DE2533869A1

DE2533869A1 - Frequenzfilter

Info

Publication number: DE2533869A1
Application number: DE19752533869
Authority: DE
Inventors: Yasuo Nagahama
Original assignee: Nippon Gakki Co Ltd
Current assignee: Nippon Gakki Co Ltd
Priority date: 1974-07-30
Filing date: 1975-07-29
Publication date: 1976-02-19
Also published as: US4039980A

Description

Die Erfindung betrifft ein Frequenzfilter mit einem Widerstandsnetzwerk und mindestens einem Kapazitätselement.

In elektronischen Musikinstrumenten kann einem Musiktonsignal mit einer bestimmten Grundtonhöhe eine gewünschte Tonfärbung verliehen v/erden, indem man die Beziehung zwischen den in dem Musiktonsignal enthaltenen Anteilen an Harmonischen ändert. Um diese Veränderung steuern zu können, ist es Aufgabe der Erfindung, ein Frequenzfilter zu schaffen, das durch eine Steuerspannung steuerbar ist und dessen Grenzfrequenz (oder Mittenfraquenz) sich in Abhängigkeit von der Steuerspannung ändert.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, daß das Y/iderstandsnetzwerk aus einer Ersatzimpedanzschaltung mit einer Diodenbrücke besteht, deren Dioden zur Einstellung der Arbeitspunkte von einem einer Konstantstromquelle entnommenen Konstantstrom in Vorwärtsrichtung durchflossen sind, daß die Diodenbrücke mit einem

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zweiten Anschlußpaar in den Filterstromkreis geschaltet ist, und daß der Durchlaßbereich des Frequenzfilters in Abhängigkeit von einer den Konstantstrom bestimmenden Steuerspannung veränderbar ist.

Mit dem erfindungsgemäßen Frequenzfilter ist es möglich, die Tonfärbung eines Musiktonsignals unter Verwendung eines spannungsgesteuerten Filters zu verändern, dessen Grenzfrequenz· oder Mittenfrequenz steuerbar ist. Eine noch feinere Steuerung der Tonfärbung kann erreicht werden, indem man nicht nur die Grenzfrequenz, sondern auch die Trennschärfe oder Selektivität Q, des Filters beeinflußt.

Die Beeinflussung der Filtercharakteristik erfolgt nach der Erfindung durch eine ausgeglichene Diodenbrücke, der ein Konstantstrom zugeführt wird. In Abhängigkeit von der Stärke des Konstantstromes, der in Vorwärtsrichtung durch sämtliche Dioden der Diodenbrücke hindurchfließt, werden die Arbeitspunkte an den Dioden eingestellt. Damit stellt sich auch der differentielle Widerstand oder Scheinwiderstand für kleine Wechselspannungssignale, die an die Signa lanschlüs se der Diodenbrücke gegeben werden, ein.

Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, ein spannungsgesteuertes Filter zu schaffen; dessen Selektivität Q in Abhängigkeit von der Steuerspannung veränderbar bzw. steuerbar ist, indem der Scheinwiderstand einer ausgeglichenen Diodenbrücke in Abhängigkeit von der Steuerspannung verändert und dadurch der Rückkopplungsfaktor eines in dem aktiven Filter vorgesehenen Verstärkers verändert wird, um die Gesamtverstärkung zu beeinflussen.

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Die Brückenschaltung besteht aus Dioden, die, bezogen auf ein erstes Anschlußpaar, in jedem Brückenzweig in Vorwärtsrichtung geschaltet sind und in dieser Richtung von einem Konstantstrom durchflossen werden. Der Signalweg ist über ein zweites Anschlußpaar geführt. Sein Widerstand ändert sich entsprechend der Stärke des Konstantstromes. Die Erfindung nutzt diese Erscheinung aus und schafft ein spannungsgesteuertes Frequenzfilter, in dem die Diodenbrücke als steuerbarer Widerstand verwendet wird und in Verbindung mit einer Kapazität oder weiteren Schaltelementen das Frequenzverhalten des Frequenzfilters bestimmt.

