schaltungsmäßiger Abstinmung, über die mit Bezug auf Fig. 2a und Fig. 2b schon erläuterte Leitung 113 nach vorn zum Transistor T11 gegeben werden kann. Gleichzeitig ist mit dem Kollektor des Transistors T26 über eine Diode 200 der Verbindungspunkt einer Spannungsteilerschaltung aus den Widerständen 201 und 202 verbunden, die einerseits an Masse oder Minusleitung 203 und andererseits an der Leitung 109 liegt. Dieser Verbindungspunkt führt über eine weitere Diode 204 und einen einstellbaren Widerstand 205 zu einer Ausgangsklemme 206, an welcher ein von der Schaltung erzeugter Strom In abgegehen werden kann, der zur Speisung der Sonde dient, um ihr weiter vorn schon genauer erläutertes Spannungsverhalten zu erzeugen.
Die Schaltung der Fig. 7 umfaßt noch einen zusätzlichen Transistor T208, auf den jedoch bei der folgenden grundsätzlichen Betrachtung der Funktion und Wirkungsweise der Schaltung zusammenmit den diesem Transistor zugeordneten Schaltungshementen zunächst nicht weiter eingegangen wird.
Der Kollektor des Transistors T24 liegt über einen Widerstand 209 in Reihe mit einer Diode 103', die in etwa der Diode 103 der Schaltung der Fig. 2b entspricht, und in Reihe mit einem Widerstand 104' an der Basis des Transistors T25; hierdurch ergibt sich die weiter vorn schon geschilderte Einflußnahme der ersten Zeitschaltung auf die zweite Zeitschaltung. Des weiteren befindet sich im Basiskreis des Transistors T25 eine Schaltungsanordnung, die für die Blockierung oder Freigabe dieser Zeitschaltung sorgt und die aus einem Spannungsteiler der Widerstände 210 und 211 besteht, die beide oder jeder fir sich einstellbar ausgebildet sein können; der Spannungsteiler liegt positives zwischen Minus leitung und der ein konstantes Potential führenden Leitung 109. Der Verbindungspunkt P5 der Spannungsteilerschaltung liegt über eine in Flußrichtung gepolte Diode 212 arL Verbindungspunkt der Diode 103' mit dem Widerstand 104'; an dem Schaltungspunkt P5 ist darüber hinaus noch eine Diode 213 angeschlossen, die mit ihrer Kathode am Ausgang des swrergleichers 12 liegt und daher von dessen Ausgangspotential, welches, wie weiter vorn schon erläutert, zwischen zwei, als rlussnannung und als Minusspannung zu bezeichnenden Spannungwertrn hin-und herspringt, in ihren Sperrzustand oder in ihren leitenden Zustand gesteuert wird.
Bei der folgenden Betrachtung der Darstellung der Fig. 7 wird davon ausgegangen, daß die Sondenspannung Us, die in Fig. 6a gestrichelt dargestellt ist und sich zwischen ihren beiden Extremwertkurven sprunghaft je nach Art des von ihr abgetasteten Gemisches bewegt, erstmalig, etwa zum Zeitpunkt t1 die Sollwert-oder Schwellwertspannung unterschreitet, d.h. die 3-Sonde zeigt mageres Gemisch an. Das bedeutet, daß der Ausgang des Vergleichers 12 auf Plusspannung springt, die Diode 84 wird leitend und die erste Zeitschaltung 4 ändert ihr Ausgangspotential am Kollektor des Transistors T23 in Richtung auf negative Werte, so daß nach kurzer Zeit, die der Millerintegrator zur Umladung benötigt, der nachgeschaltete Transistor T24 gesperrt wird und das Gesamtsystem von Steuerung auf Regelung umschaltet, was besonders deutlich auch den Figuren 9a und 9b entnommen werden kann, wobei die Fig. 9a das Ausgangspotential des Schwellwertschalters oder Vergleichers 12 zeigt und die Fig. 9h das Ausgangspotential des Transistors T24 welches vom Steuerungshercich V auf den Regelbereich VI springt, die Dioden 101 und 96 sperrt und über den Widerstand 209 auchdie Diode 103' sperrt, da nunmehr wegen des r.Ticlerstands 96aam Kollektor von T24 im wesentlichen positives Potential herrscht.
Zu diesem Zeitpunkt, nämlich Einsetzen der Regelung und Anzeigen eines mageren Gemisches durch die #-Sonde, was seinerseits wieder einem positiven Ausgangspotential des Vergleichers 12 entspricht, erfolgt, wie weiter vorn schon erläutert, vereinbarungsgemiß eine Absenkung der Schwellwertspannung entsprechend der ersten Schwellwertabsenkungsphase A der Fig. 6a. regen des positiven Potentials am Ausgang des Vergleichers 12 sperrt auch die Diode 213, so daß der Schaltungspunkt PS freiliegt und sich an diesem eine durch das Spannungsteilerverhältnis der Riderstände 210 und 211 bestimmte positive Spannung einstellt, die über die Diode 212 und den TTiderstand 104 auf den Eingang des zweiten Millerintegrators entsprechend der Basis des Transistors T25 gelangt. Wie weiter vorn schon erläutert führt das zu einem Absenken des Ausgangspotentials des Millerintegrators (entsprechend Kollektorspannung des Transistors T26) und damit zu einer Veränderung der Schwellwertspannung Us* . Während dieser Zeit läuft die Sondenspannung ebenfalls abwärts; ihre Größe bestimmt sich hierbei in etwa durch die Extrernwertkurve für mageres Gemisch Us2, gleichzeitig läuft jedoch die A-Regelung, wie die Kurve der Fig. 6h zeigt, in Richtung fettes Gemisch, wobei die Kurve der Fig. 6b die Integratorausgangsspannung, etwa am Klemmenausgangspunkt 77 der Fig. 2b darstellen kann.
