DE2502610A1

DE2502610A1 - Intrusionsfuehler fuer eine mikrowellenschranke

Info

Publication number: DE2502610A1
Application number: DE19752502610
Authority: DE
Inventors: Alan David Woode
Original assignee: Microwave and Electronic Systems Ltd
Current assignee: Microwave and Electronic Systems Ltd
Priority date: 1974-01-23
Filing date: 1975-01-23
Publication date: 1975-07-24
Also published as: FR2258675B1; FR2258675A1; US4079361A; DE2502610C2; JPS50115799A; AU7744075A; GB1475111A; AU507209B2

Description

S 02 SJ 0

Intrusionsfühler für eine Mikrowellenschranke

Die Erfindung betrifft einen Intrusionsfühler für eine Mikrowellenschranke, bei welcher ein Strahlenbündel erzeugt und ein Alarm ausgelöst wird, wenn das Bündel zumindest teilweise unterbrochen wird. Fühler dieser Art werden häufig als "Schranke" bezeichnet, weil sie eine Grenze festlegen, deren Übertretung als unzulässig angesehen wird.

Derartige Intrusionsfühler sind bekannt. Sie werden üblicherweise auf Mikrowellenfeequenzen betrieben, bei denen die Antennen zur Gewährleistung eines praktikablen Strahlenbündels die praktisch einsetzbare Größe besitzen. Bei den bisher bekannten Systemen dieser Art sind ein Sender und ein Empfänger so aufgestellt, daß ihre geweiligen Antennen, welche dabei gleichartig sein können, längs der Grenze ausgerichtet sind, an welcher die Schranke eingerichtet werden soll. Bei der derzeit am häufigsten angewandten Mikrowellenschranke sind die Antennen höchstens mehrere Dezimeter (einige Fuß) hoch über dem Erdboden angeordnet, so daß sie eine Schranke ergeben. Diese wurde von einer die überwachte Grenze überschreitenden Person durchbrochen werden und darf jedoch nicht so hoch über dem Erdboden liegen, daß eine Person unter ihr hindurchzukriechen vermag. Die Schranke sollte dabei auch so hoch sein, daß sie nicht überstiegen werden kann, andererseits aber nicht so hoch sein, daß die Bewegung eines Eindringlings durch die Schranke 509830/0355

eine für die zuverlässige Feststellung zu geringe Störung des empfangenen Signals verursacht. Die bisher vorgeschlagenen, dieses Erfordernis erfüllenden Mikrowellenschranken können unzulässig häufig einen falschen Alarm auslösen, Es hat sich bei ihnen gezeigt, daß erhebliche Schwierigkeiten bei der Aufstellung dieser Schranken auf gewissen Entfernungen auftreten können. Eine unzuverlässige Arbeitsweise führt aber zu einer unzulässig großen Zahl von Falschalarmen oder zum Ausbleiben eines Alarms, wenn wirklich ein dringender Fall auftritt.

Durchgeführte Untersuchungen führten zu dem Schluß, daß eine Hauptursache für die aufgetretenen Schwierigkeiten darin liegt, daß die Antennen zumindest in der lotrechten Ebene vergleichsweise große Strahlbreiten besitzen und bei den in der Praxis erforderlichen Entfernungen als Punktquellen wirken, die - wie nach'näher erläutert werden wird - Schwierigkeiten infolge von Bodenreflexion längs der überwachten Grenze verursachen. Wie gezeigt werden wird, sind derartige Systeme häufig sehr empfindlich gegenüber Bodenreflexion, was dazu führen kann, daß auf gewissen Entfernungen ein Mullsignal aufgenommen wird. Zudem ist die vom Boden reflektierte Komponente höchst empfindlich gegenüber Änderungen in der effektiven Grundebene. Hierdurch verschieben sich wiederum die Nullbereiche.

In der Praxis werden Mikrowellenschranken häufig auf unebenem und/oder freiem Gelände mit Pflanzenbewuchs 509830/0355

errichtet. Bei Mikrowellenfrequenzen beeinflußt die Vegetation, wie Gras, die Reflexion, so daß sich jahreszeitlich bedingte Änderungen der effektiven Grundebene ergeben. Kurzfristige Abweichungen können durch die im Wind bewegte Vegetation hervorgerufen werden.

Als Ergebnis der vorgenannten Untersuchungen wurde festgestellt, daß sich eine besser bestimmbare und zuverlässigere Arbeitsweise einer Mikrowellenschranke dadurch erzielen läßt, daß das System gegenüber Bodenreflexion weniger empfindlich gemacht wird. Eine Aufgabe der Erfindung ist demnach, diese Desensibilisierung herbeizuführen.

Dies wird bei einem Eindringfühler der vorgenannten Art gemäß der Erfindung erreicht durch einen Sender mit zugeordneter Antenne, die eine Strahlung längs einer zu überwachenden Strecke gerichtet erzeugt, und durch einen Empfänger mit zugeordneter Antenne zum Empfangen <foy gerichteten Strahlung, wobei der Empfänger eine auf eine Änderung der empfangenen Strahlung gegenüber einem festgelegten Pegel ansprechende Einrichtung zur Erzeugung eines ein Eindringen anzeigenden Signals aufweist, und wobei Sende- und Empfangsantenne jeweils Strahlantennen mit einer vertikalen Apertur von mindestens 0,75 m sind.

Die Verwendung von strahlbildenden bzw. Strahlantennen, die mindestens die vorgenannte vertikale Apertur besitzen, gewährleistet verschiedene Vorteile, die zunächst kurz umrissen und anschließend im einzelnen erläutert »nrden eoll_{glr Βί}

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Wie erwähnt, sollte die Schranke zumindest so hoch liegen, daß sie durch einen Eindringling nicht ohne weiteres überwindbar ist. Die Mindesthöhe der Schranke wird durch die vertikalen Aperturen der Antennen bestimmt, wobei sich die Schranke mit zunehmendem Abstand zwischen den Antennen infolge der Strahldivergenz in lotrechter Eichtung verbreitert. Zur Sicherheitsverbesserung wird vorzugsweise eine lotrechte Apertur mit einem größeren als dem angegebenen Maß, beispielsweise von 1,5 m angewandt, obgleich - wie erwähnt - die Schrankenhöhe nicht so groß sein darf, deß die Bewegung eines Eindringlings durch die Schranke unzureichendes Empfangssignal hervorruft.

