DE2518329A1 - Adaptiver digitaler entzerrer fuer die datenuebertragung - Google Patents

Description

Adaptiver digitaler Entzerrer für die Datenübertragung

Die Erfindung bezieht sich auf einen rekursiven adaptiven digitalen Entzerrer für die kodierte digitale Datenübertragung, mit einer Anpassung der Kanalkoeffizienten an Kanaländerungen und mit einer Auswertung von übertragenen Symbolen mit Hilfe passender Verstärkungskoeffizienten, welche auf das erneuerte Signal wirken. Der allgemeine Anwendungsbereich der Erfindung liegt also auf dem Gebiet der Systeme für die digitale Datenübertragung und betrifft hierbei die Entzerrung für Datenübertragung mit hoher Geschwindigkeit.

Es ist bekannt, daß bei der Datenübertragung auf Fernsprechkanälen eine Verschlechterung der Übertrlungsqualitat im wesentlichen mit dem Wärmerauschen und mit Interferenzen zwischen den Symbolen einhergeht. Die letzteren bestehen in einer teilweisen Überlappung benachbarter Impulse aufgrund unvollkommener Charakteristiken der Übertragungskanäle. Diese Überlappung bewirkt eine Signalstörung, die, wenn sie zu groß wird, als Fehler die Erkennung und Entscheidung aufgrund des übertragenen Signals beeinträchtigt. Die Interferenz zwischen den Symbolen wächst auch mit einer Erhöhung der Übertragungsgeschwindigkeit und stellt damit das größte Hindernis für eine Geschwindigkeitserhöhung dar, wodurch eine wirtschaftlichere Ausnutzung der Übertragungsleitungen verhindert wird.

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■ Der Empfänger muß also so aufgebaut sein, daß er die nachteili-i ι gen Wirkungen der Interferenz zwischen den Symbolen ausgleicht. ;

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Dies kann durch die Verwendung von geeigneten Filtern, sogenannten , Entzerrern, erfolgen, deren Funktion darin besteht, die Amplituden,- ^; charakteristik abzuflachen und die Phasencharakteristik zu glät-' ten.

! Es sind Entzerrer bekannt, die aus festen Schaltungen gebildet sind, welche aus Phasenverschiebungskaskaden bestehen. Diese Entzerrer haben die folgenden Hauptnachteile: eine beschränkte Korrekturgenauigkeit in Abhängigkeit von der unmöglichen genauen i Kenntnis von Anfang an, "a priori", der Übertragungskanalcharaktei ristiken; und die Unmöglich_keit der Korrektur von zufälligen Än-

! derungen, die möglicherweise von den Kanalcharakteristiken gezeigt!

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I werden.

: Diese Nachteile werden teilweise von solchen Entzerrern vermieden, die aus adaptiven Schaltungen mit leicht justierbarer Antwort bestehen, nämlich den sogenannten bekannten Transversal-Filter-

I Entzerrern. ;

Derartige Entzerrer haben einen Betrieb in zwei aufeinanderfol-! genden Phasen: während einer vorausgehenden Phase, der Erfassungsphase, justiert der Entzerrer seine Parameter entsprechend einer Folge von von vornherein bekannten übertragenen Symbolen, um die Kanalcharakteristiken aufzunehmen; während einer folgenden Phase, I der Betriebsphase, folgt der Entzerrer den langsamen und sich anschließenden Änderungen der Ubertragungskanalcharakteristiken, um die Verbindungsqualitat sicherzustellen. Diese Phase entspricht dem Betrieb mit realer Datenübertragung.