Es tritt daher der Zeitpunkt ein, zu welchem die Sonde ihre Ausgangs spannung wieder sprunghaft ändert und wegen der Verstellwirkung des Integratorausgangs nunmehr in ihrem Ausgangsspannungsverlauf der Kurve für fettes Gemisch Us1 entspricht. Vereinharungsgemäß darf sich während dieses Zeitraums die Schwellwertspannung der Kurve I in Fig. 6a nicht nehr verändern, was bei dem praktischen Schaltungsbeispiel der Fig. 7 dadurch gewährleistet wird, daß auf Grund des nunmehr auf Minuspotential geänderten Ausgangswertes des Vergleichers 12 (Minuspotential, weil Sonde fettes Gemisch anzeigt) die Diode 213 leitend ist und den Schaltungspunkt P5 so weit in Richtung auf negatives Potential erniedrigt, daß die Diode 212 sperrt.
Es verschwindet dann das positive Potential am Eingang des Millerintegrators der Zeitschaltung 6, es gelangt aber auch über die Diode 103' zunächst kein negatives Potential auf den Eingang des Millerintegrators, da der Transistor T24 noch in seinem Sperrzustand verharrt und die Regelung eingeschaltet hält, bis die durch die erste Zeitschaltung 4 vorgegebene Uberwachungszeit T.. abgelaufen ist.
u Der Eingang des nillerintegrators der Zeitschaltung 6 ist daher von jedem Spannungspotential abgeschnitten und die Ausgangsspannung verbleibt auf konstantem Wert, entsprechend der Zeitphase B in Fig. 6a. Es ist einzusehen, daß, sobald die Diode 213 wieder sperrt, der Millerintegrator aus den Transistoren T25 und T26 wieder freigegeben wird und seine Ausgangs spannung weiter crniedrigt. Dieser Zustand tritt dann ein, wenn die 3-Sonde erneut mageres Gemisch anzeigt.
Die Zeitkonstanten für diese Schwingungsvorgänge sind relativ groß und können im Bereich mehrerer Sekunden liegen, sie liegen jedoch unterhalb der Uberwachungszeit Tü der ersten Zeitschaltung, damit nicht auf Steuerung umgeschaltet wird. Würde eine Umschaltung auf Steuerung erfolgen, dann würde, wie weiter vorn schon erläutert, die Schwellwertspannung nicht nur nicht weiter abgesenkt werden, sondern wieder einen Anstieg erfahren.
Es ist einzusehen, daß bei einer solchen Schaltung die Absenkung der Schwellwertspannung dann, wenn diese unter die Kurve Tts2 für mageres Gemisch kommt, sofort gestoppt wird, da der Regelung dann fettes Gemisch signalisiert wird und die Ausgangsspannung des Vergleichers oder Schwellwertschalters 12 auf negatives Potential umschaltet, die Diode 213 leitend wird und es zu einer Blockierung des Millerintegrators-des zweiten Zeitgliedes 6 kommt. Die Schaltung stellt daher sicher, daß die Absenkung des Schwellwertes erst dann wieder weiter durchgeführt wird, wenn infolge der weiteren Erwärmung der A-Sonde die Kurve U52 für mageres Gemisch wieder unter den gerade eingestellten Schwellwert kommt. Erst dann wird die Zeitschaltung 6 wieder freigegeben.
Ist diese # Regelung einem elektronischen Einspritzsystem zugeordnet, welches bei einer Drehzahl-Drosselklappensteuerung diskrete Einspritzimpulse pro Hub erzeugt, dann ergibt sich die Möglichkeit, die Absenkungsgeschwindigkeit für die Schwellwertspannung (entsprechend Kurve I der Fig. 6a) lastabhängig einzustellen, d.h. daß die Zeitschaltung 6 lediglich während der Dauer der Elnspritzimpulse freigegeben wird; diese Möglichkeit ergibt sich zusätzlich zu der soeben schon beschriebenen Wirkungsweise einer treppenartig abgestuften Absenkung. Eine solche Lastabhängigkeit der Absenkungsgeschwindigkeit des Schwellwertes entspricht aber auch den Anforderungen der Praxis, da bei kleiner Last die Zeitspanne t2-t1 größer als bei hoher Last ist.