Mit einer Strahlantenne können die Auswirkungen der Bodenreflexion zumindest weitgehend ausgeschaltet werden. Zur Erzielung der besten Arbeitsweise sollte der Auftreffwinkel ( fc< ) des vom Boden reflektierten Strahlengangs zwischen Sender-und Empfangerantenne gegenüber dem Boden nicht kleiner sein als die Hälfte der Leistungshalbwertsbreite (θ) jeder Anordnung, d.h.O^ ζ 0/2. Hierdurch wird sichergestellt, daß der reflektierte Strahlengang außerhalb der Strahlungscharakteristik (-3 db.Ort) der Antennen liegt. Der Winkel C^ ist eine Ifunktipn sowohl des Abstands zwischen den Antennen als auch der Antennenhöhe; W. verkleinert sich mit der Entfernung und vergrößert sich mit der Höhe. Bei einer ausreichend großen Entfernung fällt mithin ö( schließlich auf unter 0/2 ab; im folgenden wird jedoch noch

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aufgezeigt werden, auf welche Weise die Erfindung derart realisiert werden kann, daß die Entfernung, bei welcher dies der Pail ist, größer ist als die Entfernung, die in der Praxis als erforderlich angesehen wird. Eine Vergrößerung des O^ -Werts durch Erhöhung der Antenne ist nicht zufriedenstellend, da eine praktisch eingesetzte Schranke dicht am Boden liegen muß. Im folgenden wird gezeigt, auf welche Weise aus einer lotrechten Anordnung von Strahlern.bestehende Antennen im Bodenbereich eingesetzt werden können, ohne daß die Bodenreflexion Schwierigkeiten macht. Derzeit wird vorausgesetzt, daß diese Anordnungen eine lotrechte Leistungshalbwertsbreite von höchstens 2° besitzen sollten.

Die gewünschten Strahlbreiten können mit lotrechten Aperturen der vorgeschlagenen Größe im X-.und K-Band zweckmäßig realisiert werden. Beispielsweise ergibt eine lotrechte Apertur von 1,5 m ii X-Band eine leistungshalbwertsbreite von weniger als 1°. Die gleiche Apertur ergibt im K-Band die Hälfte dieser Str»hlbreite, d.h. die gleiche Strahlbreite kann mit einer 0,75 m langen Anordnung erreicht werden.

Ersichtlicherweise ist die Antennenapertur im X- oder K-Band (^= 0,03 bzw. 0,015 m) bezüglich der Wellenlängenzahl sehr groß, so daß sehr schmale Strahlbreiten bei den praktisch erwünschten Schrankenhöhen erreicht werden können.

Erwünscht ist, daß die bei einem erfindungsgemäßen E¹Uh.-

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ler verwendeten Strahlantennen eine zirkuläre Polarisation bexvirken. Hierdurch reagiert der Fühler weniger unterschiedlich auf die Position eines Eindringlings, z.B. eines aufgerichtet gehenden oder in waagerechter Position kriechenden Mannes, als dies bei linear polarisierten Antennen der Fall sein kann. Die zirkuläre Polarisation kann auch für die Unterscheidung von Reflexionen von Fahrzeugen vorteilhaft sein. Ein weiteres Merkmal der Erfindung besteht in der Schaffung einer geschlitzten Wellenleiteranordnung, die für diesen Zweck geeignet ist.

Zur Überwachung des Pegels des empfangenen Signals wird vorzugsweise der Sender moduliert und der Pegel der festgestellten Modulation im Empfanger überwacht. Vorzugsweise sind weiterhin Vorkehrungen zum. Kompensieren von Langzeit-Änderungen im empfangenen Signalpegel vorgesehen.

Zum besseren Verständnis der Erfindung und ihrer Anwendung im Vergleich zu den bisher angewandten Punktquellenantennensystemen ist im folgenden zunächst ein bekanntes System beschrieben, worauf eine Beschreibung eines Systems mit Merkmalen nach der Erfindung nebst Abwandlungen der Erfindung folgt. Beide Systeme sind nachstehend anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1 eine schematische Barstellung eines Systems mit Punktquellenantennen,

Figur 2 eine graphische Darstellung der berechneten Citi'ieti -für die Arbeitsweise des Systems

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nach Figur 1,
Figur 3 eine schematische Darstellung eines Intrusionsfühler-Systems gemäß der Erfindung,

Figur 4· eine graphische Darstellung der berechneten Kennlinien für die Arbeitsweise des Systems gemäß Figur 3,

Figur 5a und 5b lotrechte bzw. waagerechte Erfassungsdiagranime für ein X-Band-System mit Antennenanordnungen erweiterter Apertur, Figur 6 ein Blockschaltbild des Systems, welches die Hauptsende- und -empfängereinheiten zeigt,

Figur 6a eine abgewandelte Ausführungsform des Empfängers, Figur 7a bis 7c schematische Darstellungen verschiedener Möglichkeiten der Anwendung eines erfindungsgemäßen Systems zur Bildung einer gekrümmten Schutzschranke,

Figur 7<3. eine abgewandelte zweiseitig gerichtete Schranke,

Figur 8 eine vereinfachte perspektivische Darstellung einer beim System gemäß Figur 3 verwendbaren An.teiine.nanOrdnung zur Erzeugung einer ■ zirkulären Polarisation,

Figur 9 eine vereinfachte Vorderansicht einer anderen AntennenanOrdnung, für zirkuläre Polarisation, Figur 10 eine Abwandlung der geschlitzten Wellenleiteranordnung gemäß Figur 8 zur Unterdrückung einer Strahlausbreitung,

Figur 11 eine weitere Abwandlung der geschlitzten Wellenleiteranordnung gemäß Figur 8 zur Unterdrückung der Strahlausbreitung und

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Figur 12 ein erläuterndes Diagramm für die Anordnungen gemäß den Figuren 10 und 11.

In Figur 1 sind ein Sender 10 mit zugeordneter Antenne 11 mit kleiner lotrechter Apertur sowie ein Empfänger 20 mit zugeordneter Antenne 21, welche der Antenne 11 entspricht, dargestellt. Die Antennen sind hierbei z.B. mit waagerechter Polarisation über einem flachen Boden G einander zugewandt in jeweils der gleichen Höhe h über dem Boden angeordnet, wobei der Antennenabstand R ist. Die Empfängerantenne 21 empfängt zwei Komponenten vom Sender, nämlich einen Direktstrahl 12 und einen Beflexionsstrahl 14, der gegenüber dem Boden einen AuftreffwinkelOC besitzt, welcher wesentlich kleiner als 0/2 angenommen wird, wobei θ die lotrechte Leistungs— halbwertsbreite der Antennen bedeutet. Es kann erwartet werden, daß eine Antenne mit kleiner lotrechter Apertur einen großen Wert von 0 besitzt; mithin kann vorausgesetzt werden, daß die angenommene Beziehung über praktisch anwendbare Bereiche hinweg vorhanden ist. Figur 1 zeigt, daß der reflektierte Strahl 14 innerhalb der Strahlungscharakteristika der Antennen 11 und 21 liegt, deren 3 db-Halbwertsbreite durch die gestrichelten Linien angedeutet ist. Unter diesen Voraussetzungen können die Sende- und Empfängerantennen als Punktquellen angesehen werden.

Bei waagerechter Polarisation läßt sich die am Empfänger

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empfangene Feldstärke F-n ersichtlicherweise durch die Gleichung

ausdrücken, in welcher

Fm die Feldstärke an der Senderantenne und K den Bodenreflexionskoeffizienten bedeuten und

0 durch	die Gleichung	•	J	+ ^" (2) '
*⁰-f-*	*To ο^Λ* ■ J (4h² ₊R²) 2 -		i^ie	Betriebswellenlänge
bestimmt	t wird, in welcher<
bedeutet

Fo besteht somit aus zwei Komponenten, von denen F^ die Direktstrahlkomponente und F^ . E^/R eine reflektierte Strahlkomponente darstellt, welche als Vektor mit der Direktstrahlkomponente kombiniert ist.

