DE2518329C3 - Adaptiver digitaler Entzerrer für die Datenübertragung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen adaptiven digitalen Entzerrer nach dem Oberbegriff des An-SDruchs 1.

Ils ist bekannt, daß bei der Datenübertragung auf rernsprechkanälen eine Verschlechterung der Übertragungsqualitä't im wesentlichen mit dem Wärmerauschen und mil Interferenzen zwischen den Symbolen einhergeht. Die letzteren bestehen in einer teilweisen Überlappung benachbarter Impulse aufgrund unvollkommener Charakterisiiken der Übertragungskanüle. Diese Überlappung bewirkt eine Signalstörung, die, wenn sie zu groß wird, als Fehler die Erkennung und Entscheidung aufgrund des übertragenen Signals beeinträchtigt. Die Interferenz zwischen den Symbolen wächst auch mit einer Erhöhung der Übertragungsgeschwindigkeit und stellt damit das größte Hindernis für eine Gcschwindigkeilserhöhung dar, wodurch der wirtschaftlicheren Ausnutzung der Übcrtragtingsleitungen eine Grenze gesetzt wird.

Der Empfänger muß also so aufgebaut sein, daß er die nachteiligen Wirkungen der Interferenzen zwischen den Symbolen ausgleicht. Dies kann durch die Verwendung von geeigneten Filtern, sogenannten Entzerrern, erfolgen, deren Funktion darin besteht, die Amplitudencharakteristik abzuflachen und die Phasencharakteristik zu glätten.

Eine Schwierigkeit für die Entzerrer besteht darin, daß einerseits die Fehlerquellen des Kanals bereits zu Beginn der Übertragung für die Einstellung des Entzerrers in ihrer Wirkung bekannt sein müssen und andererseits Änderungen der Fehlercharakteristik im Verlauf der Übertragung eine Nachstellung des Entzerrers bewirken müssen.

Es sind adaptive Transversal-Entzerrer bekannt (DT-AS 22 14 398), die einerseits zur Einstellung auf die Anfangsbedingungen hin und andererseits zur Anpassung an Kanaländerungen während des Betriebs in zwei aufeinanderfolgenden Phasen arbeiten: Während einer vorausgehenden Phase, der Erfassungsphase, justiert der Entzerrer seine Parameter entsprechend einer Folge von von vornherein bekannten übertragenen Symbolen in Form eines Pseudo-Zufailsworts mit einer gegebenen Zahl von Symbolen, um die Kanalcharakteristiken aufzunehmen; während einer folgenden Phase, der Betriebsphase, folgt der Entzerrer den langsamen und sich anschließenden Änderungen der Übertragungskanalcharakteristiken, um die Verbindungsqualität sicherzustellen. Diese Phase entspricht dem Betrieb mit realer Datenübertragung.

Diese Transversal-Filter-Entzerrer lassen im allgemeinen Rauscheffekte unbeachtet, die jedoch in bestimmten Fällen, z. B. bei Kommunikationen aul troposphärischen oder ionosphärischen Kanälen, in einem Maß auftreten können, das gleich oder größer als das von der Interferenz zwischen den Symbolen abhängige Störungsmaß ist. Diese Systeme ergeben eine gute Entzerrung im Fall von nicht sehr hoher Interferenz zwischen den Symbolen und haben darübet hinaus eine geringe Zuverlässigkeit. Außerdem ist be: diesen Systemen aufgrund der erwähnten Phasen nämlich der Erfassungsphase und der Betriebsphase, die Einstellgeschwindigkeit im Vergleich zur Übertragungsgeschwindigkeit verhältnismäßig niedrig.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabt zugrunde, einen Entzerrer zu schaffen, der eine optimal« Signalentzerrung auch im Fall von sehr rauschbehafte ten Kanälen mit wesentlichen Interferenzen zwischer den Symbolen durchführt. Diese Aufgabe wird durcr den im Anspruch 1 gekennzeichneten Entzerrer gelöst bei dem es sich um einen rekursiven Entzerrer handelt der erstmalig in der Erfassungsphase und dann laufenc

während des Betriebs unter Verwendung dos für einen suirren Entzerrer an sich bekannten Kalmansehen Algorithmus Verstärkungskoeffizienien bereehnei und einstellt. Für die adaptive Funktion muß ein geeigneter gradienter Algorithmus für die Echt/.eitberechnung von Zwischenfaktoren angewandt werden.