Die Erfindung schafft ferner ein spannungsgesteuertes Frequenzfilter, bei dem die Diodenbrücke in einem negativen Rückkopplungszweig des Verstärkers eines aktiven Filters liegt. Hierdurch kann durch Änderung der den Konstantstrom bestimmenden Steuerspannung die Selektivität Q, des aktiven Filters verändert werden, indem die Verstärkung des Verstärkers durch Spannungssteuerung verändert wird.

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r ·

Die Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Figuren an bevorzugten Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Schaltbild einer Schaltung mit Ersatzimpedanzen in einem spannungsgeregelten Filter nach der Erfindung,

Fig. 2 zeigt die Kennlinie der in der Schaltung nach Fig. 1 verwendeten Dioden,

Fig. 3 zeigt eine Schaltung einer bevorzugten Ausführung,s~ form des erfindungsgemäßen spannungsgesteuerten Filters,

Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines aktiven.Tiefpaßfilters zweiter Ordnung, dessen Selektivität bzw. Trennschärfe veränderbar ist, und

Fig. 5 zeigt ein Schaltbild einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen spannungsgesteuerten Frequenzfilters.

Fig. 1 zeigt die in dem erfindungsgemäßen spannungsgesteuerten Filter verwendete Ersatz-Impedanzschaltung. Diese besteht aus einer Diodenbrücke DB aus vier Dioden Dj bis D^ mit denselben Kennwerten. Durch diese Dioden D-, bis D₂, fließt ein von einer Stromquelle mit hohem Innenwiderstand gelieferter Konstantstrom Ι~ in Vorwärtsrichtung, und zwar von Anschluß a nach Anschluß b. Der Wert des Konstant stromes I_D ergibt sich in Abhängigkeit von der Eingangssteuerspannung, mit der die Charakteristik des Filters verändert werden kann. Da durch die Dioden

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D, bis D₂, ein Vorwärtsstrom von ~ fließt, wird eine dem Vorwärtsstrom von J2 entsprechende Vorwärts spannung erzeugt. An den Anschlüssen c und d ist die Brücke DB daher vollständig im Gleichgewicht.

Nach der Erfindung wird der Scheinwiderstand der Diodenbrücke DB durch Nutzbarmachung der in Fig. 2 dargestellten Nichtlinearität der Vorwärtscharakteristiken der Dioden D₁ bis Dj, verändert. In der Zeichnung entspricht die Vorwärtsspannung V₀₁ dem Vorwärtsstrom I_Dl. Der Reziprokwert der Kurvensteigung in diesem Punkt bildet den Scheinwiderstand bzw. den partiellen Widerstand. Am Anschluß d wird daher durch Anlegen eines Wechselspannungssignals an den Anschluß c ein Wechselspannungssignal erzeugt, dessen Amplitude von dem Scheinwiderstand an der entsprechenden Stelle der Diodenkennlinie abhängt. Auf diese Weise liegt zwischen den Anschlüssen c und d eine Ersatzimpedanzschaltung. Da die Ersatzimpedanz sich umgekehrt proportional zu dem Konstantstrom I^ ändert, kann man ein RC-Filter aufbauen, indem man diese Ersatzimpeda.nzs ehaltung mit einer geeigneten Kapazität kombiniert.

Fig. 3 zeigt eine Ausfuhrungsform des spannungsgesteuerten Filters nach der Erfindung. Das Filter hat die Form eines Tiefpaßfilters, dessen Grenzfrequenz in Abhängigkeit von der angelegten Steuerspannung veränderbar ist. Ein an den Anschluß AI angelegtes Musiktonsignal wird einem Anschluß c der Diodenbrücke DB über einen Kopplungskondensator C-, und einen Emitterfolgertransistor Tr₁ zugeführt. Der Emitterfolgertransistor Tr₁ dient als Pufferverstärker zur Aufrechterhaltung des Gleich-

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Spannungsgleichgewichtes der Impedanzen am Anschluß c. Die Werte der Widerstände R,, Rp und R^, sind so bemessen, daß an der Brücke Gleichspannungsgleichgewicht herrscht (z.B. R₁ = R₂ = R₅). Das Tiefpaßfilter ist als Scheinwiderstandschaltung ausgebildet und besteht aus der Diodenbrücke DB und einer Kapazität. Die Kapazität besteht aus einem zwischen den Anschluß d und Erde geschalteten Kondensator Cp. Bei dieser Filterausbildung werden die höherfrequenten harmonischen Anteile oberhalb der Grenzfrequenz

f = ' ^{von dem} Musikton abgeschnitten und das Restsignal wird dem Ausgang AO zugeführt. R stellt den Scheinwiderstand und C die Kapazität des Filters dar.