Zunächst soll zur Veranschaulichung die Änderung des resultierenden Empfangsfelds F-^ mit R betrachtet werden. Dies geschieht am besten anhand der graphischen Darstellung von Figur 2, in welcher die gestrichelte Kurve die berechneten Verte (durch-Kreuze bezeichnet) des relativen empfangenen Felds (Ordinate) als Funktion der Entfernung R (Abszisse) zeigt, wobei Jede Antenne einen einzigen Dipol in einer Höhe h von 0,85 m trägt und der Reflexionsfaktor K mit 1 vorausgesetzt ist. Ersichtlich variiert die Stärke des empfangenen Felds bei verschiedenen Entfernungen R zwischen Sender und Empfänger erheblich, wobei bestimmte Nullwerte bei bestimmten Entfernungswerten auftreten.

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Das System ist gegenüber Höhenschwankungen sehr empfindlich. Die ausgezogene Linie, auf welcher die berechneten Werte mit Kreisen aufgetragen sind, ist eine Wiedergabe der Leistung des Systems bei einer Vergrößerung der Höhen um 0,15 ^ auf 1,0 m. Diese geringe Vergrößerung hat einen merklichen Einfluß auf die Nullbereichswerte. Die Höhenänderung kann ohne weiteres durch wachsende Vegetation herbeigeführt werden, die durch Änderung des effektiven Bodenniveaus eine merkliche Änderung der Leistung des Systems bewirkt. Obgleich ein automatisches Amplitudenregelungs- bzw. AGC-System langsame Änderungen des effektiven Bodenniveaus kompensieren könnte, könnte das System dabei auf einem Nullbereich mit einem geringeren als dem nutzbaren Signalpegel verbleiben. Ersichtlicherweise kann die Höhe der Vegetation durch Windeinflüsse leicht um mehrere Zentimeter verändert werden, so daß sich die Signalpegel schnell in einer Weise verschieben, die sich nicht von einer Änderung durch einen Eindringling unterscheiden läßt, so daß Falschalarmauslösungen eingeleitet werden.

Die Wirkungen der Bodenreflexion können dadurch verringert werden, daß der Auftreffwinkel OC des reflektierten Strahls wesentlich größer ist als die Leistungshai bwertsb reite Θ/2. Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß der Weg des reflektierten Strahls 14 gemäß Figur 1 · praktisch außerhalb der Strahlungscharakteristik der Schranke liegen würde und die reflektierte Komponente daher klein wäre. Der Auftreffwinkel 0( vergrößert sich

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mit abnehmender Entfernung R. Wenn gemäß Figur 1 der Wert "von Ό groß ist, setzt die Bedingungö(^Θ/2 den Betrieb mit nur kleinen Werten von R voraus, um störende Bodenreflexion zu vermeiden.

Der Auftreffwinkel t/, hängt auch von der Antennenhöhe h ab und kann durch Antennen'erhöhung vergrößert werden. Eine derartige Vergrößerung des Winkels ö( stellt jedoch keine praktische Lösung dar, weil bei der Mikrowellenschranke dann große Bereiche der Bodenfläche, speziell neben den Antennen, außerhalb der Antennenstrahlcharakteristik liegen würden. Das System gemäß Figur 1, das Antennen mit kleiner Apertur verwendet, kann daher keine zuverlässige Feststellung eines Eindringens bei den in der Praxis erforderlichen Entfernungen gewährleisten, weil bei diesen Entfernungen, bei denenK) /2 gilt, die Bodenreflexkomponente zu den vorgenannten Störungen Anlaß gibt. Aus Figur 2 geht hervor, daß der erste Nullbereich bei einem einfachen Dipol bei nur 12 m liegt., was wesentlich weniger ist als die in der Praxis erforderliche Entferpung. - ■

Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis der Bedeutung einer wesentlichen Reduzierung der Bodenreflexkömponente. Diese Reduzierung kann bei den in der Praxis nötigen Entfernungen durch Verringerung der Leistungshalbwertsbreite der Antennen erreicht werden, so daß θ/2 kleiner ist als der Auftreffwinkel^ , obgleich-diese Aussage nicht für alle Fälle schlüssig zutrifft. Zu diesem Zweck besitzen die Antennen eine große lotrechte. 509 830/035 5 '. '

Apertur, wodurch die Strahlbreite bzw. Leistungshalbwertsbreite O verringert wird; die Aperturen werden dabei mit mindestens 0,75 m gewählt, um eine vernünftige Mindesthöhe der Schranke zu gewährleisten.

Figur 3 veranschaulicht schematisch ein System mit den Merkmalen gemäß der Erfindung in einer der Figur 1 entsprechenden Darstellung. Hierbei sei angenommen, daß Sender 10 und Empfänger 20 die gleichen Geräte wie vorher sind, während anstelle der Antennen 11 und 21 mit kleiner Apertur Antennen 15 und 25 mit großer Apertur benutzt werden.

Jede Antenne besteht aus einer Anordnung (Serie) von lotrecht übereinander angeordneten Elementen, wie sie bei X-Band-Frequenzen durch eine Reihe von Schlitzstrahlern realisiert werden kann, die beispielsweise waagerecht polarisiert sind. Die Zahl der Elemente in den Reihen 15 und 25 wird mit m bzw. m¹ bezeichnet, wobei in der Praxis· beide Werte m und m' üblicherweise gleich groß sind. Die lotrechte Anordnung der Reihen ist mit 1 bzw. 1' bezeichnet, und die Höhe h des untersten Elements über dem Boden G ist in Jeder Anordnung jeweils gleich. Der Abstand d zwischen den einzelnen Elementen ist gleich. Es sei vorausgesetzt, daß die Elemente phasengleich gespeist werden.

Die Verwendung einer aus mehreren Elementen bestehenden Anordnung ist für den·Wirkungsgrad der Antennen des

Systems und insbesondere zur Verringerung der lotrechten 509830/0355

Strahlbreite bzw. des Öffnungswinkels von Torteil. Bei einer Anordnung der angenommenen Art kann die Leistungshalbwertsbreite ohne weiteres auf 1° oder weniger verringert werden; dieser Wert ist bedeutend kleiner aus der Auftreffwinkel Qk irgendeiner Heflexkomponente auf den praktisch nutzbaren Entfernungen, d.h. O^^> Θ/2.

