DE2513893A1

DE2513893A1 - Transistorverstaerker

Info

Publication number: DE2513893A1
Application number: DE19752513893
Authority: DE
Inventors: Kazuhiko Kamimura; Tadao Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1974-03-29
Filing date: 1975-03-27
Publication date: 1975-10-02
Also published as: FR2266373A1; US3968450A; AU7954475A; GB1494941A; IT1034721B; AU497071B2; CA1041616A; NL7503798A; FR2266373B1; DE2513893C2

Description

It 3182

SONY CORPORATION
Tokyo, Japan

Transistorverstärker

Die Erfindung "bezieht sich auf einen Transistorverstärker und insbesondere auf einen verbesserten Transistorverstärker, der wirksam eine Betriebsspannung ausnützt, ein großes Eingangssignal mit zufriedenstellender Wiedergabetreue verstärkt und eine minimale Ausgangsimpedanz aufweist, so daß die Betriebsverluste reduziert werden.

Konventionelle Feldeffekttransistoren (im folgenden kurz PET bezeichnet), die bisher benutzt wurden, sind durch die für Pentoden typischen dynamischen Eigenschaften gekennzeichnet. Diese bekannten PET's sind für Verstärkerschaltungen nicht gut geeignet, in denen eine minimale Cross-over-Verzerrung gefordert wird. Es wurde bereits ein verbesserter FET vorgeschlagen, der Vertikalverbindungen umfasst, so daß er die dynamischen Eigenschaften einer Triode ergibt. Dieser verbesserter FET besitzt eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz und zwar in der Größen-

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Ordnung von etwa 10 Ohm, sowie eine niedrige Signalverzerrung, so daß er in den Auagangsstufen von Audio-Leisfungsverstärkern ohne weiteres verwendbar ist. Darüber hinaus besitzt der verbesserte FET mit den dynamischen Eigenschaften einer Triode ausgezeichnete Schalteigenschaften gegenüber bekannten I¹ET¹S, so daß er vorteilhaft bei Gegentaktverstärkern mit Eintaktausgang ( SEPP ) benutzbar ist, ohne unerwünschte Begleiteigenschaften wie die Cross-over-Verzerrung mitzulief ern.

Wenn jedoch die Gate-Source-Spannung des verbesserten FET auf Null verringert wird, verhindert die sich ergebende Sättigung eine günstige Verstärkung eines hohen Ausgangssignals. Demzufolge ist wegen dieser Sättigungseigensclmru dieses verbesserten FET sein Verhalten gegenüber einem hohen Eingangssignal sogar weniger wünschenswert als bei einem konventionellen Bipolartransistor.

Wenn jedoch Bipolartransistoren zur Verstärkung von hohen EingangsSignalen, beispielsweise bei einer Verwendung in einem Gegentaktverstärker benützt werden, tritt normalerweise eine Cross-over-Verzerrung auf. Diese Verzerrung ist höchst unerwünscht. Wenn somit der Bipolartransistor leitend ist, ist sein Widerstand, beispielsweise der Kollektor-Emitter-Widerstand, der auch als EIN-Widerstand bezeichnet wird, relativ hoch. Dieser hohe Widerstand des leitenden Bipolartransistors führt zu einer unbrauchbaren Ausnutzung der Betriebsspannung, die daran angelegt wird. Wie an anderer Stelle festgestellt wird, zeigt der Bipolartransistor eine niedrige Quellenspannung-Ausnutzungsrate. Wenn daher ein hoher Ausgang

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erfordert wird, ergeben die begleitende Cross-over-Verzerrung und die unbrauchbare Ausnutzung der Betriebsspannung häufig, daß eine Vielzahl von PET's versuchsweise verwendet werden, um die zuvor erwähnten geringen Sättigungseigenschaften eines einzelnen PET zu vermeiden. Die Verwendung einer Vielzahl derartiger Einrichtungen zur Verhinderung dieser geringen Sättigungseigenschaften ist jedoch leider äußerst kostspielig.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Transistorverstärker zu schaffen, der ein hohes Eingangssignal mit Wiedergabetreue bzw. Fidelity verstärkt, welcher eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz, eine minimale Cross-over-Verzerrung und eine brauchbare Ausnutzung der an ihn angelegten Betriebsspannung aufweist.

Der erfindungsgemäße Transistorverstärker kann vorzugsweise aus einem PET bestehen, der dynamische Eigenschaften wie eine Triode aufweist und zum Parallelbetrieb mit einem Bipolartransistor verbunden ist, wobei der Bipolartransistor arbeitet, wenn der PET in seinen Sättigungsbereich gesteuert wurde.

Durch die Erfindung wird vorteilhafterweise ein Transistorverstärker geschaffen, der ausgezeichnete Schalteigenschaften besitzt und vorteilhafterweise in einer Gegentakt anordnung verwendet werden kann.

Der erfindungsgemäße Transistorverstärker weist vorteilhaft erweise hohe Durchbruchspannungs-Eigenschaften auf. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ergibt sioh ein

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Transistorverstärker, der aus einem PET mit den dynamischen Eigenschaften einer Triode und einem neuen Bipolartransistor "besteht, welcher bei einer niedrigen Kollektor-Emitter-Spannung betreibbar ist und dadurch seinen Kollektorverlust reduziert. Der Transistorverstärker vermag vorteilhafterweise eine verbesserte Quellenspannungs-Ausnutzungsrate haben und aus einem FET mit dynamischen Eigenschaften einer Triode sowie einem Bipolartransistor bestehen, wobei der Bipolartransistor eine hohe Basis-Emitter-Durchbruchspannung bei geöffnetem Kollektor besitzt. Der erfindungsgemäße Transistorverstärker eignet sich ohne weiteres für eine Gegentaktverstärkung und kann aus einem FET mit den dynamischen Eigenschaften einer Triode sowie einem Bipolartransistor bestehen, der zum Parallelbetrieb mit dem FET verbunden ist, wobei der. FET nur dann leitet, wenn der Verstärkungs-Laststrom, geringer als ein Schwellwert ist, jedoch der FET und der Bipolartransistor beide leitend sind, wenn der Verstärkungs-Laststrom den Schwellwert überschreitet.

Bei dem aus einem FET mit den dynamischen Eigenschaften einer Triode und einem parallelgeschaltetem Bipolartransistor bestehenden Transistorverstärker wird der Bipolartransistor leitend, sobald der FET in seinen Sättigungszustand verbracht ist. Der erfindungsgemäße Transistorverstärker vermag vorteilhafterweise kleine und große Eingangssignale mit Wiedergabetreue verstärken. Der Transistorverstärker läßt sich außerdem bei einem Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang verwenden.

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Die Erfindung schafft somit einen Transistorverstärker, ■bestehend aus einem FET mit für Trioden typischen dynamischen Eigenschaften, in Kombination mit einem Bipolartransistor zum Parallelbetrieb ait dem PET; der Bipolartransistor ist solange nicht leitend, bis der durch den FET fließende Stroa einen vorbestimmten Sohwellwert erreicht; die Summe der FET- und Bipolartransistorströme wird zur Last bzw. zum Verbraucher geführt.

Bei einer Ausführungsfora der Erfindung besteht der Transistorverstärker aus der Kombination eines PET und eines Bipolartransistors und wird als Ausgangsstufen eines Gregentaktverstärkers verwendet.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert· Se zeigen:

Pig· 1 eine Schnittansicht einer Ausführungsfora eines PET ait dynamischen Eigenschaften einer Triode, der bei einem Transistorverstärker nach der Erfindung verwendbar ist,

Pig* 2 eine Sohnittansicht einer weiteren Ausführungsfora eines PET mit für eine Triode typischen dynamischen Eigenschaften zur Verwendung bei dea erfindungegeaäSen Transistorverstärker,

Pig· 3 eine grafische Barstellung der dynamischen Kennlinien des bei der Erfindung anwendbaren PET,

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Pig-. 5 eine Sehnittansioht einer weiteren Ausführungsform eines Bipolartransistors,

Pig. 6 eine sehematische Darstellung einer Ausführungsform eines Transistorverstärkers nach, der Erfindung,

Pig. 7 eine grafische Darstellung der dynamischen Kennlinien des Transistorverstärkers nach der Erfindung zur Erläuterung der Ausführungsform nach Pig. 6,

Pig. 8 eine schematisohe Darstellung einer weiteren Ausführungsform eines Transistorverstärkers nach der Erfindung und

Pig· 9t 10 und 11 schematisohe Darstellungen zur Veransohauliohung weiterer Ausführungsformen eines Transistorverstärkere nach der Erfindung.

Im folgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform eines PET beschrieben.