Diese Transversal-Filter-Entzerrer lassen im allgemeinen Rauschp ! effekte unbeachtet, die jedoch in bestimmten Fällen, z. B. bei Kommunikationen auf troposphärischen oder ionosphärischen Kanälen, in einem Maß auftreten können, das gleich oder größer als das von der Interferenz zwischen den Symbolen abhängige Störungsmaß ist. Diese Systeme ergeben eine gute Entzerrung im Fall von nicht sehr hoher Interferenz zwischen den Symbolen und darüberhinaus eine geringe Zuverlässigkeit. Außerdem ist bei diesen Systemen aufgrund

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der erwähnten Phasen, nämlich der Erfassungsphase und der Betriebsphase, die Einstellgeschwindigkeit im Vergleich zur Übertragungs- ! geschwindigkeit verhältnismäßig niedrig.

j Diese und andere Nachteile werden durch den erfindungsgemäßen i
Entzerrer vermieden, der durch Einbeziehung des Algorithmus des

• statistischen rekursiven Filterns eine optimale Signalentzerrung i auch im Fall von sehr rauschbehafteten Kanälen mit wesentlichen ■■ Interferenzen zwischen den Symbolen erlaubt. Er ermöglicht eine hohe Erfassungs- und Betriebsgeschwindigkeit, die zusammen durch ^; den Ausdruck "Adaptivität" bezeichnet werden. Außerdem besteht er ! vollkommen aus digitalen Schaltungen, wodurch er deren bekannte ; Vorteile wie Genauigkeit, Zuverlässigkeit, guten Betrieb und ein- ^: fache Darstellung aufweist. j

Der erfindungsgemäße Entzerrer zeichnet sich im Speziellen ! durch große Betriebsvielseitigkeit in Bezug auf die angewandte Mo-^: dulation während der Übertretung aus. Im einzelnen kann er ohne gro-j ße SchaltungsVeränderungen sowohl für Signale mit digitaler Phasen- ^: modulation (PSK) als auch mit Amplitudenmodulation (PAM/AM-DSB-VSB-SSB) als auch mit einer hybriden digitalen Amplituden- und Pha-, senmodulation (PAM/AM-PSK) und auch in allen Fällen von mehrpege- ■ ; ligem Linearkodieren arbeiten. |

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• Der erfindungsgemäße Entzerrer ist, ausgehend von einem Entzer-, j rer der eingangs genannten Art, dadurch gekennzeichnet, daß die \

• Verstärkungskoeffizienten variabel sind und auf der Basis des neu · geformten Signals und eines !Fehlersignals zwischen dem ausgewerte-: ten Symbol und einem während der Erfassungsphase von einem Empfän-| gergenerator mit einer Pseudo-Zufalls-Folge erzeugten Symbol sowie' zwischen dem ausgewerteten Symbol und einem in der Betriebsphase von einer Entscheidungsschaltung bestimmten Symbol im Echtzeitbetrieb (Real-Time-Betrieb) berechnet werden.

Weitere Einzelheiten, Vorteile und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung. Es zeigen:

Fig. 1 einen allgemeinen Blockschaltplan einer einen erfindungsjgemäßen Entzerrer enthaltenden Verbindung;

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Pig. 2 einen ins einzelne gehenden Blockschaltplan des Entzer- ;

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rers; <

! Fig. 3 einen ins einzelne gehenden Blockschaltplan eines in Fig. : 2 mit A1, A2, ..., AN bezeichneten Blocks. ,

Die Schaltung gemäß Fig. 1 umfaßt folgende Teile: eine Binärsymbolquelle SO; einen an sich bekannten Linearkodierer CD, der im' ; Fall ein mehrpegeliges Signal und/oder ein Signal mit· entsprechend;' geformtem Leistungsspektrum erzeugt; einen an sich bekannten Kohä— renzmodulator MC, der einen Sinus-Träger aufgrund des vom Linear- ; . kodierer CD gelieferten Signals moduliert; einen Übertragungakanal ' CA, bei dem der additive Effekt von G-auß'schem Rauschen η auf das I durch den Übertragungskanal CA laufende Signal durch einen Addierer S1 dargestellt ist; einen Kohärenzdemodulator DC, der das Mo-'dulationssignal aufnimmt; einen üblichen Erfasser oder Abtaster ' CP; einen erfindungsgemäßen Entzerrer EQ; eine Dekodier- und Enti Scheidungsschaltung DD, die die von der Binärsymbolquelle SO eri zeugten Symbole feststellt und von an sich bekannter Schaltung sein kann; und zwei gleiche Zufallsgeneratoren PC und PC, die je-^: weils identische, an sich bekannte Folgen von Pseudo-Zufall-Signa-·

len erzeugen.