Zur Realisierung einer solchen ergänzenden Anpassung an die Lastverhältnisse wird der Schaltung der Fig. 7 der Kraftstoffeinspritzimpuls oder ein entsprechender Vorimpuls an einer Eingangsklemme 220 zugeführt; dieser Kraftstoffeinspritzimpuls ti gibt durch seine Dauer die Menge des der Brennkraftmaschine pro ilub zugeführten Kraftstoffs an und ist daher auch ein rlaßstab für die Belastung der Brennkraftmaschine. An der Klemme 220 ergibt sich daher bei Vorhandensein eines Kraftstoffeinspritzimpulses t. ein Pluspotential, sonst liegt diese Klemme an Minusspannung. über eine weitere Diode 221 gelangt diese Spannung ebenfalls auf den Schaltungspunkt P5, so daß ohne weiteres ersichtlich ist, daß die Diode 221 während der Dauer der angelegten Kraftstoffeinspritzimpulse gesperrt, wäiirend des Fehlens von raftstoffeinspritzinpulsen t. jedoch leitend ist und durch die dadurch bewirkte Potentialabsenkung des Punktes P5 ein Sperren der Diode 212 herbeiführt. Das bedeutet, daß auch während einer Absenkphase A, A' oder '' nach Fig. 6a der rlillerintegrator der Zeitschaltung 6 freigestellt wird und sein Ausgangspotential nicht weiter absenken kann. Diese änderung geht jedoch in wesentlich kleineren Zeiträumen vonstatten, so daß eine ergänzende Aufnahme einer solchen modifizierten Schwellwertabsenkung in dem Kurvenverlauf der Fig. 6a nicht aufgenommen werden kann.
Zusätzlich zu der Verbindung des Punktes PS mit der Fingangsklemme 220 über die Diode 221 oder ausschließlich, d.h. bei Fehlen der Diode 221 kann noch ein Transistor T208 vorgesehen sein, der mit seinem Kollektor über einen S;Jic!erseand 222 mit den Verbindungspunkt des Widerstandes 209 und der Diode 103' verbunden ist; der Emitter des Transistors T208 liegt an rtinusleitung 203, seiner Basis werden über einen Ti7iderstand 223 von der Eingangsklemme 220 die Kraftstoffeinspritzimpulse t. zugeführt. Ergänzend liegt die Basis des Transistors 208 über einen weiteren Widetstand 224 an Minusleitung. Wie ersichtlich ist der Transistor 208 bei Fehlen eines Kraftstoffeinspritzimpulses gesperrt, spielt also keine Rolle; liegt ein Kraftstoffeinspritzimpuls vor, dann leitet der Transistor 208 und senkt das Potential an der Kathode der Diode 103' so weit ah, daß diese leitend wird und es in diesem Falle sogar zu einem kurzzeitigen l.iederansteigen des Ausgangspotentials der zweiten Zeitschaltung 6 kommen kann. Eine solche überlagerte, im Rhythmus der von der Kraftstoffeinspritzanlage erzeugten Kraftstoffeinspritzimpulse t. erfolgende Taktung der Schwellwertspannungsveränderung erbringt eine noch feinffih-ligere Anpassung an den Betriebszustand der jeweiligen Brennkraftmaschine. Diese Taktung kann ausschließlich durch Einflußnahme auf das Potential des Punktes PS über die Diode 221 erfolgen, ausschließlich durch Verwendung des in seinem Schaltzustand durch die Kraftstoffeinspritzimpulse t.
beeinflußten Transistors T208 oder gegebenenfalls auch durch Verwendung beider Schaltungsvarianten gleichzeitig.
Hinsichtlich durch Zuführung des von der Schaltung selbst erzeugten Stromes 1* zur Sonde zur Simulierung einer vorgegebenen A-sondenausgangsspannung im kalten Zustand der Sonde sei darauf hingewiesen, daß, bevor die Schwellwertspannunq nicht einen vorgegebenen unteren Wert erreicht hat, der der Sonde zugeführte Strom 1 sich ausschließlich bestimmt durch das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 201 und 202 und der Einstellung des Widerstandes 205, da zunächst ein bestimiates (negatives) Potential an der Kathode der Diode 200 entsprechend Ausgang des zweiten Millerintegrators erreicht werden muß, bevor diese Diode 200 leitend wird und sich dann das den Schaltstrom 1 bestimmende Spannungsteilerpotential der Widerstände 201 und 202 zusammen mit dem Ausgang des Millerintegrators bzw. der zweiten Zeitschaltung 6 ändert.
Weiterhin ergänzend sei darauf hingewiesen, daß sich auch im Verlauf eines Fahrzyklus, beispielsweise bei langandauerndem Schubbetrieb ein Sondenzustand einstellen kann, der einer kalten Sonde entspricht und eine Umschaltung auf Steuerung erforderlich macht, wodurch sich dann die insgesamt weiter vorn schon geschilderten Schaltzustände und die abgestufte Schwellwertspannungsänderung ergibt; wird daher eine Brennkraftmaschine unter Verwendung einer A -Regelung betrieben, dann sind die bisher beschriebenen erfindungsgemäßen Maßnahmen nicht nur dann von Redeutung, wenn es sich um eine e-rstmalige Mbetriebnahme bei Kaltstart handelt.