Bei einer Strahlapertur der Größe 1, wobei 1 gegenüber der Betriebswellenlange ρ groß ist, läßt sich die Leistungshalbsertsbreite angenähert wie folgt ausdrücken: OÄ λ /1 .(radian) (3)

Aus den vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß der Weg eines vom Boden reflektierten Strahls zwischen Sender und Empfänger zur Unterdrückung der ,Bodenreflexionseffekte außerhalb des -3 db-Orts der Antennenstrahlungscharakteristika liegen sollte. Wie erwähnt, verkleinert sich der Auftreffwinkel^ mit zunehmender Entfernung. Wenn die Grenzentfernung Hmax definiert wird, bei der 0< -- 0/2 ist, ergibt sich Emax aus folgender Gleichung: Rmax £r (l² + lh) ·

Bei Entfernungen unter Rmax kann die Punktquellen-Annahme gemäß Figur Λ nicht angewandt werden. Nachstehend" ist eine allgemeine Formel für das Empfangssignal angegeben.

Wenn jede Antenne 15 und 25 aus einer Anordnung, von Dipolen (oder anderen Elementen, welche den relativen

Antennenwirkungsgrad gewährleisten) mit Halbwellenab-509830/0355

stand besteht, d.h. d = ^f /2, läßt sich die resultierende Empfangsfeldstärke F^, die sich als Eingangssignal am Empfänger ergibt, durch die folgenden Gleichungen ausdrücken:

η = m η' = m'

(F_m, R, K, m und m¹ haben die gegebene Definition) Außerdem wird definiert:

7jT_ J fsh + (η + η' - 2) d] ² + R²J 2 - ΈίΙ+ΤΓ

= 2^: //ε² + (η· - η)² ^l 2 - R/ (6)

¹ = 2 /Γ / f2h + (η + η' - 2) dj ^ + R^J 2 - ϋ/+'/Γ([

Darin ist d der Halbwellen-Dipolabstand in absolutem Maß und η und n¹ die Anzahl der Einzelelemente der Anordnung in der betreffenden Sender- bzw. Empfängeranordnung.

Ersichtlich ist F-n¹ wiederum auf zwei addierte Vektoren, nämlich durch Fm ,jjf> ZR dargestellte direkte Komponente und durch eine ^m^-LSrtft ^ dargestellte reflektierte Komponente zurückzuführen. Hierbei ist wichtig zu beachten, daß jede Komponente ihrerseits eine Vektorsumme einer Reihe von Nebenkomponenten darstellt, welche das durch jedes Element der Empfängeranordnung von jedem Element der Senderänordnung empfangene Signal darstellen.

Aus der obigen allgemeinen Formel (5) läßt sich der Schluß ziehen, daß es möglich ist, die resultierende Reflexionskomponente wesentlich kleiner als die resul-

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tierende Direktkomponente zu machen. Hierdurch wird erreicht, daß die Leistung des Systems erheblich weniger abhängig ist von Bodenreflexion und mithin von den Auswirkungen der Änderungen des effektiven Bodenniveaus« Dies läßt sich anhand der resultierenden schmalen Strahlbreite in der lotrechten Ebene besser betrachten, welche auch bei kleinen Werten von h nur eine geringe Reflexion auftreten läßt. Diese Schlußfolgerungen sind anhand der graphischen Darstellung von Figur 4 besser verständlich, deren Kurven mit denjenigen von Figur 2 zu vergleichen sind. : "

Figur 4 veranschaulicht die Kurven bzw. Kennlinien der relativen Empfangsfeldstärke in Abhängigkeit von der Entfernung R für ein im X-Band arbeitendes System mit identischen Sender- und Empfänger-Antennenanordnungen, die jeweils aus 20 Dipolen (m = m¹.= 20) bestehen, welche über eine Höhe 1=1' = 1,5 m hinweg übereinander angeordnet sind. Hierbei ergibt sich ein scheinbarer Abstand d von 7>9 cm, der erheblich größer ist als eine halbe Wellenlänge. Tatsächlich müßte eine Ί,5 m lange Anordnung im X-Band bei einem Abstand entsprechend einer halben Wellenlänge 100 Dipole enthalten. Zur Vereinfachung der Berechnung wurde dabei nur jeder fünfte Dipol berücksichtigt. Anhand der berechneten Werte für die relative Feldstärke bei Höhen h (Figur 3) von 0; O, 1; bzw. 0,2 m, welche durch Kreuze, Kreise bzw. Punkte angegeben sind, werden drei Kurven ermittelt.

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Aus Figur 4 ist deutlich ersichtlich:

1) die Kurven fallen mit der Entfernung gleichmäßig und sind frei von Nullpunkten;

2) die Kurven sind vergleichsweise höhenunempfindlich, und zwar bis herab zu einer unmittelbar auf dem Boden aufgestellten Antennenanordnung.

Bei Anwendung großer vertikaler Aperturen ist daher die Leistung des Systems an unterschiedlichen Einsatzorten wesentlich besser vorausbestimmbar und noch der Aufstellung erheblich weniger abhängig von Abweichungen von Bewegungen des Pflanzenwuchses, die den Effektivwert von h beeinflussen. Die Wahrscheinlichkeit für eine falsche Alarmauslösung wird weitgehend verringert; es sind außerdem keine Nullbereiche vorhanden, bei denen das System nicht zufriedenstellend arbeitet.

Die Figuren 5a und 5b veranschaulichen schematisch in unterschiedlichen lotrechten und waagerechten Maßstäben die Ausdehnung der durch die Antennenanordnung gebildeten Mikrowellenschranke, für welche die Leistungskermlinien gemäß Figur 4 erhalten wurden, Figur 5b zeigt, daß die Schranke bei einer Entfernung von 15Om in der Mitte 4,5 m breit ist, wenn die waagerechte Leistungshalbwertsbreite als Parameter benutzt wird, durch den der "Rand" der Schranke bestimmt wird. In der lotrechten Ebene (Figur 5a) ist die Divergenz wesentlich geringer, und sie beträgt - lotrecht aufwärts von der Höhe der Oberseite der Antennen über dem Boden gemessen etwa 0,6 m. Dies entspricht bei einer Entfernung von

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150 in einer Leistungshalbwertsbreite O von etwa 0,9°. Der lotrechte Strahldivergenzwinkel in der lotrechten Ebene ist in J?igui· 5a stark übertrieben eingezeichnet. Eine Strecke von 150 m läßt sich ohne weiteres mit einer Senderleistung von einigen Milliwatt erreichen. Wie durch die noch zu erläuternden Berechnungen belegt ist, isb ein zuverlässiger Betrieb bei noch größeren Entfernungen möglich. Es ist zu beachten, daß die beschriebene Antennenkonstruktion sehr dicht über dem Boden oder sogar auf dem Moden montiert werden kann, so daß eine den Boden überdeckende Schranke gebildet wird, die nicht unterkrochen werden kann und welche dennoch keine unzuverlässige Arbeitsweise oder Leistung infolge von Bodenreflexion zeigt.

Zur weiteren Verdeutlichung der durch eine Antenne mit großer vertikaler Apertur erzielten Vorteile sei das bereits für einen X-Band-Eindringfühler angegebene Beispiel betrachtet, bei dem = 0,03 ^ und 1 = 1,5 m gilt. Gleichung (3) weist 0 mit etwa 1° aus. Gemäß Gleichung (4) beträgt fimax, unter Zugrundelegung eines Werts für h = 0,2 m, etwa 4-30 m. Im K-Band ( = 0,015 m) wäre ßmax bei einer 1,5 m langen Antennenanordnung gleich 860 m. Diese Zahlen für den Betrieb ohne Bodenreflexionsprobleme sind wesentlich höher als die beim System gemäß Figur 1 erzielbaren Werte. Auf langen Strecken sind Streueffekte eher der Begrenzungsfaktor für die effektive Ansprechempfindlichkeit des Systems.