Der erfindimgsgemüße Kntzerrer bewirkt eine sichere Entzerrung auch bei stark rausehbehafleten und bei sehr dicht belegten Kanälen mit hoher Übertragungsgeschwindigkeit und entspr.ehend hoher Interl'erenz zwischen den Symbolen. I lierbei erweist es sich als zusätzlichen Vorteil, daß das zur Ableitung des Fehlersignals erforderliche Wort aufgrund des verwendeten Algorithmus jede beliebige Länge haben kann und die Verstärkungskoeffizienten zu Betriebsbeginn nicht in eine Anfangseinstellung gebracht sein müssen.

Vorteilhafte Ausgestaltungen bzw. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Ansprüche 2 und 3 geben eine vorteilhafte Weise an, wie die Verstärkungskoeffizienten auf der Basis des erneuerten Signals und des Fchlersignals intern uerechenbar sind. Alternativ kann nach Anspruch 4 die Berechnung auch durch außerhalb des Entzerrers befindliche Rechnereinheiten durchgeführt werden.

In der folgenden Beschreibung wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 einen allgemeinen Blockschaltplan einer einen erfindungsgemäßen Entzerrer enthaltenden Verbindung,

F i g. 2 einen ins einzelne gehenden Blockschaltplan des Entzerrers,

F i g. 3 einen ins einzelne gehenden Blockschaltplan

eines in F i g. 2 mit Al, A 2 AN bezeichneten

Blocks.

Die Schaltung gemäß F i g. 1 umfaßt folgende Teile: Eine Binärsymbolquelle 5O₁- einen an sich bekannten Linearkodierer CD, der im Fall ein mehrpcgeliges Signal und/oder ein Signal mit entsprechend geformtem Leistungsspektrum erzeugt; einen an sich bekannten Kohärenzmodulator MC, der einen Sinus-Träger aufgrund des vom Linearkodierer CD gelieferten Signals moduliert; einen Übertragungskanal CA, bei dem der additive Effekt von Gauß schem Rauschen η auf das durch den Übertragungskanal CA laufende Signal durch einen Addierer 51 dargestellt ist; einen Kohärenzdemodulator DC, der das Modulationssignal aufnimmt; einen üblichen Erfasser oder Abiaster CP: einen erfindungsgemäßen Entzerrer EQ;eine Dekodier- und Entscheidungsschaltung DD, die die von der Binärsymbolquelle SO erzeugten Symbole feststellt und von an sich bekannter Schaltung sein kann; und zwei gleiche Zufallsgeneratoren PC und PC, die jeweils identische, an sich bekannte Folgen von Pseudo-Zufall-Signalen erzeugen.

Der Aufbau des Entzerrers EQ beruht auf theoretischen Betrachtungen bezüglich des statistischen rekursiven Filteralgorithmus gemäß R. E. Kalman »A New Approach to Linear Filtering and Prediction Problems« in »Journal of Basic Engineering — Transaction of the ASME«, März 1960, S. 35-45. Die Kaiman-Theorie befaßt sich mit der Wiedergewinnung von Signalen, die durch Rauschen beeinträchtigt und durch ein dynamisches System verzerrt sind, unter Aufweisung von bekannten und zeitkonstanten Charakteristiken. Diese Theorie ist von H. Kaufmann und R.E. Lawrence auf Kommunikationssysteme angewandt worden (»The Kalman Filter for the Equalization of a Digital Communication Channel« in »ILLL Transactions on Communication Technology«, Band COM-14, Dezember 1471, S. 1137-1141). Die Autoren schlagen einige Gleichungen mit endlicher Differenz vor, die den Zustand ties Signals, ais Ganzes gesehen, definieren und durch eine festgelegte Folge von N+ I l.eitungssymbo lc-ii .si aufgebaut sind, welche Koeffizienten K I, K 2, ..., KN umfassen, die als Folge der Annahme der IJiiveränderlichkeit der Kr.nalcharakterislikcii auf von Anfang an auf tier Basis der Rausch- und Kanaleharakieristiken, die bereits beim Entwurf bekannt sind, berechneten Werten festgelegt werden.