Schließlich läßt sich der ausschnittsweisen Darstellung der Fig. 8 eine weitere Schaltungsrtodifikation entnehmen, die sich zur Anwendung gerade bei Sauerstoff sonden oderA-Sonden ncuester Bauart eignet, die als sogenannte 11yttrium-Sonden" ausgeführt sind. Bei diesen Yttrium-Sonden verläuft die Sondenspannung U5 sehr viel steiler über der Temperatur, was in manchen Fällen im Verlauf der Schwellwertverstellung und seiner Absenkung nach dem Einsetzen der Regelung dazu führt, daß die bisher erläuterte Absenkung des Schwellwertes dem Temperaturverlauf nicht exakt angepaßt ist, so daß es, im wesentlichen unmittelbar nach Regelbeginn des Inteqrators dazu kommt, daß dieser für mehrere Sekunden in Richtung fettes Gemisch laufen kann, da der Schwellwert noch über den Extrenwertkurvenverlauf Usl gelangen kann, was unabhängig von dem eigentlichen Schaltzustand der 3-Sonde fettes Gemisch anzeigt.
In einer weiteren Ausgestaltung ist daher die Schaltung der Fig. 7 oder der Figuren 2a oder 2b so getroffen, daß nach Regelbeginn der Schwellwert oder Sollwert zunächst einen sprungartigen Verlauf einnimmt und. um einen vorgegebenen Spannungswert nach unten, also in Richtung negatives Potential abgesenkt wird; erst danach setzt dann der mit Bezug auf Fig. 7 ausführlich erläuterte gesteuerte Regelvorgang ein.
Eine zur Durchführung eines solchen Sprungverhaltens des Schwellwertes nach Pegelbeginn besonders geeignete Schaltung zeit die Modifikation der Fig. 8, die lediglich noch den von der ersten Zeitschaltung 4 gesteuerten Schalttransistor T24 und die zweite Zeitschaltung 6 (Millerintegrator der Transistoren T25 und T26) und einige zugeordnete Schaltungselemente zeigt; die weiterführenden Schaltungselemente sind in die weiter vorn schon ausführlich erläuterten Schaltungen eingebettet. Auch hier sind gleiche verwendete Bauelemente mit gleichen nezugszeichen versehen.
Aus den vorhergehenden Erläuterungen ist deutlich geworden, daß vor Einsetzen des Regelvorganges der Ausgang des Millerintegrators entsprechend Kollektor des Transistors 26 voll auf positivem Potential liegt. Bei dem dargestellten Ausführungsheispiel ist in Reihe mit dem integrierenden Kondensator 106 des zweiten Millerintegrators eine Diode 230 geschaltet, und zwar derart, daß ihre Kathode mit dem Kollektor des Transistors T26 verbunden ist. Der Verbindungspunkt der Diode 230 mit dem Kondensator 106 liegt über eine Verbindungsleitung .231 an einem weiteren Schaltungspunkt P7, der gebildet ist von einem Spannungsteiler aus den Widerständen 232 und 233; dabei liegt der Widerstand 232 an der Leitung 109 mit positivem Konstantpotential, während der Widerstand 233 über eine Diode 234 mit dem Kollektor des Transistors T24 verbunden ist. Diese Widerstandsteilerschaltung 232, 233 mit Diode 234 ist so dimensioniert, daß der Schaltungspunkt P7 ein gegenüber dem Kollektor des Transistors T26 negatives Potential annimmt, d.h. die Diode 230 ist gesperrt. Es liegt daher eine Spannungsdifferenz zwischen dem Kollektor des Transistors T26 und seinem zugeordneten Kondensator 106 vor, der auf das Spannungsteilerpotentiff der Widerstände 232 und 233 aufgeladen ist, dieses Potential hält die Spannungsteilerschaltung so lange durch, wie die Diode 234 wegen des leitenden Zustands des Transistors T24 ebenfalls leitend ist. Erfolgt dann die Umschaltung von Steuerung auf Rege lung und die Sperrung des Transistors T24, dann wird die Eingangsspannung des Millerintegrators der Transistoren T25 und T26 positiv, gleichzeitig wird der Fußpunkt des Spannungsteilers 232 und 233 wegen Sperrens der Diode 234 frei. Auf diesen Zustand reagiert der nfillerintegrator der Transistoren T25 und T26 mit einer sprunghaften Verschiebung seines Ausgangspotentials, denn die Diode 230 wird leitend und das Potential am Kollektor des Transistors T26 (entsprechend dem Schwellwertpotential) senkt sicli schlagartig ah auf die Teilerschaltung der iderstnd 232 und 233 (auf die der Kondensator 106 aufgeladen ist) plus die Diodenspannung der Diode 23@. Dabei ist die Schaltung im Eingangskreis des Transistors T25 alternativ so getroffen, daß die in Reihe Reihe geschaltete Diode 103 nunmehr unmittelbar als Diode 103' ' den Kollektor des Transistors T24 mit zur flasi3 von T25 verbindet.