Die Steuerspannung zur Veränderung der Grenzfrequenz wird dem Steueranschluß VC zugeführt. Ein von der Steuerspannung gesteuerter Konstantstrom fließt durch die Diodenbrücke DB hindurch. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Wert des Konstant stromes in Proportionalität zu einer Exponentialfunktion der Steuerspannung bestimmt. Zweckmäßigerweise wird in einer (nicht dargestellten) Spannungsteilerschaltung, die zur Erzeugung der Steuerspannung vorhanden ist, die Grenzfrequenz in logarithmischem Maßstab angezeigt und die Steuerspannung in bezug auf die Grenzfrequenz logarithmisch erzeugt, weil diese Anordnung einen größeren Variationsbereich der Grenzfrequenz liefert. Tatsächlich wird jeweils diejenige Grenzfrequenz erzeugt, die an einer Anzeigevorrichtung angezeigt wird, obwohl die Steuerspannung logarithmisch erzeugt wird.

Die dem Anschluß VC zugeführte Steuerspannung wird von Widerständen R₁. und Rp. (R^ R ) in eine kleine Spannung in der Größenordnung im mV-Bereich unterteilt und diese

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kleine Spannung wird als Basisspannung für einen Transistor Tr,- benutzt. Der Transistor Tr,- dient der Temperaturkompensation der Basis-Emitterstrecken der Transistoren Tr₀ bis Tr_n., die die Diodenbrücke DB mit Konstantstrom versorgen. Der Emitter des Transistors Trr ist mit der Basis der Transistoren Tr₂. und Tr₁. verbunden. Zwischen den Emitter des Transistors Tr,- und die Spannungsquelle +Vcc ist ein sehr hochohmiger Widerstand PL- (z.B. 10 Mil) geschaltet, um eine Konstantstromquelle zu bilden. Die Basisspannungen der npn-Transistoren Tr^ und Tr₁- werden von der an den Anschluß VC gelegten Steuerspannung gesteuert und die Summe des Potentiales an Widerstand R_c gegenüber Erde und der Basis-Emitterspannung des Transistors Tr/- bildet die Basisspannung der Transistoren Tr₂^ und Tr^.

In Abhängigkeit von dieser Basisspannung fließt ein gleicher Kollektorstrom durch die Transistoren Tr,, und Tr₁-. Da die Basisspannung zu einer Basis-Emitter-Vorwärtsspannung der Transistoren Tr₂, und Tr,- wird, ändert sich der Kollektorstrom infolge der Basis-Emitter-Vorwärtscharakteristiken entsprechend einer Exponentialfunktion der Basisspannung. Der durch die Transistoren Tr₂, und Tr₁- fließende Kollektorstrom ändert sich daher in Abhängigkeit von der Exponentialfunktion der Steuerspannung.

Die Transistoren Tr₂ bis Tr₁- bilden eine Schaltung, in der die Ströme spiegelbildlich fließen. Der Wert des durch die Transistoren Tr, und Tr₁- hindurchfließenden Kollektorstromes ist gleich dem durch die Transistoren Tr₂ und Tr₂, hindurchfließenden Kollektorstrom. Im einzelnen sind die Kollektoren der Transistoren Tr-, und Tr₁- miteinander ver-

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bunden, so daß durch die Transistoren Tr₀ und Tr _c derselbe Kollektorstrom fließt, wogegen die pnp-Transistoren Tr-2 und Tr₀ die gleiche Vorspannung aufweisen, mit dem Ergebnis, daß derselbe Kollektorstrom durch die Transistoren Tr-, und Tr₂ fließt. Der Kollektorstrom durch den Transistor Tr₂ ist daher gleich demjenigen der durch den Transistor Tr₂, fließt, was bedeutet, daß der von dem Kollektor des Transistors Tr₂ zum Anschluß a der Diodenbrücke D3 über einen Widerstand R₇ fließende Strom gleich demjenigen strom ist, der von Anschluß b über einen Widerstand Rq zu dem Kollektor des Transistors Tr₁, fließt. Auf die beschriebene V/eise fließt der der Exponentialfunktion der Steuerspannung proportionale Konstantstrom von dem Anschluß a zum Anschluß b in Vorwärtsrichtung durch die jeweiligen Dioden hindurch.