Insbesondere in Pig. 1 ist eine Schnittansicht eines Beispiels eines Feldeffekttransistors (im folgenden kurz PET.genannt) beschrieben, der für eine Triode typische dynamische Eigenschaften besitzt und in dem erfindungsgemäßen Transistorverstärker verwendet werden kann. Der PET stellt eine vertikale Verbindungsanordnung dar, die aus einem Ihtrinsic-Halbleiterbereich 11 mit niedriger Störatomkonzentration und hohem Widerstand, einem P-Halbleiterbereich 12, der ringförmige Gestalt

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besitzt und auf dem oberen Abschnitt des Intrinsic-Bereichs 11 gebildet ist, und einem N-Halbleiterbereich 13 besteht, wobei letzterer Bereich 13 eine hohe Störatomkonzentration aufweist und sowohl über dem ringförmigen P-Bereich 12 wie auch dem Intrinsic-Bereich 11 in der gezeigten Weise gebildet ist. Jeweils eine Drain (D)-, Gate (G)- und Source (S)-Elektrode ist an der unteren Oberfläche des Intrinsic-Bereichs 11 bzw. am freigelegten Teil des ringförmigen P-Bereichs bzw. an der oberen Oberfläche des H-Bereichs 13 vorgesehen.

Der in Pig. 1 dargestellte Sperrschicht-FET weist für eine Triode typische dynamische Eigenschaften auf. Eine bevorzugte Ausführungsform eines derartigen PET ist in Pig. 2 veranschaulicht, wobei gleiche Bezugsziffern die entsprechenden Elemente bezeichnen. Die in Pig. 2 dargestellte Ausführungsform entspricht nahezu dem in Pig. 1 dargestellten Beispiel eines PET mit den zusätzlichen Abwandlungen, daß der ringförmige P-Bereich 12 einen maschenartigen Aufbau besitzt, wie dies in Pig. 2 gezeigt ist. Der N-Bereich 13 mit hoher Störstellenkonzentration überdeckt somit sowohl den ringförmigen und maschenartigen P-Bereich 12 wie auch den Intrinsic-Bereich 11, wobei die Maschenform eine Grenze bzw. Grenzschicht zwischen dem Intrinsic-Bereich 11 und dem darüberliegenden N-Bereich 13 mit hoher Störstellenkonzentration festlegt. Weiterhin ist ein zusätzlicher. N-Halbleiter-Bereich 14 mit hoher Störstellenkonzentration auf der unteren Oberfläche des Intrinsic-Bereichs 11 gebildet und die Drain-Elektrode D ist auf diesem Bereich 14 vorgesehen.

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Die Vorteile des vertikalen Sperrschicht-FET gemäß KLg. 2 mit den für eine Triode typischen dynamischen Eigenschaften ergeben sich am besten aus einem Vergleich des dargestellten EET mit einem bekannten FET, wobei letzterer im wesentlichen für eine Pentode typische dynamische Charakteristiken besitzt. Im allgemeinen wird die Schein-Steilheit eines Sperrschicht-FET (im folgenden kurz J-FET genannt) folgendermaßen ausgedrückt:

c m

wobei G die Wirk-Überlagerungssteilheit und R den äquivalenten Innenwiderstand des FET zwischen den Source-und Drain-Elektroden darstellen. Der Widerstand R ist ein zusammengesetzter Widerstand und besteht aus dem Widerstand zwischen der Source-Elektrode und dem Kanal im FET, dem Widerstand des Kanals selbst und dem Widerstand zwischen dem Kanal und der Drain-Elektrode, Bei dem bekannten J-FET ist der Source-Kanal-Widerstand hoch; der Kanalwiderstand ist wegen der engen und langen Konfiguration des Kanals hoch und der Kanal-Drain-Widerstand ist ebenfalls hoch. Demzufolge läßt sich erkennen, daß der Widerstand R bei dem bekannten J-FET sehr hoch ist. Infolge dieses hohen Widerstands ist - wie sich auch aus vorstehender Gleichung ergibt - die Schein-Überlagerungssteilheit g im wesentlichen gleich dem Reziprokwert des Widerstands R . Wegen dieses Merkmals zeigt der bekannte J-FET für eine Pentode typische dynamische Eigenschaften und - wie daraus offensichtlich hervorgeht - wird der Drain-Strom gesättigt, wenn die Drain-Spannung zunimmt.

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Im Vergleich zu dein erläuterten bekannten J-FET wird der in Pig. 2 dargestellte FET durch eine relativ schmale Trennung zwischen der Souree-Elektrode S und einem Kanal, weLcher im P-Bereich 12 ausgebildet ist,

gekennzeichnet; außerdem ist die Kanallänge selbst relativ kurz. Der Widerstand R des vertikalen J-FET gemäß Fig. 2 ist demzufolge viel kleiner als der Widerstand R des bekannten FET und die Wirk-Über lageiungssteilheit G ist hoch. Das Produkt R,G ist im allgemeinen kleiner als I, Wie «ich aus vorstehender Gleichung ergibt, nähert aich der Sehein-Umkehrleitwert g^ des vertikalen J-FET gemäß Fig. 2, der erfindungsgemäß verwendet wird, dem Wirk-Umkehrleitwert G in Abhängigkeit von der Änderung der Dicke der Deplecion-Schicht an.

Die dynamische Kennlinie des in Fig. 2 dargestellten FET ist in Fig. 3 veranschaulicht. Diese grafische Darstellung veranschaulicht das Verhältnis zwischen dem Drain-Strom I, in Milliampere und der Drainopannung V^ in Volt. Jede einzelne Kurve gibt das Strom-Spannungsverhältnis für entsprechende Gate-Spannungen V wieder, wobei die Gate-Spannung ein variabler Parameter iut. Es läßt sich erkennen, daß die Kennlinien gemäß Fig. 3 den Kurven analog sind, welche die dynamischen Eigenschaften einer konventionellen Triode wiedergeben. Da der FET solcher Art ist, daß er die für eine Triode typischen dynamischen Eigenschaften zeigt, ist der Widerstand R im wesentlichen konstant,und zwar sogar in der Umgebung von Spannungsänderungen und der FET vermag ein großes Ausgangssignal mit geringer Verzerrung zu erzeugen.

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Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen eines Bipolartransistors erläutert.

Eine Eigenschaft, die im allgemeinen zur Berechnung eines bipolaren Transistor verwendet wird, ist der festgelegte Emitter strom-Verstärkungsfakt or hp™. In Übereinstimmung mit bevorzugten Ausführung3formen eines Bipolartransistors, der bei der Erfindung verwendet werden kann, ist der Verstärkungsfaktor h-^-g im Vergleich zum Verstärkungsfaktor gewöhnlicher, bekannter Bipolartransistoren sehr hoch. Auch die Basis-Emitter-Durchbruchspannung bei geöffnetem Kollektor B ist sehr hoch. Die verschiedenen Arbeitskennlinien der bevorzugten Ausführungsformen des Bipolartransistors sind außerdem symmetrisch, wenn der Transistor in Durchlaßrichtung oder Sperrichtung vorgespannt wird. Die Kollektor-Basis- und Emitter-Basis-Kennlinien des Transistors sind beispielsweise bei einer Vorspannung in Durchlaßrichtung und Sperrichtung symmetrisch. Die bevorzugten Ausführungsformen des Bipolartransistors zeigen außerdem wünschenswerte Sättigungskennlinien, so daß ein großes Eingangssignal wiedergabetreu angemessen verstärkt werden kann.

Die vorerwähnten Merkmale sind bei dem erfindungsgemäß verwendeten Bipolartransistor vorhanden, der sohematisoh in I¹Ig. 4- dargestellt ist. Bei den dargestellten Ausführungsformen ist ein NPN-Tran3istor veranschaulicht; die folgende Beschreibung läßt sich jedoch ersichtlicher weise auch auf einen PNP-Bipolartransistor beziehen.

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In einem Substrat S sind aufeinanderfolgend, nebeneinanderliegende Schichten aus Halbleitermaterial mit entgegengesetztem Leitungstyp vorgesehen, um einen Emitterbereich 21 eines ersten Leitungstyps - beispieleweise N-Leitung - mit hohem spezifischen Widerstand, einen Basis-Bereich eines zweiten Leitungstyps - beispielsweise P-Leitung - mit hohem spezifischen Widerstand und einen Kollektorbereich 23 des ersten Leitungstyps - beispielsweise N-Leitung - mit hohem spezifischen Widerstand zu bilden. Die ersten bis dritten Bereiche, d.h. die Emitter-, Basis- und Kollektor-Bereiche sind aneinanderliegend angeordnet. Wie sich aus Fig. 4 ergibt, kann der Emitter-Bereich von dem Basis—Bereich umgeben sein, welcher seinerseits vom Kollektorbereich umgeben wird. Die entsprechenden Bereiche können andererseits derart aufeinander aufgeschichtet sein, daß ein Nachbarbereich den anderen Bereich nicht umgibt. Bei einer abgewandelten Ausführungsform können sich die aufeinander aufgeschichteten Bereiche zu einer freiliegenden Oberfläche der Anordnung erstrecken, so daß geeignete Elektroden daran angeschlossen werden können.