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Zur besten Ausnutzung der durch die Antennenanordnungen mit großer vertikaler Apertur gewährleisteten Vorteile ist im folgenden anhand des Blockschaltbilds von Figur 6 ein Eindringfühler bzw. eine Mikrowellenschrankenvorrichtung mit derartigen Antennenanordnungen beschrieben. Gemäß Figur 6 weist der Sender 10 eine Mikrowellenquelle 16, etwa eine Gunn-Diode, und einen Amplitudenmodulator 17 auf, der durch einen Multivibrator gebildet sein kann, welcher eine Sechteckwellenmodulation bei einer vorgegebenen Frequenz im Hörbereich gewährleistet. Das modulierte Gunn-Diodenausgangssignal z.B. im X-Band wird an die Antenne 15 angelegt, die eine verlängerte Anordnung von Schlitzstrahlern sein kann, welche das bereits geschilderte Ansprechverhalten bieten und die zum Schutz vor Witterung vorzugsweise vollständig von einer Kuppel (Radom) mit niedrigem Verlust umschlossen sind, durch die hindurch die X-Bandstrahlung emittiert wird. Der Sender 10 kann dabei im gleichen Gehäuse untergebracht sein.

Der Empfänger 20 weist eine ähnliche Antenne 25 zur Speisung eines Mikrowellendetektors 30 auf, welcher die Audimodulation mit einem nachgeschalteten Vorverstärker 31 für die Modulation rückgewinnt, dem wiederum ein Filter/Verstärker 32 mit einem Durchlaßbereich auf der Modulationsfrequenz: nachgeschaltet ist. Das gefilterte Signal gelangt zu einer Stufe 33, bei der es sich um einen automatischen Lautstärienausgleich (AGC--Stufe) handelt, welche ein praktisch langfristig konstantes

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Modulationsausgangssignal für die Weiterverarbeitung liefert. Das gefilterte Modulationssignal selbst wird durch einen Detektor 34- gleichgerichtet und liefert ein Gleichspannungssignal, dessen Wert oder Pegel dem Modulationssignalpegel folgt. Ein Teil des Gleichspannungssignals wird als AGC-Signal über eine Zeitverzögerungsschaltung 355 z.B. eine RC-Yerzögerungsschaltung, zur Stufe 33 rückgekoppelt. Die Verzögerungsschaltung besitzt eine Verzögerung i, von mehr als 1 min.

Die Arbeitsweise der AGC-Schleife besteht mithin darin, das Gleichspannungsausgangssignal des Detektors 34- zur Berücksichtigung von langfristigen Änderungen und Ab-' weichungen praktisch konstant zu halten. Relativ schnelle Änderungen des Eingangssignals, etwa solche infolge der Bewegung eines Eindringlings durch die Mikrowellenschranke zwischen den Antennen 15 und 25, werden jedoch durch die langsam ansprechende AGC-Schleife nicht kompensiert, so daß sie als entsprechende Änderungen im Gleichspannungssignal vom Detektor 34- erscheinen. Das Gleichspannungssignal wird an eine Schwellenwertschaltung 36, z.B. einen Schmitt-Trigger, angelegt, so daß eine ausreichend große Änderung des Gleichspannungssignalpegels den Trigger zur Erzeugung eines Alarmsignals A aktiviert. Die Schwellenwertschaltung 36 kann so ausgelegt sein, daß sie bei auf positive und/oder negative Werte übergehenden Änderungen aktiviert wird.

Figur 6a veranschaulicht eine Abwandlung des Empfängers gemäß Figur 6, bei der die mit Zeitverzögerung arbeitende 609830/0355

AGC-Schaltung durch eine mit Zeitverzögerung arbeitende Vorwärtsregelungsschaltung (feed forward circuit) ersetzt ist. Die Empfängerschaltung ist dabei bis zum Filter/Verstärker 32 dieselbe; letzterer gibt das Filtermodulationssignal unmittelbar an den Detektor 3^ ab, so daß dessen Gleichspannungsausgangssignal sowohl langfristige als auch kurzfristige Änderungen im Signalpegel wiedergibt. Das Detektorausgangssignal wird über zwei -.Wege zu einer Schwellenwertschaltung 37 geleitet, nämlich einmal unmittelbar und zum anderen über eine Zeitverzögerungsschaltung 35> deren Signal als Bezugssignal dient. Die Zeitverzögerungsschaltung 35 gewährleistet die gleiche Zeitverzögerung {, , wie vorher erwähnt. Die Schaltung 37 spricht auf kurzfristige, d.h. schnelle Änderungen an ihrem Direkteingang an, die einen vorbestimmten Prozentsatz des Bezugseingangssignals übersteigen. Das Schwellenwertansprechen der Schaltung 37 ist somit automatisch für langfristige Änderungen im Ruhesignal vom Detektor 34-, Jedoch nicht für kurzfristige Änderungen oder Variationen justiert, welche somit die Schwellenwertschaltung zur Auslösung eines Alarmsignals A zu triggern vermögen.

Ersichtlicherweise ist die Erzeugung und Justierung der Betriebssignalpegel im Empfänger wesentlich - storunanfälliger als beim System gemäß Figur 1, obgleich darauf hinzuweisen ist, daß das eben beschriebene Vorwärtsregelsystem eine anfängliche, aber unkritische Einstellung oder Justierung erfordert, während das AGC-System ohne

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anfängliche Einstellung zu arbeiten vermag, wenn der AGC-Bereich groß genug gewählt wird. Die Leistung des hier vorgeschlagenen Systems ist bei vorgegebener -Entfernung bei weitem besser vorherbestimmbar, und die Ansprechempfindlichkeit des Empfängers ist dabei entsprechend eingestellt. Vorzugsweise wird der Verstärkungsgrad von mindestens einem der Empfänger-Verstarter zur Berücksichtigung der Entfernung einstellbar ausgelegt, während der Schwellenwert in der Schaltung 36 oder 37 zur Berücksichtigung der Zielgröße einstellbar ist.

Der oben beschriebene Sender verwendet einen G-unn-Diodenoszillabor zur Erzeugung der benötigten Mikrowellenleistung. Die Gunn-Diode ist dabei in einem Resonanzraum montiert, dessen Stabilität die FrequenzStabilität der Mikrowellenstrahlung bestimmt. Ein im Freien eingesetztes System ist selbstverständlich großen Temperaturschwankungen unterworfen, weshalb der Resonanzraum wünschenswerterweise eine annehmbare Temperaturstabilität besitzen sollte. Die Wichtigkeit dieser Bedingung liegt darin, daß die Strahlrichtung bei einer langen linearen Antennenanordnung mit der Frequenz sehr geringfügig variiert. Eine Antennenanordnung, welche den erforderlichen breiten Strahl bei der Nenn-Betriebsfrequenz liefert, bewirkt daher eine geringfügige Verschiebung der Strahlrichtung in der lotreclten Ebene.-

Das Problem der Strahlverschiebung.kann weiterhin durch Mittenspeisung der Linearanordnung ausgeschaltet werden.