Den Verlauf der Sprungspannung kann man der Darstellung der Fig. 9c entnehmen; der obere gestrichelte Kurvenverlauf VII entspricht der Verstellmöglichkeit des Schwellwertes entsprechend der Darstellung der Fig. 7, während der Kurvenverlauf VIII die zu Beginn des Regelvorganges einsetzende sprunghafte Absenkung um einen Spannungswert #U umfaßt, wie dargestellt. Die Spannung #U ist, wie leicht einzuschen ist, eine Funktion des Widerstandes 233; je kleiner dieser Widerstand ist, um so größer ist der Spannungssprung, den der Millerintegrator nach Regelbeginn auszuführen hat.
Der Verbindungspunkt des Kondensators 106 mit der Diode 230 liegt über einen weiteren Kondensator 235 schließlich noc'n am Kollektor des Transistors T26 und überbrückt damit die Diode 230; dieser Kondensator 235 dient einer verbesserten Störsicherheit.

Claims

P a t e n t a n 5 p r ü c h e: Verfahren zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritz impulsen bei einer unter Einschluß einer die Abgaszusammensetzung erfassenden - Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage, wobei synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen einer Brennkraftmaschine der Kraftstoff vorzugsweise über elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile in Abhängigkeit von der Drehzahl und der-Ansaugluftmenge zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß bei nichtbetriebsbereitem Zustand der Sonde und dadurch bedingter Fehleinstellung (z. B. zu starke Abmagerung) des der Brennkraftmaschine zugeführten Kraftstoff-/Luftgemisches die unter Einfluß der -Sonde arbeitende Regelung nach einem vorgegebenen Zeitraum (tau) abgeschaltet und durch eine Steuerung ersetzt wird, wobei gleichzeitig ein dem Ä-Sondensignal entgegengeschaltetes Referenzsignal derart verändert wird, daß nach Einsatz der Sonde als Regelglied über ein Zeitglied eine allmähliche Anpassung des Referenzsignals an den Betriebszustand erfolgt.
2. Verfahren nach Anspruch 1J dadurch gekennzeichnet, daß durch Anheben des dem #-Sonden-Ausgangssignal entgegengeschalteten Referenzsignals die Schaltschwelle der vergleichenden Eingangsschaltung bei Steuerung erhöht und/oder der A Sonde ein dessen Potential auf einen vorgegebenen Wert in kaltem Zustand begrenzender Schaltstrom zugeführt wird.
3. Verfahren nachAnspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß beim Starten, bei Vollast und/oder kaltem Kühlwasser die Regelung der Dauer der Einspritzimpulse tti) auf vorgegebene Werte der Steuerung umgestellt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Anpassung der der Sondenspannung (US) entgegengeschalteten Referenzspannung (Schwellwert- oder Sollwertspannunq) nach Umschaltung auf Regelung diese in der Weise geregelt abgesenkt wird, daß sie stets oberhalb des Verlaufs des Sondenspannungszweigs (usw) für mageres Gemisch gehalten wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das die Absenkung der Schwellwertspannung bewirkende zeitglied nur dann freigegeben wird, wenn dieÄ-Sonde selbst mageres Gemisch anzeigt, d.h. wenn die»-Regelung selbst in Richtung auf fettes Gemisch läuft.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstellung der Schwellwertspannung zur Anpassung an die sich ändernde Sondenspannung bei Regelbeginn lastabhängig vorgenommen wird, derart, daß durch Blockieren der die Schwellwertabsenkung bewirkenden Zeitschaltung über die von der Einspritzanlage erzeugten Einspritzimpulse (ti) eine Taktung der Schweliwertabsenkung erfolgt.
7. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur präzisen Anpassung der Schweliwertabsenkung an den Temperaturgang der »-Sonde der Schwellwert unmittelbar nach Regelbeginn sprungartig um einen vorgegebenen Spannungswert abgesenkt wird.
8. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 7 zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen bei einer unter Einschluß einer die Abgaszusammensetzung erfassenden Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage, wobei synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen einer Brennkraftmaschine der Kraftstoff vorzugsweise über elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile in Abhängigkeit von der Drehzahl und der Ansaugluftmenge zuführbar ist, mit einer das j1-Sonden-Signal mit einer Referenzspannung vergleichenden Vergleichsschaltung und einer nachgeschalteten Integratorschaltung zur Erzeugung eines vorzugsweise der Multiplizierstufe einer Rraftstoffeinspritzanlage zuführbaren Ausgangssignals als Funktion der Abgaszusammensetzung, dadurch gekennzeichnet, daß eine vom Ausgang der Vergleichsschaltung (1) gesteuerte und zunächst eine Uberwachungszeit (Tü) vor Eingriff bereitstellende Zeitschaltung (4) vorgesehen ist, die vorzugsweise über einen nachgeschalteten Transistorverstärker (T24) die Integratorschaltung (17, 18, 19) abschaltet und ein mittleres, vorgebbares Ausgangssignal erzeugt und daß der ersten Zeitschaltung (4) eine von dieser angesteuerte zweite Zeitschaltung (6) nachgeschaltet ist, die das demA-Sonden-Signal (U5) entgegengeschaltete Referenzsignal zunächst anhebt und bei Sondenbetriebsbereitschaft allmählich absenkt.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitschaltung als Millerintegrator, bestehend aus zwei Transistoren (T22, T23) und einem über Eingang und Ausgang geschalteten Kondensator (89), ausgebildet ist, der das Ausgangssignal der Uergleichsschaltung (1) vorzugsweise über einen als Emitterfolger geschalteten Transistor (T21) zuführhar ist und die nach Ablauf der Integrationszeit (Uberwachungszeit Tü) an ihrem Ausgang das den Integrator (17) sperrende Signal erzeugt, das gleichzeitig zur Bildung der ungeregelten Steuerausgangsspannung dient.