Ein erster PN-Übergang oder Emitter-Übergang Je wird zwischen den ersten und zweiten bzw. Emitter und Basis-Halbleiterbereichen 21 und 22 gebildet. Ein zweiter PN-Übergang oder Kollektor-Übergang Jc wird zwischen den zweiten und dritten bzw. Basis- und Kollektor-Halbleiterbereichen 22 und 23 gebildet. Der Halbleiter-Bereich 21 weist eine in ihm befindliche Potentialbarriere 27 auf, die gegenüber dem Übergang Je angeordnet und um einen Abstand davon entfernt ist, der

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kleiner ist als der Diffusionsweg Lp der Minoritätsträger, beispielsweise der Löcher, welche vom Bereich 22 in den Bereich 21 injiziert werden. Das Energieniveau der Potentialbarriere 27 ist größer als die Energie der injizierten Minoritätsträger und ist zumindest genauso groß wie die Wärmeenergie, die mit kT "bezeichnet wird, wobei k die Boltsmann-Konstante und T die Temperatur darstellen. Die Potentialbarriere wird dadurch gebildet, daß ein Bereich 21a mit hoher Störstellenkonzentration, jedoch mit gleichem Leitungstyp wie der Bereich 21 vorgesehen wird. Die zusätzliche Anordnung des Bereichs 21a hoher Störstellenkonzentration bildet einen L-H-Übergang J„ im Bereich 21. Es ist zu berücksichtigen, daß die Potentialbarriere 27 über beispielsweise den Übergang

Jjj einen Übergangsbereich bildet, von welchem angenommen werden kann, daß er eine gegebene Breite besitzt.

Aus Pig. 4 ergibt sich, daß die jeweiligen Elektroden, d.h. die Emitter-, Basis- und Kollektor-Elektroden 25a, 25b und 25c auf dem Bereich 21a mit hoher Störstellen-, konzentration, der sich innerhalb des Emitterbereichs 21 befindet, bzw. auf dem Basisbereich 22 bzw. dem Kollektorbereich 23 aufgebracht werden. Diese Elektroden stehen in ohms ehern Kontakt mit den entsprechenden Bereichen und zugeordnete Anschlüsse werden weggeleitet, damit Emitter-, Basis- und Kollektoranschlüsse A, B und G entstehen.

Derjenige Abschnitt des Bereichs 21, der keine hohe Störstellenkonzentration aufweist, besitzt eine relativ

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niedrige Störstellenkonzentration,und zwar in der Größenordnung von 10 ^ Atome/cm . Die Störstellenkonzentration dss Bereichs 22 ist etwas größer und

15 17 liegt in der Größenordnung von etwa 10 ^J "bis 10 Atome/cm . Der Bereich 23 besitzt eine Störstellenkonzentration, die relativ niedrig ist und der Störstellenkonzentration des Bereichs 21 ähnlich ist, nämlich im Bereich von 10 ^ Atome/cnr liegt. Da die Störstellenkonzentration der Bereiche 21 bis 23 in den Abschnitten nahe der Übergänge Je und Jc niedrig ist und weil die Kristalleigenschaft der entsprechenden Bereiche ausgezeichnet ist, wird der Diffusionsweg L der in den Bereich 21 injizierten Minoritätsträger groß.

Ein Abschnitt des Substrats S ist mit einem Bereich 23a mit niedrigem Widerstand versehen, welcher hohe Störstellenkonzentration besitzt. Dieser Bereich 23a liegt in Abstand gegenüber dem Übergang Jc. Außerdem ist eine Isolierschicht 25, beispielsweise Siliziumdioxyd (SiO₂) auf der oberen Oberfläche des Substrats S und über der Oberfläche des dargestellten Aufbaus ausgebildet.

Wenn der in Fig. 4 dargestellte Bipolartransistor an den entsprechenden Emitter-, Basis- und Kollektoranschlüssen mit geeigneten Spannungen gespeist wird, so daß der Emitter-Übergang Je in Durchlaßrichtung vorgespannt und der Kollekfcorübergang Jc in Sperrichtung vorgespannt werden, wird ein Transisfcorbetrieb erreicht und die vom Bereich 22, d.h. dem Ba3is-Bereich, in den Bereich 21

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-H-

(Emitterbereich) injizierten Löcher haben eine lange Lebensdauer und besitzen außerdem eine lange Diffusionslänge L . Infolgedessen kann der Emitterin j ektions wirkungsgrad γ hoch sein. Unabhängig von der tatsächlichen Diffusionslänge L wird die effektive Diffusionslänge L beträchtlich gekürzt, wenn die injizierten Löcher die Substratfläche erreichen, um in dieser Fläche zu rekombinieren. Bei dem in Pig. 4 dargestellten Aufbau reduziert jedoch die Potentialbarriere 27, die sich in einem Abstand zum Übergang Je befindet, welcher kleiner als die Diffusionslänge ist, die Oberflächenrekombination, so daß die effektive Diffusionslänge L als relativ groß angesehen werden kann. Außerdem wird die Stromkomponente Jp der vom Bereich 22 in den Bereich 21 injizierten Löcher verringert. Dies bedeutet, daß die Differenzen der Quasi-Ferminiveaus zwischen diesen Bereichen oder die bestehende Spannung, die sich an dem L-H-Übergang Jrr aufgebaut hat, dazu dienen, der Minoritätsträgerdiffuaion entgegenzuwirken. Wenn die Potentialbarriere 27 ein ausreichend hohes

Energieniveau besitzt, heben sich der Diffusionsstrom aufgrund des Konzentrationsgradienten der Löcher am L-H-Übergang J^-und der Driftstrom aufgrund der sich aufbauenden Spannung gegenseitig auf, um dadurch den Minoritätsträgerstrom J zu verringern, der vom Basis-Bereich durch den Emitter-Bereich mit niedriger Störstellenkonzentration injiziert wird. Die Stromkomponente, die sich aufgrund der durch den Emitter-Übergang Je zum Kollektorbereich ergebenden Elektronenstrom ergibt, wird deswegen erhöht, um dadurch den Emitter-Injektionswirkungsgrad y zu erhöhen, um den

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Verstärkungsfaktor hj,_E zu verbessern.

Die Höhe der Potentialbarriere, d.h. die Differenz der darin liegenden .Energieniveaus muß größer als die Energie der injizierten Löcher und zumindest so groß wie die erwähnte Wärmeenergie sein. Es ist erwünscht, daß die Höhe der Potentialbarriere größer als 0,1 eY sein sollte. Ein anderer Paktor, der die Höhe der Potentialschwelle festlegt, ist darin zu sehen, daß die Diffusionslänge der Löcher nicht innerhalb des Übergangsbereichs enden muß, welcher durch die Potentialschwelle festgelegt wird. Dies bedeutet, daß die Diffusionslänge L größer als die Breite dieses Übergangsbereichs sein muß. Demzufolge reicht eine Potentialschwelle von 0,2 eY aus und kann durch die richtige Wahl des Betrages an Störstellen in dem Bereich 21a hoher Störstellenkonzentration und dessen Gradienten erzeugt werden.

Eine weitere Ausführungsform eines Bipolartransistors, der gemäß der Erfindung verwendet werden kann, ist in Pig. 5 dargestellt; gleiche Teile sind hierbei zu den vorhergehenden Figuren mit gleichen Bezugsziffern versehen. Aus Pig. 5 ergibt sich, daß diese Ausführungsform gegenüber der in Pig. 4 dargestellten Ausführungsform dadurch unterscheidet, daß der Bereich 21 zusatz·?- lieh zu der Tatsache, daß er einen Bereich 21a hoher Störstellenkonzentration besitzt, auch mit einem P-Bereich 24 versehen ist, der - ähnlich dem Bereich 21a einen Übergang J_g bildet, welcher gegenüberliegend und in Abstand zum Emitter-Übergang Je angeordnet ist. Der

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Übergang Jg stellt einen PN-Übergang dar und grenzt nicht an den L-H-Übergang J^ an. Der Abstand zwischen dem PN-Übergang Jg und dem Emitter-Übergang Je ist kleiner als die Diffusionelänge L der Minoritätsträger, die in den Pereich 21 in.jiziort werden. Dies ist der Trennung zwischen der Potentialschwelle 27 und dem Emitter-Übergang Je ähnlich. Löcher, die in den Bereich 21 injiziert werden, erreichen somit v/egen der größeren Diffusionslange L den P-Bereich 24, und werden in den P-Bereich aufgenommen. Es kann angenommen v/erden, daß der Bereich 24 elektrisch isoliert i3t, so daß sich dessen Potential als Funktion der aufgenommenen Löcher erhöht, wodurch der PIi-Übergang Jg in Durchlaßrichtung vorgespannt wird. Demzufolge werden vom Boreich 24 Löcher in den Bereich 21 zurückinjiziert. Die Konzentration der Löcher in Bereich neben dem P-Bereich 24 wird damit erhöht. Jnfclgedessen ist die Konzentrationnverteilung dor Löcher im Bereich 21 zwischen den Übergängen Je und J„ gleichmäßig, um einen leichten Anstieg "bzw. Gradienten hervorzurufen, welcher den Fluß des DiffusionsStroms J vom Bereich 22 in den Bereich 21 verringert.