Die Werte der Widerstände Rr₇ und R₀ sind untereinander gleich gewählt, um das Impedanzgleichgewicht zwischen den Anschlüssen c und d zu erhalten. Wenn kein Musiktonsignal am Eingang anliegt, wird an den Anschlüssen c und d ein Impedanzgleichgewicht aufrechterhalten, und der übrige Teil der Schaltung, wie der Transistor Tr₁ und der Widerstand R.J., ist von den Anschlüssen c und d getrennt. Zur Aufrechterhaltung des Gleichgewichtes der Vorspannungen der Transistoren Tr₀ und Tr, sind die Emitter der Tran-

² Ά
sistoren Tr₀ und Tr-, über einen veränderbaren Widerstand VR, miteinander verbunden.

Es sei angenommen, daß der durch die S teuer spannung bestimmte Konstantstrom X₀₁ durch jede Diode der Diodenbrücke UB fließt. Die Vorwärtsspannung einer jeden Diode beträgt Y-., gemäß Fig. 2, und die von der Diodenbrücke DB

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erzeugte Ersatzimpedanz ist der Reziprokwert der Steigung im Schnittpunkt von I_D1 und V₀-,. Wenn in dieser Lage ein Musiktonsignal an den Eingangsanschluß AI gelegt wird, fluktuiert die Spannung am Anschluß c der Diodenbrücke DB nach Art einer Wechselspannung·in Abhängigkeit von dem anstehenden Musiktonsignal. Da die Diodenbrücke DB ausgeglichen ist, fluktuiert auch die Spannung am Anschluß d in Abhängigkeit von der Schwingung am Anschluß c, und das Musiktonsignal wird über die Ersatzimpedanzschaltung dem Kondensator Cp zugeführt.

Wie oben erläutert wurde, wird die Grenzfrequenz von der Ersatzimpedanz R und der Kapazität C des Kondensators Cp bestimmt. Diese Grenzfrequenz ist daher dem Reziprokwert der Ersatzimpedanz R proportional und verändert sich proportional zu dem durch jede Diode der Diodenbrücke DB hindurchfließenden Konstantstrom. Die Grenzfrequenz wird daher in Abhängigkeit von der Exponentialfunktion der Steuerspannung verändert.

Das beschriebene Ausführungsbeispiel bezog sich auf ein passives Tiefpaßfilter erster Ordnung. Die Erfindung ist hierauf nicht beschränkt, sondern erstreckt sich auch auf Filterschaltungen höherer Ordnung, die eine Ersatzimpedanzschaltung, bestehend aus einer Diodenbrücke und einem Kapazitätselement enthalten.

Für einen Fachmann ist aus der vorhergehenden Beschreibung ferner klar, daß ein Hochpaßfilter oder ein Bandpaßfilter aus einer geeigneten Ersatzimpedanzschaltung, bestehend aus einer Diodenbrücke und einem Kapazitätselement,hergestellt werden kann, um die Grenzfrequenz oder die Mitten-

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frequenz eines Filters steuerbar zu machen.

Wenn man Musiktonsignale mit unterschiedlichen Tonhöhen mit der gleichen Tonfärbung erzeugen will, wird eine Spannung, die der Grundhöhe des an den Eingangsanschluß AI gelegten Musiktonsignals proportional ist, den Basen der Transistoren Tr^ und Tr^ hinzugefügt, um den Bereich der Filterfrequenz (Grenzfrequenz) des gesamten Filters entsprechend der Grundhöhe des Musiktonsignals zu verschieben.

Die Selektivität Q des Filters kann verändert werden, indem man eine Diodenbrücke verwendet, die eine Ersatzimpedanzschaltung, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, bildet. Im einzelnen wird die Ersatzimpedanz dadurch geändert, daß eine Diodenbrücke, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, in den negativen RUckkopplungszweig eines Verstärkers geschaltet und dadurch der Konstantstrom I^ verändert wird. Hierdurch wird der Betrag der Rückkopplung (Rückkopplungsfaktor) und damit der Verstärkungsfaktor des Verstärkers verändert. Man kann ein aktives Filter konstruieren, indem man diesen Verstärker als aktives Element verwendet und in den positiven RUckkopplungskreis des Verstärkers eine frequenzselektive Schaltung, bestehend aus einem Widerstandselement und einem Kapazitätselement, schaltet. Die Selektivität Q des Filters ändert sich in Abhängigkeit von der Änderung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers.