10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des rlillerintegrators (T22, T23) der ersten Zeitschaltung (4) mit einem nachgeschalteten Transistor (T24) verbunden ist, der bei fehlendem Ausgangs signal der Vergleichsschaltung (entsprechend kaltem Sondenzustand) dem Ausgang (77) über einstellbare Widerstände (98, 99) das Steuersignal zuführt und den die Integratorschaltung bildenden Operationsverstärker (17) durch ein entsprechendes Signal an einem seiner Eingänge auf vorgebbares Ausgangspotential schaltet.
11. Vorrichtung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitschaltung (4) direkt oder über den nachgeschalteten Transistorverstärker (T24) die zweite, ebenfalls als Millerintegrator (T25, T26, 106) geschaltete Zeitschaltung (6) ansteuert, deren allmählich ansteigendes und bei Umschaltung abfallendes Ausgangssignal dem einen Eingang der Vergleichsschaltung zuführbar ist, deren anderer Eingang mit dem demA-Sonden-Signal (U5) beaufschlagt ist.
12. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung aus einem Operationsverstärker (12) und zwei, diesen an seinem invertierenden und seinem nicht invertierenden Eingang ansteuernden Transistorverstärkerstufen (T9, T11) besteht, deren Basen einmal das Referenzsignal und andererseits das Å-Sonden-Signal (U5) zuführbar ist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung einer temperaturkompensierten stabilisierten Spannung als Referenzsignal parallel zu einer Zenerdiode (Z41), die über mindestens einen Widerstand (38, 39) zwischen die Versorgungsspannung geschaltet ist, die Reihenschaltung eines ersten Widerstandes (43) und eines zweiten einstellbaren Widerstandes (44) sowie einer in Durchlaßrichtung geschalteten Siliziumdiode (48) liegt, wobei nach entsprechendem Abgleich des einstellbaren IJiderstandes (44) zwischen dem Verbindungspunkt (49) des ersten mit dem zweiten Widerstand und dem Verbindungspunkt der Siliziumdiode (48) mit der Zenerdiode (Z41) die temperaturkompensierte stabilisierte Spannung abgenommen werden kann.
14. Vorrichtung nach einem der Ansprtiche 8 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bereitstellung einer eine stabilisierte Spannung führenden Leitung (109) die Zenerdiodenspannung der Basis eines Transistors (108) zuführbar ist, dessen lollelztor mit der Plusleituna und dessen Fnitter mit der Leitung (109) verbunden ist.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des letzten, die zweite Zeitschaltung (6) bildenden Transistors (T26) über einen lsiderstand (107) mit der die stabilisierte Spannung führenden Leitung (109) verbunden ist.
16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß zur präzisen Beaufschlagunq der kalten - Sonde mit einem vorgegebenen Strom und zur genauen lXontrolle der Sondenspannung in diesem Zustand ein Transistor (T121) mit seinem Emitter an der die stabilisierte Spannung führenden Leitung (109) und mit seiner Basis an den Kollektor des der ersten Zeitschaltung (4) nachgeschalteten Transistors (T24) angeschlossen ist, wobei der Kollektor dieses Transistors (T121) über die Reihenschaltung zweier Widerstände (126, 127) mit dem anderen Pol der Versorgungsspannung (Minusleitung) verbunden ist und daß der vorgegebene Sondenstrom über einen hochohmigen Widerstand (128) vom Verbindungspunkt der Widerstände (126, 127), bevorzugt über eine Diode (129) auf die Basis des ersten, dem Operationsverstarker (12? zugeordneten und mit dem #-Sonden-Signal (Us) heaufschlagten Transistors (T9) gelangt.
17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der Verbindung der die Referenzspannung führenden Basis des Transistors (T1 1) mit dem Ausgang der zweiten Zeitschaltung (6) oder erganzend zu dieser der Kollektor des als Schalttransistor ausgebildeten Transistors (T121) über eine einstellbare Widerstandskombination (132, 133) mit der Basis des Transistors (T1 1) verbunden ist.
18. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Anspräche 8 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kompensation einer Spannungsänderung der Zenerdiodenspannung infolge starker Schwankungen der Versorgungsspannung eine der Höhe der Schwankung zugeordnete Spannung ihrer einen Widerstand (83) auf den über den Transistor (T9) üblicherweise mit dem 0-Sonden-Signal (US) beaufschlagten Eingang (invertierenden Eingang) des Operat5onsverstärkers (12) gelangt.
19. Vorrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die auf den Fingang des Operationsverstärkers (12) geführte, der Versorgungsspannungs schwankung zugeordnete Spannung am Verbindungspunkt der Reihenschaltung der beiden, die Zenerdiode mit der Plusleitung verbindenden Widerstände (38, 39) abgegriffen ist.