Da die Bereiche 21 und 23 in etwa die gleiche niedrige Störstellenkonzentration haben, läßt sich erkennen, daß die bevorzugten Ausführungsformen des Bipolartransistors gegenüber dem Bereich 22 symmetrischen Auf-"bau besitzen. Aufgrund dieser Tatsache kann der dargestellte Bipolartransistor entweder als Vorwärts— Transistor "betrieben werden, in welchem die Bereiche 21,

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LV und ;·> als fclmitter-, Basis- und Kollektor-Bereiche arbeiten oder als Backer !-Transistor, wobei dann die bereich« 2:1, 22 und 2.5 ^U Kollektor-, Basis- und I'-Jiii;-*.υr-Bereiche ;_trbüit,en. Dec Ui£l>au und die oiektriscuen Kennlinien dea fiipol .vr transistors sind daher symmetrisch.

beti-juriebenen Ausf U.^!u'ungo formen dea Bij)olar-Tran.3 iü tora können vorUiilhafterwoiso bei dec Erfindung verwerft ^{it ·/erden tuid ergeben mehrere Vorteile, bei'.)piel»wei3e dai3 der Stromverutärkungsfalctor h^,, aehr hocii geütaltefc »-/er len kann und boiapiel3weise J> OOü überachrei t-j fc. In falle einer Streuung innerhalb des Tranuiofcoraufbaun </ird der V/er-t den Stromverstörkungsfakfcory h_w„ redu:ü ..-rt. Dor V/erfc h-.-,-, bleibt auch für kleine Ströme ^c:ni, da der iiinfluß der Oberfläohonrekomb Ina tion auf 3 in Miniiauai gebracht v/ird. Da.J Tranaiütorrauochen wird erheblich verringert. Dia /irbeitakonnlinien uowohl für den Vorwärts- und Rüokwärtu-Tranoistor ;)ind Bymmetriach. Die Ba3is-Emitter-Durchbruchspannung BV_n„_Q bei geöffnetem Kollektor iüt »sowohl für den Vorwärts- wie auch den Backward-Iransis tor hoch, da die Störutellenkonzentrationen in den Umgebungen der Üb rrgänge Je und Jc niedrig sind. Bei der Verwendung alu Leistungjtransistor wird die Emission vom Emitter v/egen des Verteilungswiderstands darin gleichmäi3i,5 bzw. gleichförmig, so daß iie Durchschlagfestigkeit hoch ist. Die Sättigungseigenschaften der vorstehend erläuterten Ausführungsformen des Bipnlitrtransintors sind zusätzlich sehr ausgezeichnet".

Im folgenden werden bestiiamte bevorzugte Ausführungsformen von Transistorverstärkern erläutert.

509840/0847 bad origjnal

Tn I¹Ig. 6 ist eine Au3führungsform eines Transistorverstärkers gemäß der Erfindung dargesteLlt, wobei ein Bipolartransistor Q₁ und ein FET Q₂ zur Ausführung eines Parallelbetriebs zu3animerigesohaltet 3ind, wobei der FET Q₂ für eine Diode typioehe dynamische Eigenschaften aufweist. Der Bipolartransistor Q₁ ist von der Art, wie er zuvor unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 5 beschrieben wurde und weist an seinem Emitter zwei Pfeilspitzen auf, um den Bipolartransistor bei dieser Ausführungsform von konventionellon bekannten Transistoren zu unterscheiden. Der FET Q₂ iat von der Art, wie er zuvor unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 erläutert wurde.

J3ei der dargestellten Aus führungs form sind der Bipolartransistor und der FET durch zugeordnete Leiter I₁, Ip und 1- zur Ausführung eines Parallelbetriebs miteinander verbunden. Genau genommen steht die Kollektorelektrode des Transistors Q₁ direkt mit der Drain-Elektrode de3 FET Q₂ über den Leiter I₁ in Verbindung, welcher seinerseits an die Betriebspotentialquelle +B angeschlossen ist. Die Emitter-Elektrode des Transistors Q₁ steht über den Leiter I₂ mit der Drain-Elektrode des FET Q₂ in Verbindung, wobei diese zusammengeschalteten Elektroden außerdem an einen Ausgangsanschluß t₂ angeschlossen sind. Die Basi3-Elektrode des Transistors Q₁ iat über den Leiter 1, an die Gate-Elektrode des FET Q₂ angeschlossen, wobei dieser Leiter außerdem an dem Eingangsanschluß t₁ anliegt. Gemäß Fig. 6 ist eine Last-Impedanz Z^ zwischen den Ausgang t₂ und ein Bezugspotential, beispielsweise Masse eingeschaltet. Eine Vorspannungsschaltung ist in nicht dargestellter Weise an den Eingang des dargestellten

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Verstärkers angelegt, beispielsweise an den Eingang t-, "um ein geeignetes Vorspannungspotential zu erzeugen, so daß die Verstärkerschaltung beispielsweise als B-Verstärker arbeiten kann.

Der Bipolartransistor und der Feldeffekttransistor können direkt parallel zueinander geschaltet sein, da der Bipolartransistor die bereits erläuterten symmetrischen Eigenschaften besitzt und weil die Emitter-Basis-Durchbruchspannung bei geöffnetem Kollektor genauso groß ist wie die Kollektor-Basis-Durchbruchspannung bei geöffnetem Emitter. Diese hohe Emitter-Basis-Durchbruchspannung bei geöffnetem Aoliektor erlaubt den B-Betrieb des Verstärkers, so daß die !Transistoren nur während eines Halbzyklus des Eingangssignals leitend sind.

Die Arbeitsweise der in Pig. 6 dargestellten Verstärkerschaltung läßt sich am besten in Verbindung mit den Kennlinien gemäß Fig. 7 erläutern. Diese Kennlinien stellen das Verhältnis zwischen Strom und Spannung in dem Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₁ sowie in dem Drain-Souroe-Kreis des FET Q₂ dar. Insbesondere veranschaulichen die jeweiligen Kurven St , St .j, St₂I .·· die jeweiligen Strom-Spannungs-Verhältnisse der Kollektor-Emitter-Schaltung des Transistors Q^, wenn der Basisstrom I-g gleich Ig₀, ^BV ^B2» ·'·· ^³^· ^^e jeweiligen Kurven S~_o, S_f-, S^₂, ... veranschaulichen das Verhältnis zwischen dem Strom und der Spannung in der Drain-Source-Schaltung des FET Q₂, wenn die Gate-Source-Spannung V™ gleich bzw. V_GS1, V(J₂₂» ···· ist· Die Lastlinie h_Q stellt eine

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sich ergebende Lastlinie für die kombinierten Transistoren Q- und Q₂ mit einer Betriebsspannung von beispielsweise V__rt dar. Die Lastlinie h ergibt sich aus der Lastlinie h., die dem PET Q₂ zugeordnet ist, und der Lastlinie tu, welche eine äquivalente Lastlinie für den kombinierten Betrieb des bipolaren Transistors und des Feldeffekttransistors darstellt, wie dies noch näher erläutert wird. In Pig. 7 ist eine weitere Lastlinie Iu eingezeichnet, die dem Betrieb des Bipolartransistors Q- zugeordnet ist. Die dargestellten Kennlinien können in einem Bereich A, der dem aktiven Bereich des PET Q₂ entspricht, und einen Bereich B unterteilt werden, wobei letzterer Bereich dem Sättigungsbereich des PET entspricht.

Der Yerstärkerbetrieb wird für den Zustand beschrieben, in welchem eine Eingangs spannung Sy gemäß Pig. 7 an den Eingang t^ angelegt wird, wodurch sich ein Ausgangsstrom S. ergibt, der vom Ausgang tp durch die Lastimpedanz Z-j- fließt. Der Laststrom S. enthält eine Komponente M, welche durch den Bipolartransistor Q- fließt, sowie eine Komponente H, die durch den PET Q₂ fließt, wie dies aus Pig. 7 hervorgeht.

Es wird daran erinnert, daß bei dieser Ausführungsform die Verstärkerschaltung für einen B-Betrieb vorgespannt wird. Da demzufolge die Größe der Eingangsspannung Sy, die beispielsweise während des negativen Halbzyklus angelegt wird, erhöht wird, wird der Drain-Strom Ijj, welcher durch den PET Q₂ fließt, entsprechend

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entlang der Lastlinie 1I₁ vom Punkt P- zum Punkt P₂ erhöht. Während der anfänglichen Erhöhung der Größe der Eingangsspannung wird die Basiselektrode des Bipolartransistors Q₁ in Sperrichtung vorgespannt und dessen Kollektorstrom I„ wird praktisch gleich Mull. Wenn nun die Eingangsspannung auf die Größe V- erhöht wird, schneidet ersichtlicherweise die Lastlinie h-. die Kennlinie S« am Punkt Pp, an welchem der Laststrom nunmehr gleich groß L, ist. An diesem Punkt ist nunmehr die Basis des Bipolartransistors Q- in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß der Transistor leitend wird und ein Kollektorstrom durch ihn hindurohfließt. Da die Größe der Eingangsspannung weiter erhöht wird, wird der gesamte Laststrom, welcher gleich der Summe aus dem Kollektorstrom Iq und dem Drain-Strom Lj i3t, weiter bis zum Punkt P* entlang des sich ergebenden bzw. zusammengesetzten Lastlinienbereichs hp erhöht. Es ist jedoch zu beachten, daß während der Erhöhung der Eingangsspannungsgröße vom Niveau V- der PET entlang der Kennlinie S_fo arbeitet, so daß der Drain-Strom 1^ vom Punkt P₂ zum Punkt P₅ abnimmt, wobei letzterer Punkt im Ursprung 0 liegt. Zur gleichen Zeit erhöht sich der Kollektorstrom Iq entlang der Linie h~ vom Punkt P. zum Punkt P^. Es ist zu beachten, daß die Lastlinie h, die Abszisse am Punkt V- schneidet, da dies diejenige Spannung darstellt, an welcher der Bipolartransistor Q₁ erstmalig leitfähig wird. Da die Abnahme des Drain-Stroms von einer ähnlichen Zunahme des Kollektorstroms begleitet wird, ist ersichtlich, daß der sich aus Addition ergebende Laststrom, der gleich der Summe der Kollektor- und Drain-Ströme ist, durch die sich ergebende bzw. zusammengesetzte Lastlinie hp wiedergegeben werden kann.