Die Änderung der Selektivität Q des Filters wird im folgenden unter Bezugnahme auf das in Fig. 4 abgebildete Tiefpaßfilter zweiter Ordnung beschrieben.

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I₁ r

·"" φψ Λ

Eine Ersatzimpedanz Rx, bestehend aus einer Diodenbrücke, ist in den negativen Rückkopplungszweig eines Verstärkers A geschaltet. Der Verstärkungsfaktor Gc dieses Verstärkers

R_f
A beträgt Gc = 1 + ^=-. In den positiven Rückkopplungszweig

χ
des Verstärkers A ist eine Frequenzselektionsschaltung, bestehend aus den Widerständen Rq, R₁₀ und den Kodensatoren C^, C₂, geschaltet. Bei einem derartigen Filter beträgt die Selektivität Q:

* - (1 - Gc) CyR₉ + C₅(R₉ + R₁₀)

Da die Selektivität Q sich in Abhängigkeit von Änderungen des'Verstärkungsfaktors Gc verändert, kann sie in Abhängigkeit von der Steuerspannung gesteuert werden.

Fig. 5 zeigt eine Schaltung mit einem aktiven Tiefpaßfilter zweiter Ordnung, mit der die Selektivität Q, der Grenzfrequenz in Abhängigkeit von einer zweiten Steuerspannung verändert werden kann. Ein ankommendes Musiktonsignal, das an einen Eingangsanschluß AI gelegt wird, wird über einen Kopplungskondensator Cc einem Emitterfolgertransistor Tr₇ zugeführt. Das Ausgangssignal des Transistors Tr₇ wird über eine aus der Dioderibrücke DB-, bestehende Ersatzimpedanzschaltung einem Kondensator C^₀ zugeführt. Durch die Diodenbrücke DB_n fließt ein Konstantstrom I zur

1 c

Steuerung der Grenzfrequenz des Filters. Durch jede Diode der Diodenbrücke DB, fließt in Vorwärtsrichtung der Diode eine S.tromhälfte I /₂ ⁱⁿ Abhängigkeit von einer Steuerspannung,mit der die obere Grenzfrequenz beinflußt werden kann, und ein Anschlußpaar auf den Seiten des Transistors

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-AT-

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Tr₇ und des Kondensators C₂₀ bildet eine Ersatzimpedanzschaltung. Zur änderung des Stromes I in Abhängigkeit von der Steuerspannung kann die in Fig. 3 dargestellte Schaltung verwendet werden. Diese Schaltung ist daher in Fig. 5 fortgelassen worden.

Wenn der Strom I ansteigt, verringert sich der Scheinwiderstand, d.h. der differentielle Widerstand, und die obere Grenzfrequenz steigt an. Das Ausgangssignal der Diodenbrücke DB-, wird dem Steueranschluß eines Feldeffekttransistors FET über einen Widerstand R₁-, und den geerdeten Kondensator C₂₀ zugeführt. Der Verstärker besteht aus dem genannten Feldeffekttransistor FET und Transistoren Trn und Tr_Q, die an den Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors FET angeschaltet sind. Dieser Verstärker bildet das aktive Element in dem aktiven Filter (den Verstärker A in Fig. 4).

Das Ausgangssignal dieses Verstärkers wird von dem Emitter des Transistors Tr_n. über die Kondensatoren C-, und C-,,

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auf den Verstärkereingang rückgekoppelt. Bei einem Vergleich dieser Frequenzselektionsschaltung mit der in Fig. dargestellten Schaltung erkennt man, daß die Ausgangsimpedanz des Emitterfolgertransistors Tr₇ dem Widerstand Rq, die Kondensatoren C-, und C-,, dem Kondensator C^, die Ersatzimpedanz der Diodenbrücke DB, dem Widerstand R, _ und der Kondensator C₂₀ dem Kondensator C₂, entspricht.