Der Aufbau des Entzerrers EQ beruht auf theoretischen Betrachtungen bezüglich des statistischen rekursiven Filteralgorithmus gemäß R.E. Kalman "A New Approach to Linear Filtering and Predict— ion Problems" in "Journal of Basic Engineering - Transaction of the ASME", März 1960. Die Kalman-Theorie befaßt sich mit der Wiedergewinnung von Signalen, die durch Rauschen beeinträchtigt und durch ein dynamisches System verzerrt sind, unter Aufweisung von bekannten und zeitkonstanten Charakteristiken. Diese Theorie ist von H. Kaufmann und R.E. Lawrence auf Kommunikationssysteme angewandt worden ("The Kalman Filter for the Equalization of a Digital Communication Channel" in "IEEE Transactions on Communication Technology", Band COM-19, Dezember 1971). Die Autoren schlagen einige Gleichungen mit endlicher Differenz vor, die den Zustand des Signals, als Ganzes gesehen, definieren und durch eine festgelegte Folge von N+1 Leitungssymbolen si aufgebaut sind, welche Koeffizienten K1, K2, ..., KN umfassen, die als Folge der Annahme der Un- '

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Veränderlichkeit der Kanalcharakteristiken auf von Anfang an auf *

ι der Basis der Rausch- und Kanalcharakteristiken, die bereits beim '

Entwurf bekannt sind, berechneten Werten festgelegt werden. ;

Ausgehend von der Kaiman-Theorie liegt der Erfindung eine neue , Theorie zugrunde, die auf einer neuen Überprüfung der Anwendung ^: jener Theorie auf Kommunikationssysteme beruht und von der Annahme ausgeht, daß die Kanalcharakteristiken von vornherein ("a priori") unbekannt und außerdem mit der Zeit veränderlich sind. Es ergeben sich hierbei Gleichungen der Kalman¹sehen Art, bei denen die üblicherweise in der Technik c.., c„, ..., c_N bezeichneten Kanalko- ! effizienten variabel sind und die Koeffizienten K1, K2, ..., KN ι Funktionen dieser Kanalkoeffizienten c., c₂» ·.·» c^ und von sta-' tistischen Eigenschaften hinsichtlich der Signale und des Rauschens sind.

: Die praktische Anwendung dieser Gleichungen führt zum im folgeniden beschriebenen rekursiven digitalen Entzerrer. J

Die Schaltung dieses Entzerrers umfaßt gemäß Pig. 2 die folgenden Teile, hinsichtlich deren Schaltungsverbindung auf die Zeichnung verwiesen wird: digitale Addierer S2, ΣΟ, Σ1, £2, ..., ΣΝ-1; j Verstärker A1, A2, A3, ... AN in Form von Schaltungen, die das an ihrer Eingangskiemme anliegende Signal verstärken und als Verstärkungskoeffizienten die bereits erwähnten Parameter K1, K2, K3, ..., KN aufweisen; N gleiche Verzögerungselemente T1, T2, ..., TN,

■ von denen jedes das Signal um eine Zeitspanne gleich dem Intervall j τ zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen, also dem Signalin- ! j tervall, verzögert; übOiche digitale Multiplizierer M5, M6, fer-; ^! ner M11, M12, ..., M1N und weiterhin M21, M22, ..., M2N; akkumu- ;

i ilierende Schaltungen oder Zähler R1, R2, ..., RN von an sich be- j

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kannter Art, die ihren Inhalt bei jedem Signalintervall um die an < ihrer Eingangsklemme liegende Menge erhöhen, wobei der Inhalt der Zähler R Zeit um Zeit der augenblicklichen Auswertung der Kanalkoeffizienten C₁, C₂, ...» c_N entspricht; einpolige Umschalter DO, D1, D2, ..., DN, die automatisch entweder nach einer festgelegten Zeit oder in Abhängigkeit von der Auswertung des vom Addierer S2 kommenden Signals geschaltet werden; zwei übliche Festwertspeicher RM1 und RM2, die mit den Werten Δ und Δ¹ eines später beschriebe-