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Obgleich vorstehend der Betrieb des Verstärkers beschrieben wurde, dessen Ausführungsform in Fig. 6 veranschaulicht ist und wobei der Verstärker für einen B-Betrieb vorgespannt ist, vermag der Verstärker auch gewünschtenfalls in jeder anderen Betriebsart arbeiten. Der B-Betrieb wurde zum Zwecke der Erläuterung ausgewählt; ersichtlicherweise kann die Eingangsspannung Sy auch von einem Maximalpunkt entlang der dargestellten Achse zu einem minimalen Spitzenpunkt während des negativen Halbzyklus abnehmen. Dies bedeutet, daß anstelle der vorbeschriebenen Erhöhung der Größe der Eingangsspannung alternativ auch eine Erniedrigung der Eingangsspannungsamplitude vorliegen kann.

Obgleich der Bipolartransistor Q.. gemäß der Ausführungsform nach Fig. 6 aus einem verbesserten Bipolartransistor der vorstehend und unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 5 erläuterten Art bestehen kann, kann die Erfindung auch aus einem Bipolartransistor bekannter und vorher benutzter Art bestehen. Fig. 8 veranschaulicht eine Ausführungsform eines Verstärkers gemäß der Erfindung, bei der ein derartiger bereits bekannter Bipolartransistor Q₁ verwendet wird. In Fig. 8 stellen gleiche Bezugsziffern, die entsprechenden Teile dar, die vorher unter Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben wurden.

Die Emit-ter-Basis-Durchbruchspannung bei geöffnetem Kollektor des konventionellen Bipolartransistors ist im Vergleich su der Kollektor-Basis-Spannung bei geöffnetem Emitter vergleichsweise niedrig. Demzufolge

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sind der FET Qp und der Bipolartransistor Q^ zum Parallelbetrieb zusammengesehaltet, in-dem die Emitterelektrode des Transistors Q^ über einen Halbleiter-PN-Üb er gang, beispielsweise eine in Vorwärtsrichtung gepolte Diode, an die Source-Elektrode des FET Qp angeschlossen ist. Obgleich ein Eingangssignal vom Eingang t^ direkt an die Basis des Transistors Q^ angelegt wird, wird zusätzlich ein derartiges Eingangssignal über den Basis-Emitter-Kreis des Transistors an die Gate des FET Qp angelegt.

Da die Arbeitsweise der in Fig. 8 dargestellten Ausführungsform der Erfindung im wesentlichen gleich der vorbeschriebenen Arbeitsweise der unter Bezugnahme auf Fig. 6 erläuterten Ausführungaform ist, erübrigt sich eine weitere Beschreibung dieses Ausführungsbeispiels.

Der unter Bezugnahme auf die Ausführungsformen der Fig. 6 und 8 erläuterte Verstärker kann beispielsweise bei Gegentaktverstärkern angewandt werderi, bei welchen Ausgangssignale mit hohem Wert zu einer Lastimpedanz geführt werden. Eine Ausführungsform eines derartigen Gegentaktverstärkers ist schematisch in Fig. 9 wiedergegeben. Gemäß Fig. 9 besteht eine Stufe des Gegentakt-Verstärkers aus dem Bipolartransistor Q- und dem FET Q₂ , die zur Ausführung eines Parallelbetriebs miteinander verbunden sind. Eine komplementäre Stufe des Gegentakt-Verstärkers besteht aus einem Bipolartransistor Q., und dem FET Qp-u» die ebenso zur Ausführung eines Parallelbetriebs miteinander verbunden sind. Die jeweiligen Bipolartransistoren können von der Art sein, wie sie zuvor unter

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-2A-

Bezugnahme auf die Pig. 4 und 5 beschrieben wurden. Der Bipolartransistor (L kann ein NPN-Transistor und der FET Qp ein N-Kanal-FET sein; die Verbindungen zwischen dem Bipolartransistor und dem Feldeffekttransistor sind im wesentlichen die gleichen wie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 6. Die komplementäre Stufe besteht aus einem PNP-Bipolartransistor und einem P-Kanal~FET, die in analoger Weise wie die Ausführungsform nach Fig. 6 miteinander verbunden sind. Eine Quelle zur Lieferung eines positiven Arbeitspotentials +B2 ist an die zusammengeschalteten Kollektor- und Source-Slektroden des Bipolartransistors Q₁ und des FET Q₀ angeschlossen.

ι a c. β.

Eine Quelle zur Lieferung eines negativen Betriebspotentials -Bp ist dagegen an die zusammengeschalteten Kollektor- und Source-Elektroden des Bipolartransistors Q₁-, und FET Qp, angeschlossen. Die Emitter und Drain-Elektroden jeder Stufe des Gegentaktverstärker sind mit dem Ausganganschluß t_? zusammengeschaltet, welcher seinerseits an die Last-Impedanz Z-^ angeschlossen ist.

Jede Stufe des Gegentaktverstärker kann mit geeigneten' Vorspannungspotentialen gesx^eist werden und ein Eingangssignal empfangen. Zu diesem Zweck ist eine Spannungsquelle zur Lieferung einer Vorspannung B~ vorgesehen, deren positiver Anschluß über einen ersten Eingang t.^ an die Basis- und Gate-Elektroden des Transistors Q^ und des FET Qp. angeschlossen ist. Der negative Anschluß der Spannungsquelle zur Lieferung der Vorspannung B, steht über einen zweiten Eingang t₁ mit den Basis- und

I el

Gate-Elektroden des Transistors Q^ und des FET Qo in Verbindung. Außerdem ist ein Eingangssteuertransistor Q, vorgesehen, dessen Kollektor-Emitter-Sohaltung als Serien-

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Schaltung zwischen den negativen Anschluß der Spannungsquelle Β-? und eine negative Spannungsquelle -B. eingeschaltet L3t. Die Basis des Steuertransistors Q, steht mit dem Eingangsanochiuß t^ in Verbindung. Um die Eingangsschaltung zu vervollständigen ist der Kollektorkreis des Transistors Q^, zusätzlich über die Vorspannungsquelle B^. an den Lastwiderstand R. und danach an eine Quelle zur Lieferung eines positiven Betriebspotentials +B₁ angeschlossen. Der Steuer- oder Treibertransistor Q, liefert somit ein Eingangssignal zu den jeweiligen Eingangsanschlüasen t.. und t.j_b, welches über die Vorspannungs quelle an den Eingangs ans chluß t-, angelegt wird.

Bei der in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform der Erfindung wird der Gegentaktverstärker für einen B-Betrieb vorgespannt, so daß die positiven und negativen Halbzyklen eines Eingangssignals durch den Treibertransistor Q-r an die Eingangsanschlüsse t. bzw. t.., angelegt

werden. Somit stellt diese Ausführungsform einen Gegentakt-Verstärker mit Eintaktausgang dar. Das Arbeitspotential B. ist bei diesem Verstärker größer als das Arbeitijpotential Έ>2· -^^β Emitter-Basis-Durchbruchsspannung.!.ι der jeweiligen Bipolartransistoren Q₁ und Q₁, bei f.vioffnetem Kollektor können ebenfalls mehr als das Doppelte der Pinch-off-Spannungen V der FET's Qp und Qp^ betragen.

Da der Bipolartransiatoi* über einen Bereich niedriger Kollektor-Kmitter-Spannung hinv/eg betrieben wird, wie dies durch die Kennlinien nach B¹Ig. 7 veranschaulicht ist, wird ersichtlicherweise der Kollektorverlust des Transistors auf ein Minimum reduziert, so daß hierbei

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ein kleiner Kühlkörper verwendet werden .kann. Obgleich die in Fig. 8 dargestellte Ausführungsform für die entsprechenden Gegentaktverstärkerstufen verwendet werden kann, wird vorzugsweise der oben unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 5 beschriebene Bipolartransistor benützt, so daß keine Diode verwend.et werden braucht und der Aufbau der Verstärkerschaltung vereinfacht werden kann. Der Gegentaktverstärker der dargestellten Au3fuhrung3form zeigt die notwendigen Schalteigenschaften zur Verwendung in einer Gegentaktanordnung, besitzt zufriedenstellende Sättigungseigenschaften, um eine große Signalver3tärkung zu ermöglichen; bei diesem Verstärker tritt ferner ein niedriges Geräusch auf und er besitzt eine hohe Basis-Emitter-

geöffnetem Kollektor sowie eine sehr effektive Spannungsquellen-Nutzungsrate.