Ausgehend von der Kaiman-Theorie liegt der Erfindung eine neue Theorie zugrunde, die auf einer neuen Überprüfung der Anwendung jener Theorie auf Kommunikationssysteme beruht und von der Annahme ausgeht, daß die Kanalcharakteristiken von vornherein (»a priori«) unbekannt und außerdem mit der Zeit veränderlich sind. Es ergeben sich hierbei Gleichungen der Kaimanschen Art, bei denen die üblicherweise in der

Technik c\, c'2 cw bezeichneten Kanalkoeffizienien

variabel sind und die Koeffizienten K I, Kl KN

Funktionen dieser Kanalkoeffizienien c\, ei cw und

von statistischen Eigenschaften hinsichtlich der Signale und des Rauschens sind.

Die praktische Anwendung dieser Gleichungen führt zum im folgenden beschriebenen rekursiven digitalen Entzerrer

Die Schallung dieses Entzerrers umfaßt gemäß F i g. 2 die folgenden Teile, hinsichtlich deren Schaltungsverbindung auf die Zeichnung verwiesen wird: Digitale

Addierer S2, Σ 0. Σ I, Σ 2 ΣN- I: Verstärker A I.

A 2. A 3 4Λ/iη Form von Schaltungen, die das an ihrer

Eingangsklemme anliegende Signal verstärken und als Verstärkungskoeffizienten die bereits erwähnten Parameter Ki, K2, K3 KN aufweisen; N gleiche

Verzögerungselemente 71, T2 77V, von denen

jedes das Signal um eine Zeitspanne gleich dem Intervall τ zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen, also dem Signalintervall, verzögert; übliche digitale

Multiplizierer M5, MS, ferner Mil, M 12 Ml/V

und weiterhin M21, M22, ..., M2/V; akkumulierende

Schaltungen oder Zähler Ri, R2 RN von an sich

bekannter Art, die ihren Inhalt bei jedem Signalintervall um die an ihrer Eingangsklemme liegende Menge erhöhen, wobei der Inhalt der Zähler R Zeit um Zeit der augenblicklichen Auswertung der Kanalkoeffizienten C\,

c'2 C^entspricht; einpolige Umschalter DO, D 1, D2,

..., DN, die automatisch entweder nach einer festgelegten Zeit oder in Abhängigkeit von der Auswertung des vom Addierer S 2 kommenden Signals geschaltet werden-, zwei übliche Festwertspeicher RM 1 und RM 2, die mit den Werten Δ und Δ' eines später beschriebenen Iterationszyklus bespeichert sind; einen üblichen Taktgeber ßTfür die Schaltungssynchronisation; und einen Anschluß AS an die Ausgangsklemme eines üblichen, in der Figur nicht dargestellten Spektrumsanalysators für das auf einem Leiter 2 liegende Signal.

Die Verstärker A 1,..., AN umfassen gemäß F i g. 3 in der dort dargestellten Schaltungsanordnung folgende Teile: Zwei Gruppen üblicher Multiplizierer M32, ...,

M3N bzw. M42 MIN; Akkumulatorschaltungen

oder Zähler G 2 GN; und ein Schieberegister SR,

das aus N Zellen besteht, von denen eine Zelle (N- 1) integrierender Bestandteil des Verstärkers A 2 und eine Zelle 1 integrierender Bestandteil des Verstärkers AN ist. In analoger Weise sind die übrigen Zellen ein

integrierender Bestandteil der übrigen Verstärker A, wobei abnehmende Indizes der Verstärker AN, AN- 1,

AN—2 A 1 einer ansteigenden Numerierung 1,2,3,

..., /Vder Zellen des Schieberegisters SR entsprechen.

Die Vorrichtung arbeitet folgendermaßen:

Von einem Übertragungskanal auf einem Leiter I einlaufende Signale, z. B. Binärsignale, kommen zum Addierer 52. Aufgrund später beschriebener Vorgänge gibt 52 am Leiter 2 ein als »erneuertes Signal« bezeichnetes Signal ab, das gleichzeitig die N Verstärker A \,A 2 /i/Verreicht.

Zur Einfachheit sei auf den Verstärker A 2 (Fig.3) Bezug genommen. Das Signal am Leiter 2 kommt zum Register SR, wo es am Weg zur Zelle (N- 1) um N— 1 Signalintervalle τ verzögert wird. Es läuft dann über einen Leiter 20 zum Multiplizierer /W42, der an einem zweiten Eingang von einem Leiter 17 ein Signal W empfängt, das vom Multiplizierer M5 (Fig. 2) kommt und später definiert wird.