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: nen Iterationszyklus bespeichert sind; einen üblichen Taktgeber BTi

ι für die Schaltungssynchronisation; und einen Anschluß AS an die j

Ausgangsklemme eines üblichen, in der Figur nicht dargestellten j Spektrumsanalysators für das auf einem Leiter 2 liegende Signal, i

[ Die Verstärker A1, ..., AN umfassen gemäß Fig. 3 in der dort 'dargestellten Schaltungsanordnung folgende Teile: zwei Gruppen üblicher Multiplizierer" M32, ..., M3N bzw. M42, ..., M4N; Akkumula- j torschaltungen oder Zähler G2, ..., GN; und ein Schieberegister ι SR, das aus N Zellen besteht, von denen eine Zelle (N-1) integrie-; ^; render Bestandteil des Verstärkers A2 und eine Zelle 1 integriereny !der Bestandteil des Verstärkers AN ist. In analoger Weise sind die ; übrigen Zellen ein integrierender Bestandteil der übrigen Verstärker A, wobei abnehmende Indizes der Verstärker AN, AN-1, AN-2, ... j A1 einer ansteigenden Numerierung 1, 2, 3, ...» N der Zellen des ¹ Schieberegisters SR entsprechen.

i Die Vorrichtung arbeitet folgendermaßen:

Einlaufende Signalerfassungen, beispielsweise Binärsignale, lie-'gen auf einem Leiter 1 und kommen zum Addierer S2. Aufgrund später beschriebener Vorgänge gibt S2 am Leiter 2 ein als "erneuertes Sig4 ! nal" bezeichnetes Signal ab, das gleichzeitig die N Verstärker A1, ' A2, ..., AN erreicht.

Zur Einfachheit sei auf den Verstärker A2 (Fig. 3) Bezug genommen. Das Signal am Leiter 2 kommt zum Register SR, wo es am Weg zur Zelle (N-1) um N-1 Signalintervalle r verzögert wird. Es läuft dann über einen Leiter 20 zum Multiplizierer M42, der an einem zweiten Eingang von einem Leiter 17 ein Signal W empfängt, das vom Multiplizierer M5 (Fig. 2) kommt und später definiert wird.

Das vom Multiplizierer M42 abgegebene Signal läuft zum Zähler G2, der es zum vorher erreichten Wert addiert und das Ergebnis an den Multiplizierer M32 weitergibt. Der zweite Eingang von M32 hängt am Leiter 2, der das erneuerte Signal führt. Das Produkt der empfangenen Signale wird über einen Leiter 4 zum Addierer £1 gegeben.

Der für den Verstärker A2 beschriebene Vorgang läuft entsprechend auch in den übrigen Verstärkern A1, A3» ...» AN ab. Im ein-

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zelnen wird das vom Verstärker A1 abgegebene Signal über einen Lei- ! ter 3 zum Verzögerungselement T1 gegeben und werden die von den ' Verstärkern A3, ..., AN abgegebenen Signale über Leiter 5, ...» ι N+2 zu den Addierern Σ2, ..., bzw. ΣΙΝ-1 gegeben.

j Die von den Verzögerungselementen T1, T2, ..., TN-1 abgegebenen 'Signale laufen über Leiter 6, 7, .··, 8 zu den Addierern Σ1, 5Γ2, ;..., bzw. ΣΝ-1, die sie verarbeiten und die verarbeiteten Signale über Leiter 9, 10, ..., 11 den Verzögerungselementen T2, T3, ..., bzw. TN einspeisen.