20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Operationsverstarkers (12) über die Reihenschaltung zweier Widerstände (117, 118) und einer Diode (119) mit der die stabilisierte Spannung führenden Leitung (109) verbunden ist und am Verbindungspunkt der Widerstände (117, 118) ein Widerstand (161) angeschlossen ist, der zur Erzielung eines echten Kippverhaltens des Operationsverstärkers (12) mit seinem anderen Anschluß an dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (12) angeschlossen ist.
21. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß zur unmittelbaren Umschaltung in den Steuer zustand parallel zum Basisemitterkreis des ersten Transistors (T22) der ersten Zeitschaltung (4) ein Rondensator (155) relativ großer Ixapazität geschaltet ist.
22. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ijmscbaltung in den Steuerzustand während des Starts die Basis des ersten Transistors (T22) der ersten Zeitschaltuns (4) über eine Diode (190) und ein während des Starts durciigeschaltetes Schaltelement (189) mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung verbunden ist.
23. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 22 mit einem durch zwei Transistoren unterschiedlichen Leitungstyps gesteuerten und mit einem Operationsverstärker aufgebauten Integrator, wobei die Transistoren vom Ausgang der Vergleichsstufe ansteuerhar sind und so geschaltet sind, daß nur jeweils ein Transistor leitet, während der andere sperrt, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Eingang des Operationsverstärkers (17) über einen Widerstand (71) an einen Verbindungspunkt' (69) angeschlossen ist, von dem je ein vorzugsweise einstellbarer Widerstand (67 bzw.

68) zu je einem Rollektoranschluß je eines der genannten Transistoren führt.
24. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß insbesondere zur Verhinderung einer auftauchenden Regelschwingung bei niedrigen Drehzahlen (Leerlauf) die Integratorausgangsspannung dadurch einer Taktbeeinflussung unterworfen ist, daß über die Emitteranschlüsse zweier einem nachgeschalteten integrierenden Operationsverstärker (17) beaufschlagender und mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung verbundener Transistoren (T14, T16) ein von einem drehzahlsynchronen -Signal, vorzugsweise dem Einspritzzeitsignal (ti) gesteuerter Transistor (T138) geschaltet ist, derart, daß eine Integratorverstellung nur bei gesperrtem Takttransistor (T138) erfolgen kann.
25. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß zur Abschaltung der Regelung und Übergang in den Steuerzustand bei Vollast ein von einem Vollastsignal ansteuerbarer Transistor (T144) vorgesehen ist, der einmal mit seinem Kollektorpotential den einen Eingang des den Integrator bildenden Operationsverstärkers derart beaufschlagt, daß dieser ein vorgebbares Ausgangs signal bildet und zum anderen über seine Kollektor-Emitterstrecke und einstellbare Widerstände (152, 153) ein der Vollastbedingung entsprechend angepaßtes Ausgangssignal erzeugt.
26. Vorrichtung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Vollasttransistor (T144) mit seinem Emitter unmittelhar an der Minus leitung und mit seinem Kollektor über eine Diode (154) und die Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände (152, 153) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (17) des Integrators (3) verbunden ist.
27. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des der ersten Zeitschaltung (4) nachgeschalteten Transistors (T24) über eine Diode (101) und die Parallelschaltung zweier einstellbare Widerstände (98, 99) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (17) des Integrators (3) verbunden ist zur Erzeugung eines geeigneten Ausgangssignals während des Steuerzustandes und andererseits über eine Diode (96) oder einen Widerstand (97) ebenfalls wie der Kollektor des Vollasttransistors (T144) mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (17) zu dessen Absciialtung während des Steuer zustandes verbunden ist.
28. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß in den Eingangskreisen der Schaltung (Klemmen 8, 143, 156) Tiefpaßfilter, bestehend aus Spulen (27, 148, 157) und gegen Minusleitung geschalteten Kondensatoren (28, 193, 194) angeordnet sind zur Blockierung hochfrequenter Einflüsse.
29. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 28, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und/oder die zweite Zeitschaltung aus einer monostabilen tTultivibratorstufe (167, 168) gebildet sind, wobei den Basisanschlüssen das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung über eine Differenzierstufe (163, 173) zuführbar ist, daß während der durch einen Vergleichsschaltung-Ausgangsimpuls bewirkten Stand zeit des monostabilen Multivibrators die Aufladung eines Kondensators (174) erfolgt, derart, daß eine nachgeschaltete, aus Transistoren (T177, T178) bestehende Darlington-Schaltung im leitenden Zustand gehalten ist, daß im Normalzustand des monostabilen Multivibrators der Kondensator (174) mit einer die Uberwachungszeit (Tu) bestimmenden großen Zeitkonstante entladhar ist und daß der Ausgang des letzten Transistors (T178) der Darlington-Stufe mit den die nachgeschaltete Integratorstufe (3) im Steuerzustand ansteuernden Dioden (96, 101) verbunden ist.