Das vom Multiplizierer M42 abgegebene Signal läuft zum Zähler G 2, der es zum vorher erreichten Wert addiert und das Ergebnis an den Multiplizierer M32 weitergibt. Der zweite Eingang von M32 hängt am Leiter 2, der das erneuerte Signal führt. Das Produkt der empfangenen Signale wird über einen Leiter 4 zum Addierer Σ 1 gegeben.

Der für den Verstärker A 2 beschriebene Vorgang läuft entsprechend auch in den übrigen Verstärkern A 1, A 3,..., AN ab. Im einzelnen wird das vom Verstärker A 1 abgegebene Signal über einen Leiter 3 zum Verzögcrungsclement 71 gegeben und werden die von

den Verstärkern A3 A N abgegebenen Signale über

Leiter 5 Λ/+2 zu den Addierern Σ 2 bzw.

ΣΝ- 1 gegeben.

Die von den Vcrzögcrungselcnicnten 71, T2

TN- I abgegebenen Signale laufen über Leiter 6, 7,...,

8 zu den Addierern Σ 1, Σ 2 bzw. ΣΝ- 1, die sie

verarbeiten und die verarbeiteten Signale über Leiter 9,

10, ..., II den Vcrzögcrungselemcntcn 72, 73

bzw. T'/Vcinspeiscn.

Zur Einfachheit wird die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 2 unter Bezugnahme auf eine Schaltungsgruppe EL von Baugruppen beschrieben, die in F i g. 2 gestrichelt umrahmt sind. Die selben Vorgänge spielen sich in den übrigen Baugruppen ab, die gedanklich in entsprechende Schaltungsgruppcn eingeteilt werden können.

Das Atisgangssignal des Verstärkers A 2 am Leiter 4 wird im Addierer Σ 1 mit dem vom Verzögcrungsclement Tl kommenden Signal addiert. Das Ausgangssignal des Addierers 2' 1, das über den Leiter 9 zum Verzögcrungsclement 72 läuft, wird in 72 um eine Zeit r gleich dem Signalintervall verzögert und wird sowohl dem nächstfolgenden Addierer Σ 2 als auch über einen Leiter 12 dem Multiplizierer M22 eingespeist. Der VorstiirkungsvorgiinjT des vom Addierer S2 abgegebenen Signals im Verstärker A 2 mil dem Verstärkimgskoeffi/.ienien K 2, gefolgt von der Addition des verstärkten Signals mit dem vom vorhergehenden Zustand kommenden Signal im Addierer Σ 1, die beide um ein Signalintervall τ verzögert sind, ergibt am 1 ,eiler 12 ein Signal, (Ins, wie theoretisch aus K a I m a η s statistischem rekursivem Filtcralgorilhmus ersichtlich ist, die optimale Auswertung des entsprechenden Leitungssymbols .si (I'ig. I), das vom Kanal CA gelragen wurde, entsprechend der minieren quadratischen Differenz ist.

Theoretisch kann das vom 1''UtCr(IMg. 2) ausgewertete Signal ii(i) auch vom Leiter 12 hinter dem Verzögerungselement 72 abgenommen werden. Tatsächlich wird jedoch das Ausgangssignal an das Element TN oder an eines der Elemente der unmittelbar vorhergehenden Elemente angelegt, entsprechend einem optimalen Wahlkriterium unter den verschiedenen Verzögerungselementen auf der Basis theoretischer Betrachtungen und/oder empirischer Studien zur Fehlerwahrscheinlichkeit oder bleibenden Kanalverzerrung, wie sie an verschiedenen Elementenausgängen

ίο feststellbar sind.

Das ausgewertete Signal u(i) wird in der Dekodier- und Entscheidungsschaltung DD in bekannter Weise durch Schwellensysteme quantisiert und bestimmt.
Der Multiplizierer M 12 empfängt an einem seiner Eingänge auf einem Leiter 13 ein in noch beschriebener Weise vom Multiplizierer M6 erzeugtes Signal und empfängt an seinem anderen Eingang ein Signal, das entsprechend der Stellung des Umschalters D 2 ein Signal a sein kann, das vom Pseudo-Zufalls-Generator PC kommt, oder ein Signal b, das von der Entscheidungsschaltung DD kommt, je nachdem, ob sich die Vorrichtung in der Erfassungsphase oder in der Betriebsphase befindet. Diese Signale werden im Multiplizierer M 12 multipliziert. Das vom Multiplizierer M 12 abgegebene Signal läuft über einen Leiter 14 zum Zähler R 2, der es mit seinem bisherigen Zählwert addiert und das Ergebnis als Ausgangssignal über einen Leiter 15 an den Multiplizierer M 22 liefert.