Zur Einfachheit wird die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 2 unter Bezugnahme auf eine Schaltungsgruppe EL von Baugruppen beschrieben, die in Fig. 2 gestrichelt umrahmt sind. Die selben Vorgänge spielen sich in den übrigen Baugruppen ab, die gedanklich inj entsprechende Schaltungsgruppen eingeteilt werden können.

Das Ausgangssignal des Verstärkers A2 am Leiter 4 wird im Addie*- rer Σ.1 mit dem vom Verzögerungselement T1 kommenden Signal addiertL Das Ausgangssignal des Addierers Σ.1, das über den Leiter 9 zum Verzögerungselement T2 läuft, wird in T2 um eine Zeit r gleich dem

ι Signalintervall verzögert und wird sowohl dem nächstfolgenden j Addierer Σ2 als auch über einen Leiter 12 dem Multiplizierer M22 j eingespeist. Der Versxärkungsvorgang des vom Addierer S2 abgegebe-; nen Signals im Verstärker A2 mit dem Verstärkungskoeffizienten K2, gefolgt von der Addition des verstärkten Signals mit dem vom vor- ! hergehenden Zustand kommenden Signal im Addierer Σ1, die beide um \ ein Signalintervall Y verzögert sind, ergibt am Leiter 12 ein Signal, das, wie theoretisch aus Kaimans statistischem rekursivem

J Filteralgorithmus ersichtlich ist, die optimale Auswertung des entsprechenden Leitungssymbols si (Fig. 1), das vom Kanal GA getragen wurde, entsprechend der mittleren quadratischen Differenz ist.

Theoretisch kann das vom Filter (Fig. 2) ausgewertete Signal u(i) auch vom Leiter 12 hinter dem Verzögerungselement T2 abgenommen werden. Tatsächlich wird jedoch das Ausgangssignal an das Element TN oder an eines der Elemente der unmittelbar vorhergehenden Elemente angelegt, entsprechend einem optimalen Wahlkriterium un-

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ter den verschiedenen Verzogerungselementen auf der Basis theore- ' itischer Betrachtungen und/oder empirischer Studien zur Fehlerwahr-'

scheinlichkeit oder bleibenden Kanalverzerrung, wie sie an ver- ι j schiedenen Elementenausgängen feststellbar sind. i

ι Das ausgewertete Signal u(i) wird in der Dekodier- und Ent- :seheidungsschaltung DD in bekannter Weise durch Schwellensysteme ■ quantisiert und bestimmt.

Der Multiplizierer M12 empfängt an einem seiner Eingänge auf ι einem Leiter 13 ein in noch beschriebener Weise vom Multiplizierer·

ι j

ι M6 erzeugtes Signal und empfängt an seinem anderen Eingang ein Sig-· nal, das entsprechend der Stellung des Umschalters D2 ein Signal a isein kann, das vom Pseudo-Zufalls-Generator PC kommt, oder ein j !Signal b, das von der Entscheidungsschaltung DD kommt, je nachdem,i ob sich die Vorrichtung in der Erfassungsphase oder in der Betriebt !phase befindet. Diese Signale werden im Multiplizierer M12 multi- ;pliziert. Das vom Multiplizierer M12 abgegebene Signal läuft über einen Leiter 14 zum Zähler R2, der es mit seinem bisherigen Zähl-

I wert addiert und das Ergebnis als Ausgangssignal über einen Leiter. !15 an den Multiplizierer M22 liefert.

Wie bereits in Bezug auf die Theorie angegeben wurde, entsprechen die von den Zählern R1, R2, ..., RN abgegebenen Signale den | ;auf den neuesten Wert nachgestellten Kanalkoeffizienten c., c„, ! ! ..., c,_T, also den ein Charakteristikum des Kanals darstellenden I

ι -W j

Werten der Impulsreaktion, die entsprechend Vielfachen der Signal-! periode r erfaßt oder abgetastet sind.