Im folgenden wird eine weitere Ausführungsform der Erfindung im Hinblick auf einen Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang erläutert. Wie sich aus Fig. 10 ergibt, besteht eine Stufe deo Gegentaktverstärker aus einem PNP-Bipolartransistor Q_1& und einem P-Kanal-FET Q_2&, wobei dieser FET für eine Triode typische dynamische Kennlinien besitzt. Die andere Stufe des Gegentaktverstärker ist komplementär sur ersten Stufe ausgebildet und besteht aus einem NPN-Transiator Q^ und einem N-Kanal-FET Q_2b, wobei dieser FET ebenfalls für eine Triode typische dynamische Kennlinien aufweist.

Der Transistor CL ist mit dem FET Q_2a zur Ausführung eines Parallelbetriebs verbunden. Insbesondere wird der Transistor Q₁ solange nichtleitend gehalten, bis

I 3*

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der durch den PET Qp fließende Strom einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet. Zu diesem Zweck ist eine Detektor- oder Meßschaltung vorgesehen, um den Wert des durch dm PET fließenden Stroms festzustellen, um den Transistor in dessen Leitzustand zu aktivieren, wenn der erfasste Stromwert den vorbestimmten Schwellwert überschreitet. Bei einer Ausführungsform einer geeigneten Meßschaltung ist ein Widerstand R₀ mit der Source-Elektrode des PET verbunden. Die durch den Widerstand R_2a ^²¹^ ^ie Source-Elektrode festgelegte Verbindung steht über einen Widerstand R₁ mit der Basis des Transistors CL in Verbindung. Perner ist gemäß Pig. 9 der Widerstand R₂ mit dem Emitter des Transistors CL sowie der Arbeits-

I S·

potentialquelle +B.. verbunden.

Eine ähnliche Moßschaltung ist vorgesehen, um den Stromwert des durch den PET Q₂ fließenden Stroms festzustellen und den Transistor Q-^ in dessen Leitzustand zu aktivieren, wenn der PET-Strom einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet.

Die Kollektor- und Drain-Elektroden des Transistors Q₁ und des PET Q₂ sowie des Transistors Q₁, und des PET Q_2b sind direkt miteinander verbunden sowie an den Ausgangsanschluß t₂ angeschlossen. Somit fließt ein Strom von den zugeordneten Gegentaktstufen vom Ausgangsanschluß durch die Last-Impedanz Zj. Es wird betont, daß die jeweiligen Meßschaltungen, die oben beschrieben wurden, nicht nur dazu dienen, den durch den PET

fließenden Strom festzustellen, sondern auch denjenigen Strom zu erfassen, welcher durch den PET und somit über

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den Ausgangsanschluß t_? zur Last fließt. Geeignete Vorspannungspotentiale und Eingangssignale, die verstärkt werden sollen, werden an die entsprechenden Gate-Elektroden der FET's Qp und Q₂₁₃ des zweistufigen Α-Verstärkers angelegt. Bei einer Betriebsart des Verstärkers werden die GegentaktYerstärkerstufen zur Ausführung einer B-Verstärkung vorgespannt. Die erste Stufe des A-Verstärkers enthält die komplementären Bipolartransistoren Q~ und Q-z-k· Die Basis-Elektroden dieser Transistoren sind jeweils mit den Eingangsanschlüssen t- bzw. t..-, verbunden, um die zu verstärkenden Eingangssignale zu empfangen. Der Emitter des Transistors Q-, steht über einen Emitter-Widerstand R^ mit der Arbeitspotentialquelle +B₁ in Verbindung; der Kollektor dieses Transistors liefert das empfangene Eingangssignal über einen Widerstand R. und über einen noch zu erläuternden Transistor Q. an die Gate des I¹ET Q_2a· ^Der Eingangstransistor Q,^ ist symmetrisch geschaltet, um das am Eingangsanschluß t--> empfangene Eingangssignal über den Widerstand R.. und einen noch zu erläuternden Transistor Q., an die Gate des I¹ET Q₂-U anzulegen. Die Transistoren Q^_n und Q~, der ersten Stufe

Jo. jV)

sind komplementär, so daß - falls der Transistor Q- ein

JO.

PNP-Transistor ist- der Transistor Q,-, dann ein NPN-Transistor ist.

Die zweite Stufe des Α-Verstärkers besteht aus komplementären Transistoren Q. und Q/^» welche die zugeordneten Vorspannungspotentiale an die FET 's Q₂ und Qp-, anlegen können. Wenn der Transistor Q. durch einen NPN-Transistor gebildet wird, ist der Transistor Q.^ ein

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PNP-Transistor. Eine konstante Spannungsspeisung, die aus einer Vielzahl von in Serie geschalteten Dioden D. bis D. besteht, ist beispielsweise über Widerstände R. und R., an die jeweilige Basis der Transistoren Q, und Q., angeschlossen. Gemäß Fig. ist weiterhin ein Kondensator C. parallel zu der Serienschaltung aus den Dioden D₁ bis D- geschaltet. Die Dioden liegen außerdem an den jeweiligen Kollektoren der komplementären Transistoren Q- und Q-, der ersten Stufe an, wie aus Fig. 10 ersichtlich ist. Ein variabler Widerstand R,-, der ein Potentiometer, ein Rheostat od. dgl. sein kann, liegt direkt an den entsprechenden Basis-Elektroden der aus komplementären Transistoren bestehenden zweiten Stufe und vermag aufgrund einer Betätigung die durch diese komplementären Transistoren zu den Gate-Elektroden der FET's geführten Vorspannungen einzustellen.

Die Kollektorkreise der komplementären Transistoren Q, und Q,^ sind an Betriebspotentialspeisungen entgegengesetzter Polarität +B₂ und -Bp über Widerstände Rg bzw. Rg_b angeschlossen. Die jeweiligen Emitter-Elektroden dieser komplementären Transistoren sind durch den Emitter-Widerstand R~_a bzw. Rj-^ an den Ausgang t₂ angelegt. Bei der in Fig. 10 dargestellten Ausführungsform ist das Arbeitspotential Bp größer als das Arbeitspotential B₁.

Während des Betriebs werden die an die Eingänge t.. und t_1b angelegten Eingangssignale durch die Treibertransistoren Q, und Q^-J₃ über die Vorspannungstransistoren

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Q- und Q.-jj in abwechselnden Halbzyklen an die Gegentaktverstärkerstufen angelegt. Die auf diese Weise zu den Gate-Elektroden der I¹ET's geführten Eingangs-

' signale werden den Vorspannungen überlagert, welche durch, die Vorspannungstransistoren Q. und Q-. erzeugt werden. Da die Spannung an den jeweiligen Basis-Elektroden dieser Transistoren wegen der durch die in Serie

- geschalteten Dioden erzeugte konstante Spannungsspeisung eine konstante Spannung darstellt, werden die Kollektorströme der Transistoren Q. und Q.^ konstant gehalten, so daß die FET-Gate-Elektroden mit vorbestimmten Vorspannungspotentialen gespeist werden»

Wenn die Eingangssignale niedrige Amplitude besitzen, sind nur die PET's Q„ und Q₃₁₃ leitend, während die Transistoren Q₁ und Q₁^ gesperrt sind. Da sich der

Wert des Eingangssignals erhöht, erhöhen sich die durch die FET's fließenden Ströme in entsprechender Weise; ebenso erhöht sich der Laststrom. Da die'FET-Ströme ansteigen, erhöhen sich auch die durch die Detektor-Widerstände Rp und Rp^ fließenden Ströme entsprechend, wodurch sich diejenigen Spannungen ändern, die an die Basen der Transistoren Q₁ und Q--. angelegt werden. Wenn somit die FET-Ströme (oder der Laststrom) einen Schwellwert überschreiten, der durch die Widerstandswerte der Widerstände R-|_af Ro» ¹^ ^R1b' ^R2b bestimmt wird, werden die Transistoren Q₁ und Q₁^ leitend. Zu diesem Zeitpunkt wirken die Transistoren und die PET's, die in den jeweiligen Gegentaktstufen vorgesehen sind, zusammen und die Summe der Ströme, die hierdurch fließen, wird zur Last-Impedanz geführt.