Wie bereits in bezug auf die Theorie angegeben

wurde, entsprechen die von den Zählern RX, R2

RN abgegebenen Signale den auf den neuesten Wert

nachgestellten Kanalkoeffizienten c_u c^ cn, also den

ein Charaktcristikum des Kanals darstellenden Werten der Impulsreaktion, die entsprechend Vielfachen der

Signalperiode τ erfaßt oder abgetastet sind.

Der Multiplizierer M22 multipliziert die an seinen Eingängen auf den Leitern 12 und 15 liegenden Signale und gibt das Ergebnis über einen Leiter 16 an den Addierer S 2 ab. Der Addierer S 2 empfängt in analoger

Weise alle auf die Multiplizierer /V/22, M23 Μ2Λ

bezogenen Ausgangssignale, die die übrigen Schaltungsgruppcn entsprechend EL betreffen. Die von 52 entsprechend den in der Figur eingetragenen Vorzeichen hergestellte algebraische Summe dieser Signale

gibt das ausgangsmäßige erneuerte Signal auf dem Leiter 2 an.

Der Multiplizierer /W6 empfangt an einem seiner Eingänge ein Fchlcrsignal c(i), das von DD (Fig. 1] kommt und gleich der Differenz zwischen dem atr Leiter 1 (F i g. 2) empfangenen Signal und einer linearer Kombination von Symbolen ist, die während dei llrfassungsphase vom Zufallsgenerator PC erzeugl oder während der Bctricbsphase von der Dekodier- unc Entscheidlingsschaltung DD bestimmt werden. Dci

andere Eingang von M6 ist mit einer Vorrichtung niimlich dem erwähnten Festwertspeicher RM I, vui bundcn, der eine Vielzahl von Signalen A liefern kann die von vornherein auf der Basis statistischer Bctrach Hingen für die interessierenden Signale festgelcg

worden sind. Der Speicher RM1 liest dann (lic verschiedenen aufgezeichneten Werte von Δ aus, wöbe er mil dem Beginn des Belriebs/.yklus startet, und win unter der Stenciling durch den mil dem Leiter J verbundenen Speklninuuuilysator AS auf Null gesetzt der an den Festwertspeicher RM 1 ein Ntillrückstcllsi gnal abgibt, wenn das Signal um Leiter 2 di< Charakleristik des weißen Riuisehens hat. In Abwesen heil dieser Signale von AS'beninnl der Feslwerlspeiclic

RM1 wieder die sequentielle Auslesung von 4-Werten. Bei einer einfacheren Ausführung des Entzerrers ist der Wert Δ für einen festgelegten Spannungswert verdrahtet. Die Werte von Δ ermöglichen die Konvergenz der Kanalkoeffizienten c\, C₂, ..., c_N in Richtung auf die festen Werte zu.

Das Signal Wwird folgendermaßen erzeugt:
Der Multiplizierer /V/5 empfängt an einem ersten Eingang von einem Leiter 18 einige Signale Δ', die auf ein vom Taktgeber BT geliefertes Synchronisations-Steuersignal sequentiell im Festwertspeicher RM 2 ausgelesen werden, der eine vorgegebene Mehrzahl von Signalen A trägt, die in gleicher Weise wie für die Signale Δ von RM1 beschrieben wurde, festgelegt sind. Ebenso liest der Speicher RM 2 aufeinanderfolgend die verschiedenen eingeschriebenen Signale Δ', beginnend mit dem Anfang des Betriebszyklus, und wird analog zum Speicher RMi auf Null gestellt. Bei einer einfacheren Ausführung des Entzerrers kann auch der Wert Δ' durch Verdrahtung auf einen festen Wert jo eingestellt sein. Die Werte der Signale Δ' erlauben die Konvergenz der Verstärkungskoeffizienten KX, K 2, ■ ■., KN\n Richtung auf festgelegte Werte.

Der zweite Eingang des Multiplizierers M 5 ist mit einem Addierer Σ 0 verbunden, der ein Signal e'(i) erzeugt, indem er die Differenz zwischen dem Signal a

oder b, je nach der Stellung des Umschalters DO, und einem Signal uN, das vom letzten Verzögerungselemeni TNausgeht, bildet. Das Signal Wist dann das Produki des Signals Δ' (Iterationsschritt) mit dem Fehlersigna e'(i), das in der beschriebenen Weise vom Addierer Σ C erzeugt wird.