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Wenn nämlich die beiden Hälften der Antenrienanordnung als getrennte Strahlantennen betrachtet werden, verschieben sie ihre Strahlen bei einer vorgegebenen Frequenzänderung in entgegengesetzten Richtungen, so daß sie einen Löschungs- oder Aufhebungseffekt in Bezug auf den von der Gesamtanordnung gelieferten Strahl erzeugen.

Im folgenden sind nunmehr einige Gesichtspunkte bei praktisch einsetzbarer Sicherungssysteme kurz erläutert. Ein Gebiet, in dem ein schrankenartiger Eindringfühler angeordnet werden soll, kann häufig eine Ecke längs des überwachten Umfangs aufweisen. Eine solche Ecke kann dadurch überwacht werden, daß getrennte Schutzeinrichtungen längs der von der Ecke ausgehenden, benachbarten Umfangsabschnitte angeordnet werden. Dies ist in Figur 7a dargestellt, in welcher die Umkreisbereiche durch gestrichelte Linien angedeutet und zwei getrennte, die Ecke überlappende Schranken 40 und 41. errichtet sind.

An Ausrüstung kann dadurch gespart werden, wenn eine einzige Schranke 40 vorgesehen wird, welche gemäß Figur 7b mittels eines passiven Reflektors 43 an der Ecke umgelenkt wird. Der passive Reflektor ist vorzugsweise von einer die Polarisation drehenden Bauart, so daß die Polarität der einfallenden Strahlung um 90 geändert wird. Im Fall eines einzigen Reflektors würde dies selbstverständlich eine rechtwinkelige Polarisation von Sender-und .Empfänger-Antennenanordnung 15 bzw. 25 bedingen, z.B. eine senkrechte Reihe von vertikal polarisierten Elementen in der einen und eine solche Reihe-

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von horizontal polarisierten Elementen in der anderen Anordnung. Der Vorteil der um 90° gedrehten Polarisation besteht darin, daß unerwünschte Reflexionen, z.B. von einem in der Nähe der Schranke vorbeifahrenden Fahrzeug, nicht der Polarisationsänderung um 90° unterworfen sind, so daß die Empfängerantenne nicht auf diese Reflexionen anspricht.

Eine Möglichkeit zur Umgehung des Erfordernisses für verschiedene Antennenanordnungen an Sender und Empfänger besteht darin, in beiden Anordnungen eine um 45 in der gleichen Richtung geneigte Polarisation anzuwenden. Derartige Anordnungen sind selbstverständlich kreuzpolarisiert, wenn sie unmittelbar aufeinander ausgerichtet werden.

Ebenso können identische Antennenanordnungen der gleichen lotrechten oder waagerechten Polarisation verwendet werden, wenn die Zahl der 90°-Polarisationsände- _: rungen längs der Schranke 2n beträgt. Ein Beispiel hierfür ist in Figur 7c dargestellt, in welcher die Grenze eines rechteckigen Gebiets unter Verwendung von sechs Reflektoren 43 mit 90°-Polarisationsdrehung durch eine einzige Schranke geschützt ist.

Polarisationsdrehende Reflektoren sind z.B. auf Seite 447 des Buches "Microwave Antenna and Design" von SILVER, einer Veröffentlichung der MIT-Serie von McGraw Hill, beschrieben. Diese Veröffentlichung beschreibt

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diese Technik in Verbindung mit einem Parabolreflektor, doch ist sie ohne weiteres an die vorliegend beschriebenen Planarreflektoren anpaßbar.

Eine weitere Möglichkeit besteht in der Verwendung einer Zweiweg-Schranke der Art gemäß Figur 7^. Hierbei besteht jedes Ende der Kette aus einem Sender 10 und einem Empfänger 20, die jeweils über einen isolierenden Koppler 44, etwa einen Zirkulator, an eine gemeinsame Antennenanordnung 15 mit großer vertikaler Apertur angeschlossen sind. Die Übertragung ist dabei reziprok. Dieses System kann für Fälle verwendet werden, die eine besonders hohe Sicherheit verlangen.

Bei einem Intrusionsfübler, bei dem zwei oder mehr Schranken, dicht nebeneinander errichtet; sind, und speziell bei einem. System der Art gemäß Figur 7<3. besteht stets das Eisiko von gegenseitiger Interferenz bzw. Störung, weil die Strahlung vom Sender der einen Schranke vom Empfänger der anderen Schranke aufgenommen werden kann. Zur Lösung dieses Problems werden modulierte Fühler bevorzugt, weil dabei verschieden modulierte Frequenzen an die nebeneinanderliegenden Fühler und die betreffenden Filter im Empfänger angelegt werden können, wobei diese Filter dazu dienen, die Ausfilterung der erforderlichen Frequenz für die Weiterverarbeitung zu gewährleisten. Obgleich die Anwendung von großen vertikalen Aperturen hauptsächlich in Verbindung mit der waagerechten Polarisation beschrieben ist, lassen sich die durch solche Anordnungen gebotenen Vorteile, wie Ιό

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Figur 4 veranschaulicht, auch mit lotrechter und zirkulärer oder elliptischer Polarisation erzielen. Die zirkuläre Polarisation ist hierbei besonders interessant, weil ihre Anwendung noch weitere Vorteile erbringt.

Bei Anwendung der linearen Polarisation bewirkt ein im wesentlichen langgestrecktes Ziel, das senkrecht zur Polarisationsebene ausgerichtet ist, eine ge Änderung im empfangenen Signal als dann, wenn es auf die Polarisationsebene ausgerichtet ist. Diese Schwierigkeit wird durch die zirkuläre Polarisation vermieden, da diese keine Vorzugsrichtung besitzt. Ein System mit zirkularer Polarisation hat daher eher die gleiche Ansprechempfindlichkeit "auf eine aufrecht gehende und auf eine liegend durch den Strahl kriechende Person.

Die zirkuläre Polarisation ist auch vorteilhaft zur Vermeidung von Fehlanzeigen infolge von vorbeifahrenden Fahrzeugen; dieses Problem ist bereits in Verbindung mit den polarisationsdrehenden Reflektoren behandelt worden. Eine parallelpum Strahl einer Mikrowellenschranke liegende Metallflache kehrt unabhängig vom Einfallswinkel die Phase der parallel zu dieser Fläche liegenden Komponente der kreisförmigen Polarisation um. Die senkrecht zu dieser Fläche liegende Komponente erfährt dabei keine Phasenumkehrung.^ Dies entspricht den normalen Gesetzen der ßadiowellenreflektion und führt zu einer Drehung der reflektierten, entgegengesetzt zur einfallenden Welle und somit entgegengesetzt zu dem an der Empfängerantenne empfangenen Hauptstrahl. Infolge-

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dessen kann mit einer Empfängerantenne, die nur auf die gewünschte Drehrichtung anspricht, zwischen direkten und reflektierten Signalen unterschieden werden.