Der Multiplizierer M22 multipliziert die an seinen Eingängen auf den Leitern 12 und 15 liegenden Signale und gibt das Ergebnis über einen Leiter 16 an den Addierer S2 ab. Der Addierer S2 empfängt in analoger Weise alle auf die Multiplizierer M22, M23, ·«·> M2N bezogenen Ausgangssignale, die die übrigen Schaltungsgruppen entsprechend EL betreffen. Die von S2 entsprechend den in der Figur eingetragenen Vorzeichen hergestellte algebraische Summe dieser Signale gibt das ausgangsmäßige erneuerte Signal auf dem Leiter 2 an.

Der Multiplizierer M6 empfängt an einem seiner Eingänge ein

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Fehlersignal e(l), das von DD (Fig. 1) kommt und gleich der Diffe-_: ', renz zwischen dem am Leiter 1 (Fig. 2) empfangenen Signal und ei- j ner linearen Kombinaton von Symbolen ist, die während der Erfas- ΐ sungsphase vom Zufallsgenerator PC erzeugt oder während der Betriebsphase von der Dekodier- und Entscheidungsschaltung DD be- j stimmt werden. Der andere Eingang von M6 ist mit einer Vorrichtung, : nämlich dem erwähnten Festwertspeicher RM1, verbunden, der eine ί Vielzahl von Signalen Δ liefern kann, die von vornherein auf der | Basis statistischer Betrachtungen für die interessierenden Signale festgelegt worden sind. Der Speicher RM1 liest dann die verschie- . denen aufgezeichneten Werte von Δ aus, wobei er mit dem Beginn des Betriebszyklus startet, und wird unter der Steuerung durch den miti ' dem Leiter 2 verbundenen Spektrumanalysator AS auf null gesetzt, der an den Festwertspeicher RM1 ein Nullrückstellsignal abgibt, I wenn das Signal am Leiter 2 die Charakteristik des weißen Rauschens hat. In Abwesenheit dieser Signale von AS beginnt der Festwert- j speicher RM1 wieder die sequentielle Auslesung von Δ-Werten. Bei j einer einfacheren Ausführung des Entzerrers ist der Wert Δ für einen festgelegten Spannungswert verdrahtet. Die Werte von Δ ermöglichen, die Konvergenz der Kanalkoeffizienten c., Cp, ..., Cv, in Richtung j

auf die festen Werte zu. ί

^; Das Signal W wird folgendermaßen erzeugt: ί

Der Multiplizierer M5 empfängt an einem ersten Eingang von einem : Leiter 18 einige Signale Δ' > die auf ein vom Taktgeber BT ge- j ! liefertes Synchronisations-Steuersignal sequentiell im Festwert- j speicher RM2 ausgelesen werden, der eine vorgegebene Mehrzahl von ! Signalen /£ trägt, die in gleicher Weise wie für die Signale Δ von, RM1 beschrieben wurde festgelegt sind. Ebenso liest der Speicher. RM2 aufeinanderfolgend die verschiednen eingeschriebenen Signale Δ¹ 1 beginnend mit dem Anfang des Betriebszyklus, und wird analog zum Speicher RM1 auf null gestellt. Bei einer einfacheren Ausführung des Entzerrers kann auch der Wert Δ' durch Verdrahtung auf einen festen V/ert eingestellt sein. Die Werte der Signale Δ¹ ben die Konvergenz der Verstärkungskoeffizienten K1, Κ2, ..., KN in Richtung auf festgelegte Werte.

Der zweite Eingang des Multiplizierers M5 ist mit einem Addierer

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- ίο -

I £0 verbunden, der ein Signal e'(i) erzeugt, indem er die Differenz' ι zwischen dem Signal a oder b, je nach der Stellung des Umschal- j ters DO, und einem Signal uN, das vom letzten Verzögerungselement ι , TN ausgeht, bildet. Das Signal W ist dann das Produkt des Signals j ι Δ' (Iterationsschritt) mit dem Fehlersignal e'(i), das in der beschriebenen Weise vom Addierer £0 erzeugt wird.