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Bei der in Fig. 10 gezeigten Ausführungsform speisen die PET's die Last-Impedanz mit einem verstärkten Strom in einer Drain-Folger-Konfiguration. Eine abgewandelte Ausführungsform wird nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 11 erläutert, in welcher eine Source-Folger-Anordnung gezeigt ist. In Pig. 11 bezeichnen die gleichen Bezugszeichen gegenüber den vorhergehenden Figuren jeweils gleiche Teile. Jede Gegentaktstufe besteht aus einem Bipolartransistor, der mit einem FET zur Ausführung eines Parallelbetriebs mit letzterem verbunden ist, wobei der FET für eine Triode typische dynamische Kennlinien aufweist. Eine Detektor- bzw. MeßtuLaltung ist in jeder Gegentaktstufe zur Erfassung eines Überschreitens eines Schwellweftes durch den FET- oder Last-Strom vorgesehen, um dann den Bipolartransistor in seinen Leitzustand zu aktivieren. Die FET Q₂ und Q₂₁₃ gemäß Fig. 11 unterscheiden sich von den entsprechenden FET's gemäß Fig. 10 dadurch, daß die in Fig. 11 enthaltenen FET's in einer Source-Folger-Anordnung vorgesehen sind. Entsprechend ist ein N-Kanal-FET an einen PNP-Transistor und ein P-Kanal-FET an

einen NPN-Transistor angeschlossen. Die Source-Elektrode des FET Q₂ steht mit dem Kollektor des Transistors Q₁ in Verbindung und ist außerdem an den Ausgangsanschluß tp angeschlossen, an welchem die Last-Impedanz Z-, anliegt. In ähnlicher Weise steht die Source des PET Q₂-, direkt mit dem Kollektor des Transistors Q.., "und zusätzlich mit dem Ausgangsanschluß t₂ in Verbindung.

Der Gegentaktverstärker wird durch eine A-Eingangsstufe angesteuert, die beide Eingangssignale und geeignete

Vorspannungspotentiale an die Gegentaktstufen anlegt. Bei

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einem Beispiel der dargestellten Ausführungsform wird der Gegentaktverstärker mit Vorspannungspotentialen gespeist, so daß er al3 B-Verstärker arbeitet. Die Eingangs-Treiberstufe enthält einen Treiber-Transistor Qg, dessen Basis an den Eingang tangeschlossen ist, um ein Eingangssignal zu empfangen, welches verstärkt werden kann. Ein Emitter-Widerstand R₁₁ ist zwischen den Emitter dieses Transistors und eine negative Arbeitspotentialspeisung -B2 eingeschaltet. Ein Basis-Widerstand R-^ verbindet die Basis des Transistors Qg mit dieser Betriebspotentialquelle. An den Kollektor des Transistors Qg ist eine Vorspannungsschaltung angeschlossen, um das Eingangssignal zu den zugeordneten Gate-Elektroden der FET's Q₂ und Qp-, zu führen.

Das Vorspannungsnetzwerk besteht aus einer Konstantstromquelle, die einen Transistor Qc enthält, dessen Basis an einer konstanten Spannung anliegt. Die konstante Spannung wird durch eine Serienschaltung von Dioden, beispielsweise der Dioden Df- bis Dr, festgelegt, wobei sich diese Serienschaltung zwischen der positiven ArbeitspotentiaLspannungsquelle +Bp und der Basis des Transistors Qr- befindet. Ein Widerstand R_{1 ?} liegt zwischen der jeweiligen Basis der Transistoren Qc und Qg, um eine aus Dioden, dem Widerstand R- ρ und. dem Widerstand R-, bestehende Serienschaltung zu bilden, die zwischen der positiven und negativen Arbeitspotentialspeisequelle Bp liegt, wie dies aus Fig. 11 hervorgeht.

Zur Vervollständigung der Konstantstromquelle ist der

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Kollektor des Transistors Q_c über den Kollektorwiderstand ILq an die positive Betriebspotentialquelle +Bp und der Emitter dieses Transistors über den variablen Widerstand R₁- an den Kolektor des Treiber-Transistors Qg angeschlossen. Ein Kondensator Cp liegt parallel zum variablen Widerstand R,-. Wie aus Fig. 11 ferner hervorgeht, steht der Kollektor des Transistors Qg direkt mit der Gate des FET Q_2a in Verbindung und ist über den variablen Widerstand R<- an die Gate des I¹ET Qp^ angeschlossen·

Die an die Basis des Transistors Q₁- angelegte konstante Spannung ergibt einen konstanten Strom durch dessen

Kollektor-Emitter-Kreis. Durch Einstellung des.Widerstandswerts des Widerstands R_c können die hierbei anti

liegenden Spannungen entsprechend eingestellt werden, so daß einstellbare Vorspannungspotentiale an die PET¹s angelegt -werden. Wenn infolgedessen ein Eingangssignal an den Eingang t^ angelegt wird, überlagert der Treiber-Transistor Qg dieses Eingangssignal den Vorspannungspotentialen, die an den Gate-Elektroden der zugehörigen PET's erzeugt werden. Die Verstärkerschaltung der Ausführungsform nach Pig. 11 arbeitet im wesentlichen in gleicher Weise wie die zuvor unter Bezugnahme auf Pig. beschriebene Verstärkerschaltung.

Die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung, wie sie vorstehend unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen erläutert wurde, kann ersichtlicherweise mit geeigneten Vorspannungspotentialen gespeist werden, so daß

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sie als A-, AB-, B- oder C-Verstärker arbeiten kann. Die spezielle Betriebsweise des Verstärkers ist für die Erfindung nicht kritisch. Die Meß- oder Detektor-Schaltungen nach den Pig. 10 und 11 dienen zur Betätigung der bipolaren Transistoren bei Erfassung des FET-Stroms; die Bipolartransistoren können in den Leitzustand verbracht werden, wenn der Drain-Strom, der Source-Strom oder die Gate-Spannung des 5¹ET einen vorbestimmten Schwellwert überschreiten. Auf diese Weise kann die Leitfähigkeit des Bipolartransistors durch Erfassung eines der vorgenannten Parameter des FET wie auch durch Feststellung, wann der Sättigungsbereich dieses FET erreicht wurde, gesteuert werden. Das Verhältnis zwischen den Leistungsverlusten des FET und des Bipolartransistors kann in genauer Weise gewählt werden, 30 daß mit niedrigeren FET-Verlusten das gleiche Ausgangssignal erhalten werden kann.

Die Erfindung wurde unter Bezugnahme auf Gegentaktverstärker näher erläutert. Die Erfindung läßt sich jedoch, auch bei anderen Verstärker-Anordnungen gebrauchen, bei welchen gute Sättigungseigenschaften, minimale Cross-over-Verzerrung, hohe Durchbruchspannungseigenschaften, niedrige Kollektorverluste und gute Schalteigenschaften erwünscht sind.

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Claims

It 3182

Patentansprüche

Transistorverstärker mit einem die dynamischen Eigenschaften einer Triode aufweisenden Feldeffekttransistor bzw. FET in Kombination mit einem Bipolartransistor zur Ausführung eines Parallelbetriebs mit dem Bipolartransistor, wobei der FET Drain-, Gate- und Source-Elektroden sowie einen Stromfluß aufweist, welcher die Funktion eines Eingangssignals darstellt ι wobei der Bipolartransistor Kollektor-, Basis- und Emitter-Elektroden aufweist und wenigstens eine der Kollektor- und Emitter-Elektroden direkt mit wenigstens einer der Drain- und Source-Elektroden verbunden ist, mit einer an die FET-Bipolartransistor-Kombination angeschlossenen Einrichtung, um wenigstens einen Teil der durch den FET und den Bipolartransistor fließenden Ströme zu einer Last zu führen, mit an die FET-Bipolartransistor-Kombination angeschlossenen Source-Elektroden zur Zuführung wenigstens eines Teils der FET- und Bipolartransistor-Ströme zu einer Last und mit einer Einrichtung zur Zuführung des Eingangssignals zur FET-Bipolartransistor-Kombination, d a d u r ο h gekennzeichnet, daß der Bipolartransistor im wesentlichen gesperrt ist, bis der Feldeffekttransistorstrom einen Schwellwert erreicht und daß

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bei Erreichen des Sehwellwertes durch den PET im
Bipolartransistor ein Stromfluß auftritt, der eine Funktion des Eingangssignals darstellt.

2. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch, gekennzeichnet, daß ein Halbleiter mit einem PN-Übergang zur Verbindung der Emitterelektrode mit
der Sourceelektrode vorgesehen ist.

5. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gateelektrode direkt an die Emitterelektrode angeschlossen ist.

4. Transistorverstärker nach Anspruch 31 dadurch gekennzeichnet, daß die Last direkt mit der Sourceelektrode in Verbindung steht.

5· Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß der Bipolartransistor einen ersten
Halbleiterbereioh eines ersten Leitungstyps, einen zweiten Halbleiterbereich eines zweiten Leitungstyps, der neben dem ersten Halbleiterbereich angeordnet ist, einen dritten Halbleiterbereich des
ersten Leitungstyps, welcher neben dem zweiten Halbleiterbereich angeordnet ist und eine im ersten Halb leiterbereich befindliche Potentialbarriere in Abstand zu demjenigen Übergang und gegenüberliegend diesem Übergang vorgesehen ist, welcher von den
ersten und zweiten Halbleiterbereiohen festgelegt ist, daß die Potentialbarriere ein Energieniveau auf

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weist, welches höher als das der in den ersten Halbleiterbereich injizierten Minoritätsträger ist, wobei diese Potentialbarriere von dem genannten Übergang um einen Abstand entfernt ist, welcher kleiner ist als die Diffusionslänge der Minoritätsträger.

6. Transistorverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Drain-, Gate- und Sourceelektroden direkt mit der Kollektor- bzw. Basisbzw. Emitterelektrode verbunden sind, daß die Last mit zusammengeschalteten Source- und Emitterelektroden verbunden ist und daß das Eingangssignal zu den zusammengeschalteten Gate-und Basiselektroden geführt wird.

7. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an den PET eine Detektor- bzw. Meßeinrichtung angeschlossen ist, welche feststellt, wann der.FET-Strom den Schwellwert erreicht, um den Bipolartransistor in seinen Leitzustand zu verbringen,

8. Transistorverstärker nach Anspruch 7ι dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erfassung des PET-Stroms die Basiselektrode mit den Drain- und Sourceelektroden verbindet.

9. Transistorverstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erfassung des PET-Stroms einen ersten Widerstand zur Verbindung der Basiselektrode mit einer der Drain- und Source-

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elektroden sowie einen zweiten Widerstand aufweist, der in Serie zum FET geschaltet ist und durch den der FET-Strom fließt, und daß eine der Kollektor- und Emitterelektroden direkt an die andere der Drain- und Sourceelektroden sowie an die Last angeschlossen ist.

10. Transistorverstärker nach Anspruch 9 t dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Widerstand zwischen die Sourceelektrode und die Einrichtung zur Zuführung eines Arbeitspotentials, eingeschaltet ist und daß der PET und der Bipolartransistor gleichen leitungstyps sind.

11. Transistorverstärker nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Widerstand zwischen die Drainelektrode und die Einrichtung zur Lieferung des Betriebspotentials eingeschaltet ist und daß der Feldeffekttransistor und der Bipolartransistor von entgegengesetztem Leitungstyp sind.

12..Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter FET mit für eine Triode typischen dynamischen Eigenschaften in Verbindung mit einem zweiten Bipolartransistor zum Parallelbetrieb mit letzterem vorgesehen ist, daß der zweite FET Drain-, Gate- und Sourceelektroden sowie einen Stromfluß aufweist, der eine Funktion des Eingangssignals darstellt, daß der zweite Bipolartransistor Kollektor-, Basis- und Emitterelektroden aufweist im& daß wenigstens eine der Kollektor- und Emitterelektroden

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direkt an wenigstens eine der Drain- und Sourceelektroden des zweiten FET angeschlossen ist, daß der zweite Bipolartransistor im wesentlichen nichtleitend ist, bis der Strom des zweiten PET einen Schwellwert erreicht und daß dann ein Stromschluß als Funktion des Eingangssignals in dem zweiten Bipolartransistor vorliegt, sobald der Strom des zweiten Feldeffekttransistors den Schwellwert erreicht, und daß die erste und zweite Kombination aus Bipolartransistor und FET miteinander verbunden sind, um einen Strom zur Last in Form einer Gegentakt-Anordnung zuzuführen.

13· Transistorverstärker mit ersten und zweiten Verstärkungsschaltungen, die jeweils einen für Trioden typische Eigenschaften aufweisenden FET, welcher mit einem Bipolartransistor zur Ausführung eines Parallelbetriebs mit letzterem verbunden ist, aufweisen, mit einer an die ersten und zweiten Verstärkerschaltungen angeschlossenen Einrichtung zur Lieferung des dabei erzeugten Stroms zu einer Last im Gegentaktverhältnis, und mit einer Einrichtung zur Lieferung des Eingangssignals an die ersten und zweiten Verstärkerschaltungen, dadurch gekennzeichnet, daß der Bipolartransistor im wesentlichen nichtleitend ist, bis der Sättigungszustand des FET erreicht ist, daß jeweils die erste und zweite Verstärkungsschaltung Ausgangsströme erzeugen, die der Summe der Ströme proportional sind, welche durch den FET und den Bipolartransistor fließen.

14. Transistorverstärker nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Bipolartransistor jeder Verstärker-

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schaltung symmetrische Arteitseigenschaften gegenüber den Kollektor-Basis- und Emitter-Basis-Übergängen derselben aufweist und daß die Basis-Emitter-Durchbruchspannung bei geöffnetem Kollektor vergleichsweise hoch und gleich der Basis-Kollektor-Durchbruchspannung bei geöffnetem Emitter ist.

15. Transistorverstärker nach Anspruch 14-, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Bipolartransistor einen ersten Halbleiterbereich eines ersten Leitungstyps, einen zweiten Halbleiterbereich eines zweiten Halbleitertyps, welcher neben dem ersten Halbleiterbereich angeordnet ist, einen dritten Halbleiterbereich des ersten Leitungstyps, welcher neben dem zweiten Halbleiterbereich angeordnet ist und eine Potentialbarriere aufweist, daß im ersten Halbleiterbereich eine Potentialbarriere angeordnet ist, die in Abstand zu demjenigen Übergang und diesem Übergang gegenüberliegend angeordnet ist, welcher durch den ersten und zweiten Halbleiterbereich 'gebildet wird, daß die Potentialbarriere ein Energieniveau aufweist, welches größer als das derjenigen Minoritätsträger ist, welche in den ersten Halbleiterbereich injiziert werden, wobei diese Potentialbarriere in einem Abstand zu dem genannten Übergang liegt, welcher kleiner als die Diffusionslänge der Minoritätsträger ist.

16. Transistorverstärker nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Brain-, Gate- und Sourceelektroden des PET jeder Verstärkerschaltung direkt an die Kollektor- bzw. Basis- bzw. Emitterelektrode des darin vorgesehenen Bipolartransistors angeschlossen

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sind und daß die Last mit den zusammengeschalteten Source- und Emitterelektroden jeder Verstärkerschaltung verbunden ist.

17. Transistorverstärker nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Speisung "bzw. Übertragung des Eingangssignals eine Vorspannungseinrichtung enthält, die an die erste und zweite Verstärkerschaltung zur Zuführung entsprechender Vorspannungspotentiale an letztere angeschlossen ist und daß an die Vorspannungseinrichtung zum Empfang des Eingangssignals eine Treibereinrichtung angeschlossen ist, um das Eingangssignal über die Vorspannungseinrichtung an die erste und zweite Verstärkerschaltung anzulegen.

18. Transistorverstärker mit ersten und zweiten Verstärkerschaltungen, die in Gegentaktanordnung zur Lieferung eines Stroms zu einer Last angeordnet sind, mit einer Einrichtung zur Zuführung eines Eingangssignals zu den ersten und zweiten Verstärkerschaltungen, dadurch gekennzeichnet, daß jede Verstärkerschaltung einen PET mit den dynamischen Eigenschaften einer Triode, einen mit dem FET zur Ausführung eines Parallelbetriebs verbundenen Bipolartransistor und eine an den PET angeschlossene Schaltung aufweist, welche feststellt, wenn der durch den FET an die Last angelegte Strom einen vorbestimmten Wert überschreitet, um den Bipolartransistor in seinen Leitzustand zu verbringen.

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19. Transistorverstärker nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Zuführung eines Eingangssignals eine an die FET¹S angeschlossene Vorspaimungseinrichtung aufweist, wobei diese FET's in der ersten und zweiten Verstärkerschaltung zur Zuführung der jeweiligen Vorspannungspotentiale an letztere vorgesehen sind und daß eine Treibereinrichtung an die Vorspannungseinrichtung zum Empfang des Eingangssignals und zum Anlegen desselben über die Vorspannungseinrichtung an die zugeordneten FET¹S vorgesehen ist.

20. Transistorverstärker nach Anspruch 19» dadurch gekennzeichnet, daß die Vorsρannungseinrichtung eine an einen Widerstand angeschlossene Konstantstromquelle zur Erzeugung der zugeordneten Vorspannungspotentiale an dem Widerstand aufweist.

21. Transistorverstärker nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiber- bzw. Steuereinrichtung einen Treibertransistor aufweist, dessen Kollektor-Emitter-Kreis in Serie zur Konstantstromquelle und dem Widerstand geschaltet ist und daß der Ausgang des Treibertransistors mit den zugeordneten FET's verbunden ist.

22. Transistorverstärker nach Anspruch. 19» dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinrichtung einen ersten und zweiten Vcr3pannungstransistor aufweist, deren jeweilige Kollektorelektroden mit der Arbeits-

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spannungsspeisequelle verbunden sind, daß die jeweiligen Kollektorelektroden mit den zugeordneten PET's verbunden sind, die in den ersten und zweiten Verstärkungstransistoren angeordnet sind und daß eine Einrichtung zum Anlegen entsprechender Vorspannungen an die Basiselektroden der ersten und zweiten Vorspannungstransistoren vorgesehen sind.

23. Transistorverstärker nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Anlegen zugeordneter Vorspannungen eine Konstantstromquelle aufweist, die an die Basiselektroden der ersten und zweiten Vorspannungstransistoren angeschlossen ist und daß ein variabler Widerstand an die Basiselektroden der ersten und zweiten Vorspannungstransistoren angeschaltet ist.

24. Verstärkertransistor nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Treibereinrichtung erste und 'zweite Treibertransistoren zum Empfang des Eingangssignals enthält und daß die Kollektorelektroden der ersten und zweiten Treibertransistoren an die Basiselektroden des ersten bzw. zweiten Vorspannungstransistors angeschlossen sind.

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