Wenn demnach an den Eingangsanschluß AI. ein Signal angelegt wird, dessen Frequenz viel größer ist als die von der Ersatzimpedanz in Form der Diodenbrücke DB-. erzeugte Grenzfrequenz, arbeitet die Frequenzselektionsschaltung

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- Xt -

als ein passives Tiefpaßfilter zweiter Ordnung., bestehend aus der Ausgangsimpedanz des Transistors Tr₇, der Ersatzimpedanz der Diodenbrücke DB₁, dem Kondensator C-. (^Th) und dem Kondensator Cp₀. Wenn andererseits ein in der Nähe der Grenzfrequenz liegendes Signal angelegt wird, arbeiten diese Impedanz- und Kapazitätselemente als aktives Bandpaßfilter mit der Selektivität Q. Diese Selektivität Q wird in Abhängigkeit von den Verstärkungsänderungen des Verstärkers gesteuert, der aus dem Feldeffekttransistor FET und den Transistoren Trg und Tr _Q besteht und oben erläutert wurde.

Der Feldeffekttransistor FET und die Transistoren Tro und Tr _q bilden einen Verstärker mit positiver Phase und an den Emitterfolgerausgang dieses Verstärkers ist ein Lastwiderstand R_L angeschaltet. Ein Rückkopplungszweig besteht aus einem Widerstand FUt* der zwischen den Emitter des Transistors Tr_q und den Source-Anschluß des Feldeffekttransistors FET geschaltet ist, und aus einer Gruppe von Widerständen (einschließlich der Widerstände FLg, R₁₇ und einer Diodenbrücke DBp), die zwischen den Source-Anschluß des Feldeffekttransistors FET und Erde geschaltet sind. Der Gesamtwiderstandswert dieser Widerstandsgruppe ist mit dem Bezugszeichen R , bezeichnet. Der negative Rückkopplungsfaktor ß wird durch folgende Gleichung bestimmt: ^

^Rxl ^{+ R}fl Der Verstärkungsfaktor Gc des Verstärkers wird zu

R ,
Ge = 1 + s²^ (2)

-U-

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Aus dieser Gleichung ersieht man, daß die Verstärkung durch Änderung des V/iderstandes R , geändert werden kann.

Nach der Erfindung wird die Verstärkung geändert, indem man den Scheinwiderstand der Diodenbrücke DB_p ändert. Die Steuerspannung zur variablen Steuerung der Selektivität Q wird dem Steuerspannungseingang VQ zugeführt. Der durch diese Steuerspannung gesteuerte Konstantstrom fließt durch die Diodenbrücke DB₀.

C.

Die dem Eingangsanschluß VQ zugeführte Steuerspannung wird der Basis des Transistors Tr,₀ zugeführt und ein der Steuerspannung entsprechender Strom fließt durch den Emitter und den Kollektor des Transistors Tr, ₀ hindurch. Über die Widerstände R-,^ und R₁₂ wird einem Anschluß a der Diodenbrücke DB₀ eine positive Versorgungsspannung Vcc zugeführt. Eine negative Versorgungsspannung -V_E„ wird der Brücke über die Widerstände R₁₂, und R₁,- an Anschluß b zugeführt. Der Konstantstrom fließt zwischen den Anschlüssen a und b in Vorwärtsrichtung durch jede Diode. Der Emitter und Kollektor des Transistors Tr₁₀ sind parallel zu der Diodenbrücke DBp geschaltet und der durch die Diodenbrücke fließende Konstantstrom wird gesteuert, in-dem der zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistors Tr₁₀ fließende Strom gesteuert wird. Die Widerstandswerte der Widerstände R-,-, und R₁₂ sind einander gleich, so wie auch die Werte der Widerstände R₁₂, und R₁,- einander gleich sind. Dadurch ist die Impedanz an dem Anschlußpaar c, d der Diodenbrücke DB₂ ausgeglichen. Der Transistor Tr₁₀ arbeitet im aktiven Bereich.

Wenn die Steuerspannung absinkt und den Transistor

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in einen Zustand versetzt, der nahe dem Abschaltzustand liegt, steigt der durch die Diodenbrüeke DBp fließende Konstantstrom an und der Scheinwiderstand zwischen den Anschlüssen c und d, d.h. die äquivalente Impedanz, verringert sich. Wenn andererseits die Steuerspannung steigt, steigt der Kollektorstrom des Transistors Tr-^₀ und der durch die Brücke DBp fließende Konstantstrom schwächt sich ab, was zu einem Anwachsen der äquivalenten Impedanz führt.