Aus dieser Beschreibung ergibt sich, daß die Koeffizienten K . durch das Vorgehen analog der Verarbeitung der Koeffizienten c erhalten werden. Dies ist nicht der einzig mögliche Weg zum Berech- :nen der Koeffizienten K. Beispielsweise kann für diesen Zweck eine

ι geeignete Rechnereinheit mit dem Entzerrer verbunden sein. Sie ι empfängt vom Entzerrer die Parameter, von denen K eine Funktion !ist, nämlich die Koeffizienten c,, Cp_f ·..» c„, und enthält von j vornherein die statistischen Charakteristiken des Signals und Rauschens. Eine solche Einheit berechnet die Koeffizienten K über einen von verschiedenen an sich bekannten rekursiven Algorithmen.

Ersichtlich stellt der erfindungsgemäße Entzerrer ständig die !Kanalkoeffizienten c., c_?, ..., c^ und die Verstärkungskoeffizien-i ; ten K1, K2, ..., KN nach, um konstant eine angemessene Auswertung ■ der übertragenen Symbole entsprechend dem System der minimalen mittleren quadratischen Differenz zu liefern.

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Claims (4)

1. - 11 Patentansprüche

   Rekursiver adaptiver digitaler Entzerrer für kodierte digitale Datenübertragung, der eine in eine Erfassungsphase zu seiner j Einstellung aufgrund festgestellter Kanalkoeffizienten und eine ,Betreibsphase für die Datenübertragung eingeteilte Arbeitsweise aufweist, mit einer Anpassung der Kanalkoeffizienten an Kanaländerungen und mit einer Auswertung von übertragenen Symbolen mit Hilfe von Verstärkungskoeffizienten, welche auf ein erneuertes Signal! ι einwirken, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungskoeffizienten (K1, K2, ..., KN) variabel sind und auf der Basis des erneuerten Signals (auf 2) und eines Fehlersignals (e'(i)), das während der Erfassungsphase zwischen dem ausgewerteten Signal (uN) und 'einem von einem Empfängergenerator (PG¹) mit einer Pseudo-Zufalls-Folge erzeugten Symbol (a) auftritt und während der Betriebsphase zwischen dem ausgewerteten Symbol (uN) und einem von einer Entscheidungsschaltung (DD) bestimmten Symbol (b) auftritt, im Echt- !zeitbetrieb berechnet sind.
2. 2. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkuixgskoeffizienten (K) von einer Mehrzahl von Multiplizierern (M42, ..., M4N), die das entsprechend verzögerte erneuerte Signal mit dem Fehlersignal (e'(i)) multiplizieren, das entsprechend einem Iterationsschritt (Δ¹ ) geeignet bewertet ist, und von ;einer Mehrzahl von Addierern (G2, ..., GN), die das Ergebnis der ! von den Multiplizierern durchgeführten Operation mit dem Wert des I bereits im vorhergehenden Arbeitszyklus berechneten und im Addiejrer gespeicherten Koeffizienten (K) addieren, berechnet sind.
3. 3. Entzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Bewerten des Fehlersignals (e'(i)) zwischen dem ausgewerteten Symbol (uN) und dem (von DD) bestimmten Symbol (b) mit Hilfe eines Multiplizierers (M5) durchgeführt wird, der das Fehlersignal mit dem so lang, als das erneuerte Signal einem weißen Rauschen anzugleichen ist, fortschreitend veränderlichen Iterationsschritt (Δ¹) multipliziert.

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   I
4. 4. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die j

   Verstärkungskoeffizienten (K) in Echtzeit durch außerhalb des ! Entzerrers befindliche Rechnereinheiten, die zur gleichen Zeit '< des Filterns des empfangenen Signals wirken, auf der Basis von
   Veränderungen der Kanalkoeffizienten (c.., c_?, ..., c„) berechnet
   sind.

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