30. Vorrichtung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umsteuerung der Regelschaltung in den Steuerzustand der Kollektor des der ersten Zeitschaltung (4) nachgeschalteten Transistors (T24) über einen mechanischen Temperaturschalter (186) oder einen elektrisch arbeitenden Tenperaturschalter (184) mit negativem Potential zur Ein-Schaltung und Aufrechterhaltung des Steuerzustandes verhunden ist.
31. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 30, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis des mit dem -Sondensignal beaufschlagten Transistors (T9) während der Steuerphase ein allmählich ansteigendes Signal vom Ausgang der zweiten Zeitschaltung (6) über die Reihenschaltung einer Diode (183) und eines Widerstandes (182) zuführhar ist.
32. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Gewinnung einer frei wählbaren stabilisierten und temperaturkompensierten Referenzspannung eine Spannungsteilerschaltung (51, 52) mit mindestens einem einstellbaren Widerstand (52) vorgesehen ist, die die vorhandene stabilisierte und temperaturkompensierte Spannung vom Schaltungspunkt (49) zugeführt erhält und die einen einstellbarren Teil hiervon an die ergleichsschaltung abgibt.
33. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis -32, dadurch gekennzeichnet, daß eine die Schwellvertverstellung durch die zweite Zeitscllaltung (6) jeweils dann blokkierende Schaltungsanordnung (210, 211, 212, 213) vorgesehen ist, wenn die Sondenspannung (uns) selbst fettes Gemisch anzeigt und die 2 -Regelung in Richtung mageres Gemisch läuft.
34. Vorrichtung nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß die Blockierschaltung gesteuert ist vom Ausgang des den jeweiligen Zustand der Sondenspannung (U5) anzeigenden Vergleichsverstärkers (12) und so mit dem Eingang der einen Millerintegrator (T25, T26) bildenden zweiten Zeitschaltung (6) verbunden ist, daß dieser Eingang potentialfrei wird.
35. Vorrichtung nach Anspruch 33 und 34, dadurch gekennzeichnet, daß eine einstellbare Spannungsteilerschaltung aus den Widerständen (210, 211) gebildet ist, daß der Verbindungspunkt (P5) der Spannungsteilerschaltung über eine bei positivem Potential am Verbindungspunkt (P5) in Flußrichtung geschaltete Diode (212) mit dem Eingang der zweiten Zeitschaltung (6) verbunden ist und daß dieser Verbindungspunkt (P5) derart über eine weitere Diode (213) mit dem Ausgang des vergleichenden Operationsverstärkers (12) verbunden ist, daß die Diode (212) dann gesperrt und die Zeitschaltung (6) blockiert ist, wenn die Sonde fettes Gemisch anzeigt.
36. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 33 bis 35, dadurch gekennzeichnet, daß zur lastabhängigen Taktung der Schwellwertabsenkung der Verbindungspunkt (P5) der Widerstände (210, 211) über eine Diode (221) mit einer die Kraftstoffeinspritzimpulse (ti; tp) führenden Schaltungsklemme (222) verbunden ist.
37. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 33 bis 36, dadurch gekennzeichnet, daß ein von den Kraftstoffeinspritzimpulsen in seinem Schaltverhalten gesteuerter Transistor (T208) vorgesehen ist, der über eine Diode (103') derart mit dem Eingangskreis der zweiten Zeitschaltung (6) verbunden ist, daß durch Anderung des Eingangspotentials des Millerintegrators (T25, T26) eine lastabhängige steuernde Taktung der Schwellwertanhebung erfolgt.
38. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 33 bis 37, dadurch gekennzeichnet, daß eine einen Schaltungsstrom zur Sondenspeisung erzeugende Spannungsteilerschaltung aus den Widerständen (201, 202) vorgesehen ist, deren Verbindungspunkt über eine Diode (200) derart mit dem Ausgang der zweiten Zeitschaltung verbunden ist, daß erst nach Unterschreiten eines vorgegebenen Schwellwertpotentials eine Verringerung des Sondenschaltstroms erfolgt.
39. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 33 bis 38, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltungsanordnung (232, 233, 234, T24) vorgesehen ist, die somit dem Ausgang der zweiten Zeitschaltung (6) verbunden ist, daß nach Einsetzen des Regelvorgangs deren Ausgangspotential sprungartig um einen vorgegebenen Wert veränderbar, nämlich in Richtung auf negatives Potential absenkbar ist.
40. Vorrichtung nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückführkondensator (106) des Millerintegrators (T25, T26) über eine in Flußrichtung gepolte Diode (230) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (T26) verbunden ist und daß der Verbindungspunkt von Kondensator (106) mit Diode (230) an einem Spannungsteilerpotential liegt, welches im Sperrzustand der Zeitschaltung (6),entsprechend steuerungsbetrieb des Systems, auf einem niedrigeren Potential als das Schwellwertpotential liegt.
41. Vorrichtung nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilerschaltung aus der Reihenschaltung zweier Widerstände (232, 233) mit einer Diode (234) besteht, die mit dem Kollektor des ei Regelungsheginn sperrenden Transistors (T24) verbunden ist.
42. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 33 bis 41, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des bei Regelbeginn sperrenden Transistors (T24) über eine Diode (103'') unmittelbar mit dem Eingang des Millerintegrators entsprechend Basis des ersten Transistors (T25), verbunden ist.