Der Widerstand Rx, ändert sich mit der Scheinimpedanz der Diodenbrüeke DB_p, was zu einer Veränderung des negativen Rückkopplungsfaktors des Verstärkers führt. Aus der oben erläuterten Gleichung (2) ersieht man, daß der Verstärkungsfaktor Gc ansteigt, wenn der durch die Diodenbrüeke DBp fließende Konstantstrom steigt (d.h. wenn die äquivalente Impedanz sich verringert) und der Verstärkungsfaktor Gc sich abschwächt, wenn der Konstantstrorn sich verringert (d.h. wenn die äquivalente Impedanz ansteigt). In der obigen Beschreibung wird "plus 1" in Gleichung (2) vernachlässigt, weil 1 - Gc in Gleichung (1) den Wert

fl verläßt und der die Selektivität Q, bestimmende Ver-

^Rxl _R

stärkungsfaktor Gc im wesentlichen gleich fl wird. Wie

^Rxl man aus der vorhergehenden Beschreibung und Gleichung (1) ersieht, kann die Selektivität Q in Abhängigkeit von dem Verstärkungsfaktor des Verstärkers steuerbar verändert werden.

Insgesamt verändert sich der durch die Diodenbrüeke DBp fließende Konstantstrom in Abhängigkeit von der Steuerspannung und der Verstärkungsfaktor des Verstärkers ändert sich in Abhängigkeit von der Änderung des Konstantstromes,

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mit dem Ergebnis, daß die Selektivität Q von der Steuerspannung veränderbar gesteuert wird. Das Ausgangssignal des Filters kann ferner an einem Ausgangsanschluß AO,der im Rückkopplungszweig vorgesehen ist, abgenommen werden. Weiterhin kann ein (nicht dargestellter) Widerstand zwischen die Anschlüsse a und b der Diodenbrücke DBp geschaltet werden, um den Strom zu teilen und dadurch den Wert des durch jede Diode fließenden Konstantstromes zu verringern, um auf diese V/eise den günstigsten Bereich des Vorwärtsteiles der Diodenkennlinie ausnutzen zu können.

Bei der in Fig. 5 dargestellten Ausführungsform wird die Grenzfrequenz von der Diodenbrücke DB-, geändert und die Selektivität Q von der Diodenbrücke DBp gesteuert. Die Erfindung ist jedoch hierauf nicht beschränkt, sondern es ist ebenfalls möglich, lediglich die Selektivität Q, zu verändern und die Grenzfrequenz auf einem konstanten Wert zu halten. In diesem zuletzt genannten Fall kann die Diodenbrücke DB₁ mit normalen Widerständen bestückt sein. Die erfindungsgemäße Beeinflussung der Filtereigenschaften eignet sich selbstverständlich nicht nur für Tiefpaßfilter, sondern kann auch in Hochpaß- oder Bandpaßfiltern angewandt werden, indem eine aus einer Diodenbrücke bestehende Ersatzimpedanzschaltung in den Rückkopplungszweig

eines Verstärkers geschaltet wird, um den Rückkopplungs

faktor zu steuern und dadurch die Selektivität Q durch Veränderung des Verstärkungsfaktors als Antwort auf die Veränderung der Steuerspannung zu steuern.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 ist ein Widerstand R,, mit dem Steueranschluß des Feldeffekttransistors FET verbunden. Dieser Widerstand R₁₁* der relativ niederohmig