Aus dieser Beschreibung ergibt sich, daß die Koeffizienten K durch das Vorgehen analog dei Verarbeitung der Koeffizienten c erhalten werden. Die; ist nicht der einzig mögliche Weg zum Berechnen dei Koeffizienten K. Beispielsweise kann für diesen Zwecl· eine geeignete Rechnereinheit mit dem Entzerrei verbunden sein. Sie empfängt vom Entzerrer dit Parameter, von denen K eine Funktion ist, nämlich dit Koeffizienten d, C₂,..., c_N, und enthält von vornhereir die statistischen Charakteristiken des Signals unc Rauschens. Eine solche Einheit berechnet die Koeffi zienten K über einen von verschiedenen an siel bekannten rekursiven Algorithmen.

Ersichtlich stellt der erfindungsgemäße Entzerre ständig die Kanalkoeffizienten c\, C₂, ..., cn und dii

Verstärkungskoeffizienten Kl, K 2 KN nach, un

konstant eine angemessene Auswertung der übertrage nen Symbole entsprechend dem System der minimalei mittleren quadratischen Differenz zu liefern.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

O C O Q Patentansprüche:

1. Adaptiver digitaler Entzerrer für kodierte digitale Datenübertragung, der eine in eine Erfassungsphase zu seiner Einstellung aufgrund der getesteten KanalvcrzciTung und eine Betriebsphase für die Datenübertragung eingeteilte Arbeitsweise aufweist, mil einer unter Anpassung an Kanaländeruiigen während der Betriebsphase erfolgenden Auswertung von übertragenen Symbolen, die als ausgewertete Symbole an eine Entschddungsschaltung abgegeben werden, mit Hilfe von variablen Verstärkungskoeffizienten, die auf von den übertragenen Symbolen abgeleitete Symbole unter stufen- '5 weise verzögerter Auswertung einwirken und die im Echtzeitbetrieb unter Verwertung eines Fehlersignals berechnet sind, das während der Erfassungsphase zwischen den ausgewerteten Symbolen und von einen, Empfangergcnerator mit einer Pseudo-Zufallsfolge erzeugten Symbolen auftritt und während der Betriebsphase zwischen den ausgewerteten Symbolen und von der Entscheidungsschaltung bestimmten Symbolen auftritt, dadurch gekennzeichnet, daß für einen rekursiven Ent- ²S zerrer, der ein erneuertes Signal (auf 2), auf das die

Verstärkungskoeffizienten (Ki, K2 KN)

einwirken, durch die Subtraktion (in S2) der stufenweise verzögerten ausgewerteten Symbole von den übertragenen Symbolen (auf 1) erzeugt, die Verstärkungskoeffizienten gemäß einem Algorithmus auf der Basis sowohl des erneuerten Signals als auch des Fehlersignals (e'(i)) (in Gl, G2 ...) berechnet sind und das erneuerte Signal nach dem Kaimanschen Algorithmus erhalten ist.

2. Entzerrer nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungskoeffizienten (K) von

einer Mehrzahl von Multiplizierern (M42

M4N), die das entsprechend verzögerte erneuerte Signal mit dem Fehlersignal (e'(i)) multiplizieren, das entsprechend einem Iterationsschriu (/!') geeignet bewertet ist, und von einer Mehrzahl von Addierern

(G 2 GN), die das Ergebnis der von den

Multiplizierern durchgeführten Operation mit dem Wert des bereits im vorhergehenden Arbeitszyklus berechneten und im Addierer gespeicherten Koeffizienten (K) addieren, berechnet sind.

3. Entzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Bewerten des Fehlersignals (e'(i)) zwischen dem ausgewerteten Symbol (uN) und dem (von DD) bestimmten Symbol (b) mit Hilfe eines Multiplizierers (M5) durchgeführt wird, der das Fehlersignal mit dem so lang, als das erneuerte Signal einem weißen Rauschen anzugleichen ist, fortschreitend veränderlichen Iterationsschritt (Δ¹) multipliziert.

4. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungskoeffizienten (K) in Echtzeit durch außerhalb des Entzerrers befindliche Rechnereinheiten, die zur gleichen Zeit des Filterns des empfangenen Signals wirken, auf der Basis von

Veränderungen der Kanalkoeffizienten (ei, C2

Ov) berechnet sind.