Diese Unterscheidung von unerwünschten Reflexionen gilt jedoch nur für gut leitende Fläche^ d.h. Metallflächen, die praktisch parallel zum Strahl stehen. Das gleiche gilt nur teilweise für Bodenreflexionen, weil der Erdboden zwar eine parallel zum Strahl liegende Fläche, aber ein vergleichsweise schlechter Leiter ist. Zur Umkehrung der Drehrichtung bei Bodenreflexion muß der Auftreffwinkel Ol des Strahls (Figur 1) groß sein. Bei kleinen Winkeln, etwa den in Verbindung mit der Erfindung erörterten, variieren bekanntlich sowohl die Größe als auch die Phase des Reflexionskoeffizienten für die lotrechte Komponente sehr schnell, wobei die Größe dieses Koeffizienten ein Minimum beim Brewsterschen Winkel erreicht und sich die Phase der reflektierten Welle bei Winkeln unterhalb des Brewsterschen Winkels (typischerweise, im X-Band bei etwa 2° über dem normalen Boden) schnell von einem praktisch phasengleichen auf einen praktisch gegenphasigen Zustand ändert.

Bei diesen kleinen Winkeln bleibt die Drehrichtung durch die Reflexion unbeeinflußt, so daß die Empfängerantenne auf diese Reflexion anspricht, obgleich die reflektierte Welle als Ergebnis elliptisch anstatt zirkulär polarisiert sein kann. Die einfache Anwendung der zirkulären Polarisation anstelle der waagerechten Polarisation beim..

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System gemäß Figur 1, bei unverändert bleibenden anderen Antennenparametern, würde daher keine Lösung für die Probleme der Bodenreflexion bringen.

Ein anderes Merkmal der Erfindung liegt in der Schaffung einer Linearantennenanordnung mit großer Apertur;, die eine kreisförmige Polarisation besitzt. Eine solche Mikrowellenstrahleranordnung ist in Figur 8 veranschaulicht.

Die Antennenanordnung 50 ist eine geschlitzte Wellenleiteranordnung mit einem massiven dielektrischen Wellenleiter 515 der einen dielektrischen Kern 52 mit einem Metallüberzug 53 aufweist, dessen Dicke in Figur 8 übertrieben groß dargestellt ist. Längs einer Breitseite sind in gleichmäßigen Abständen s voneinander versetzt angeordnete bzw. außermittige Strahleröffnungen 5^ "vorgesehen. Diese öffnungen können kreisförmige Löcher oder X-förmige Ausnehmungen sein (der Ausdruck "geschlitzter Wellenleiter" umfaßt dabei allgemein Jede Art von -öffnungen). Eine genauere Erläuterung einer Linearanordnung mit derartigen Öffnungen zur Gewährleistung einer kreisförmigen Polarisation findet sich in einem Artikel von A.J. Simmons mit dem Titel "Circularly Polarized Slot Radiators", veröffentlicht als Marine-Forschungslaborbericht (Problem No. R09-02) im Jahre 1956 (erschienen in IEE Transactions, Vol. AP5, ¥0. 1, Jan.1957, p. 31...36).

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Die in diesem Bericht beschriebenen Linear(antnrinen)ariordnungen erfordern einen Abstand der Cffnungcn entsprechend einer 'Wellenlänge im Wellenleiter (/"* g). Da /3 g bei einem gewöhnlichen Wellenleiter größer ist als die Wellenlänge f\ im freien Raum, liegt der Abstand der Öffnungen als Strahler in den freien Raum wesentlich über dem Wert von /* . Durch einen so großen Abstand werden Febenlappen im gewünschten Strahl oder sogar Endrichtlappen (end fire lobes) erzeugt, welche effektiv die Strahlbreite der Antenneiianordnung über den Wert hinaus vergrößern, demur die Verwirklichung der Erfindung toleriert werden kann. Zur Erzielung eines schmalen Strahls der für die Verwirklichung der Erfindungerforderlichen Art sollte der Cffnungsabstand s, der beim Wellenleiter gleich <i g ist, auch in .dem durch die Formel

bestimmten Bereich liegen.

Zur Erzielung dieser Werte des Cffnungsabstands muß die Wellenleiter-Wellenlänge /* g reduziert werden; die Belastung (loading) des Wellenleiters zur Verringerung des Werts von ^ g ist in der vorgenannten Veröffentlichung erläutert. Beim geschlitzten Wellenleiterstrahler gemäß Figur 8 wird die Belastung durch den dielektrischen Kern 52 erreicht, der eine belastete Wellenleiter-Wellenlänge gemäß der Gleichung

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erzeugt, in welcher /i c die Abschaltwellenlänge des unbelasteten Wellenleiters und E die dielektrische Konstante des Kerns 52 bedeuten.

Die Strahleröffnungen 5^ sind gegenüber der Längsachse der Breitseite zur einen Seite hin versetzt, umdie im vorgenannten Bericht erwähnte kreisförmig polarisierte Strahlung zu erzielen; das Ausmaß der Versetzung ist dabei zur Gewährleistung der besten Zirkularität gewählt. Ein besseres Verständnis des Mechanismus, durch den die kreisförmige Polarisation erzielt wird, ergibt sich aus der nachfolgenden Beschreibung der geschlitzten Wellenleiter gemäß den Figuren 10 und 11. Wenn der Wellenleiter, wie durch den Pfeil i¹ in IPigur 8 angedeutet, vom einen Ende her gespeist wird, muß das andere Ende mit einer angepaßten Last 55 abschließen, um Reflexionen zu vermeiden. Die Richtung der kreisförmigen Polarisation der Strahlung hängt von der Richtung der Wellenausbreitung im Wellenleiter 51 ab, wobei eine vom unteren Ende des Wellenleiters reflektierte Welle bestrebt sein würde, die induzierte kreisförmige Polarisation zu einer linearen Polarisation umzukehren. ·

Ebenso wie der Abschluß des Wellenleiters mit einer angepaßten Last ist es wünschenswert, die Ankopplung der öffnungen 5^ an. den Wellenleiter 51 abzustufen, um die erforderliche Leistungsverteilung zur Erzielung der gewünschten schmalen Strahlbreite der Antennenanordnung zu erreichen. Ersichtlxcherweise ist am Speiseende des

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Wellenleiters mehr Leistung vorhanden als am Lastende, wobei die Ankopplung durch gesteuerte Wahl der Größe der Strahleröffnungen 54- justiert werden kann.

Die Anordnung .50 kann somit so ausgelegt werden, daß sie die.folgenden Erfordernisse erfüllt:

1) Eine Höhe der Anordnung von mindestens 0,75 m;

2) eine schmale Strahlbreite in der lotrechten Ebene ohne übermäßige Nebenlappen und

3) zirkuläre Polarisation.