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ist, und bei etwa 10 J). bis 9oi2liegt, ist zur Stabilisierung der Filterschaltung vorgesehen. Wie oben bereits erläutert wurde, wird bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 die Grenzfrequenz geändert. Wenn die Grenzfrequenz auf einen relativ hohen Punkt eingestellt ist, wird die äquivalente Iinpedanz der Diodenbrücke DB-, (entsprechend dem Widerstand R₂, in Fig. 4) sehr niedrig und nähert sich dem Wert der Ausgangsimpedanz des Transistors Tr₇ (entsprechend dem Widerstand Rg in Fig. 4). Es sei darauf hingewiesen, daß im Normalfalle (d.h. wenn die Grenzfrequenz nicht so hoch ist) die Ausgangsimpedanz des Transistors Tr„ vernachlässigbar klein verglichen mit der äquivalenten Impedanz der Diodenbrücke DB, ist. Die Änderung des Verhältnisses von Widerstand Rg zum Widerstand R₁₀ in Gleichung (1) ist meistens vernachlässigbar klein. Wenn jedoch die Grenzfrequenz relativ hoch ist, ist die Ausgangsimpedanz des Transistors Tr₇ nicht mehr vernachlässigbar, weil in diesem Falle das Widerstandsverhältnis von R_q zu R_1n sich erheblich vorn Normalfall unterscheidet. Hier- - durch steigt die Selektivität Q in solchem Maße an, daß die Filterschaltung instabil wird und im Extremfalle zu schwingen beginnt.

Zur Beseitigung dieses Nachteils ist der niederohmige Widerstand R,-, in Reihe zu der aus der Diodenbrücke DB, bestehenden äquivalenten Impedanzschaltung geschaltet. Bei niedriger Grenzfrequenz kann der Widerstandswert R₁₁ infolge der großen äquivalenten Impedanz vernachlässigt werden und die Selektivität Q wird von dem Widerstand R₁₁ kaum beeinflußt. Wenn die Grenzfrequenz steigt, erhöht sich der Einfluß des Widerstandes R₁₁ über die Ausgangsimpedanz des Transistors Tr₇, wodurch der Verstär-

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kungsfaktor des die Transistoren FET, Trο und Tr_Q umfassenden Verstärkers in gleichem Maße abgeschwächt wird. Hierdurch wird wiederum die Selektivität Q, abgeschwächt, so daß Schwingungen in der Filterschaltung sogo.r im Falle hoher Grenzfrequenzen wirksam unterdrückt werden.

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Claims

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Ansprüche

( 1. yFrequenzfiltei* mit einem Widerstandsnetzwerk und ^- mindestens einem Kapazitätselement, dadurch gekennzeichnet , daß das Widerstandsnetzwerk aus einer Ersatzimpedanzschaltung mit einer Diodenbrücke (DB) besteht, deren Dioden (D₁ bis Dj.) zur Einstellung der Arbeitspunkte von einem einer Konstantstromquelle entnommenen Konstantstrom (I₁O in Vorwärtsrichtung durchflossen sind, daß die Diodenbrücke (DB) mit einem zweiten Anschlußpaar (c, d) in den Filterstromkreis geschaltet ist, und daß der Durchlaßbereich des Frequenzfilters in Abhängigkeit von einer den Konstantstrom bestimmenden Steuerspannung veränderbar ist.
2. Frequenz filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle derart ausgebildet ist, daß der von ihr gelieferte Konstantstrom sich proportional zu einer Exponentialfunktion der Steuerspannung ändert.

j5. Frequenzfilter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß es als aktives Filter mit einem Verstärker (A) ausgebildet ist, in dessen negativem Rückkopplungszweig die Diodenbrücke (DB₁) geschaltet ist, und in dessen positivem Rückkopplungszweig ein Filter (CU, C^, Rq, R₁₀) liegt, und daß die Verstärkung des rückgekoppelten Verstärkers sich in Abhängigkeit von der Steuerspannung (VC) ändert, wodurch die Selektivität (Q) des Frequenzfilters steuerbar ist.

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Frequenzfilter nach Anspruch 3* dadurchgekennzeichnet, daß eine erste Diodenbrücke (DB-, ), an deren Signalweg ein Kondensator (Cp₀) geschaltet ist, an eine Konstantstromquelle angeschlossen ist, deren Strom in Abhängigkeit von einer Steuerspannung steuerbar ist, wodurch der Frequenzbereich des Filters steuerbar ist, und daß im Rückkopplungszweig des Verstärkers (A) eine zweite Diodenbrücke (DBp) angeordnet ist, die an eine zweite durch eine Steuerspannung (VQ,) steuerbare Konstantstromquelle angeschlossen ist, und die in Abhängigkeit von der anstehenden zweiten Steuerspannung die Selektivität des Frequenzfilters verändert.

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