Um schließlich die waagerechte Strahlbreite zu verringern und dadurch die Verringerung von Reflexionen durch neben der Schranke stattfindenden Verkehr zu begünstigen, strahlt der geschlitzte Wellenleiter 5*1 in einen halbparabolischen Reflektor 56 hinein.

Figur 9 zeigt eine abgewandelte Strahler- oder Antennenanordnung 60, die wiederum auf den im vorgenannten Bericht niedergelegten Prinzipien beruht. Hierbei ist eine andere Möglichkeit zur Gewährleistung eines der vorher angegebenen Bedingung (8) genügenden Abstands angewandt worden. Die Anordnung 60 weist zwei parallele Wellenleiterabschnitte 61 und 62 auf, die über einen U-förmigen Abschnitt 63 miteinander in Reihagescha-ltet sind. Der ■ eine dieser Abschnitte 61, 62 wird am unteren Ende 64-gespeist, d.h. mit dem Signal beschickt, während das untere Ende des anderen Abschnitts aus den vorher aufge-'führten Gründen mit einer angepaßten Last 65 abschließt.

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Die Wellenleiterabschnitte 61, 62 können belastet oder unbelastet sein. Sie sind mit öffnungen 66 versehen, die (jeweils) längs des einen Wellenleiterabschnitts in Abständen s angeordnet und so ausgebildet sind, daß sie die erwähnte kreisförmige Polarisation erzeugen. Die Strahleröffnungen 66 in den beiden parallelen Abschnitten sind lotrecht gegeneinander versetzt, so daß jeweils eine Öffnung des einen Wellenleiterabschnitts in lotrechter Eichtung in der Mitte zwischen zwei Öffnungen des anderen Wellenleiterabschnitts liegt und dabei eine kreisförmige Polarisation derselben Richtung bewirkt. Während somit in jedem Wellenleiterabschnitt der Öffnungsabstand¹gleich κ - ρ S ist, beträg-Jder effektive Elementenabstand der Anordnung s/2, so daß durch entsprechende Auslegung die Bedingung (8) erfüllt werden kann, indem die Bedingung /v2 ^ ^ g/2 -Sp eingehalten wird.

Um den Abstand t* g der Öffnungen in den Wellenleiterabschnitten aufrechtzuerhalten, muß der Abstand um die U-Krümmung zwischen den beiden obersten öffnungen in den Abschnitten 61 und 62 auf fl g oder einem Vielfachen davon gehalten werden. Wie bei der Anordnung 50 kann die Ankopplung der Strahleröffnungen an die Wellenleiterabschnitte abgestuft werden, um die Leistungsverteilung zu erreichen, welche den günstigsten Strahl von der Anordnung liefert. Die Anordnung 60 kann ebenfalls einen halbparabolischen Reflektor 56 zur Verringerung der waagerechten Strahlbreite verwenden. ·

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Die Strahleranordnungen 50 und GO, mit oder ohne Reflektor, können als Antennen 15 und 25 beim System gemäß Figur 3 eingesetzt werden.

In Verbindung mit dem System gemäß Figur 6 wurde bereits das Problem der Senderfrequenzänderungen, welche eine Strahlverschiebung verursachen, und die Ausschaltung dieses Problems durch Mittenspeisung einer linearen Antennenanordnung angeschnitten. Die Anwendung der am Ende gespeisten Anordnung 50 gemäß Figur 8 kann daher Anlaß zu Strahlverschiebungsproblemen geben. Es hat sich gezeigt, daß die einfache Mittenspeisung der Anordnung gemäß Figur 8 keine zufriedenstellende Lösung darstellt, da die beiden Hälften des geschlitzten Wellenleiters entgegengesetzte Wellenausbreitungsrichtungen und mithin entgegengesetzte Richtungen der kreisförmigen Polarisation besitzen würden, so daß ein linear polarisierter, resultierender Strahl entsteht. Aus diesem Grund muß zusätzlich zur Mittenspeisung irgendeine Maßnahme getroffen werden, durch welche die gleiche Polarisierungsdrehrichtung von den beiden Wellenleiterhälften gewährleistet wird. Die Figuren 10 bis 12 veranschaulichen eine derartige Möglichkeit. Diese Antennenanordnungen werden als für sich neuartig angesehen und stellen daher den Gegenstand eines anderen Merkmals der Erfindung dar. Außerdem bilden sie eine bevorzugte lineare Antennenenordnung für ein Eindringfühlersystem gemäß der Erfindung.

Die Figuren 10 und 11 veranschaulichen ähnliche ge-

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schlitzte Wellenleiteranordnungen, die für Parallel- bzw. Reihenspeisung ausgelegt sind.

Figur 10 veranschaulicht den Mittelteil eines Stücks einer, dielektrisch belasteten geschlitzten, rechteckigen Wellenleiters 71» der in der einen Breitseite Strahleröffnungen 72 aufweist. Jede öffnung ist dabei in einem Abstand ο gegenüber der Längsmittellinie G-G- der Breitseite versetzt angeordnet, obgleich die öffnungen, im Gegensatz zur Anordnung gemäß Figur-8, nicht sämtlich auf der gleichen- Seite versetzt, angeordnet sind, wie dies noch näher erläutert werden wird.

Die Parallelspeisung der Anordnung erfolgt durch einen. Speisewellenleiter 73, der an eine öffnung in einer Schmalseite des Wellenleiters 71 angekoppelt ist. Dem Fachmann sind zahlreiche Parallelspeisungstechniken bekannt, so daß diese nicht näher erläutert zu werden brauchen. Die Achse des Speisewellenleiters ist mit H-H bezeichnet. Der in Richtung des'Pfeils F zugeführte Strom tritt in den geschlitzten Wellenleiter 71 ein, wo er in gleichem Ausmaß links und rechts zur Achse H-H aufgeteilt wird und sich längs der betreffenden. Wellenleiterhälften 71a und 71b ausbreitet, die jeweils zur Verhinderung von■ Reflexionen in einer entsprechend angepaßten Last auslaufen. Es sei angenommen, daß jede Wellenleiterhälfte 71a und 71b die gleiche Anzahl von öffnungen 72 aufweist. Die öffnungen 72 sind bei der dargestellten Ausführungsform spezifisch als X-förmige Schlitze veranschaulicht,

wobei der Ankopplungsgrad an den Wellenleiter durch 509830/0355

Einstellung der Schlitzabmessungen steuerbar ist. In jeder Hälfte des Wellenleiters 71 sind die Öffnungen 72 in Abständen entsprechend der belasteten Wellenleiter-Wellenlänge r Ig gemäß obiger Gleichung (9) angeordnet.

Im folgenden ist der Mechanismus beschrieben, durch den die zirkuläre Polarisation erreicht wird:

Die gestrichelten Linien veranschaulichen die Stromverteilung längs der Breitseite des Wellenleiters 71· Die dargestellte Verteilung erfolgt augenblicklich zu diesem Zeitpunkt t , wobei sich die Stromlinien in den beiden Wellenleiterhälften 71a und 71b gemäß Figur 10 nach rechts und links im Wellenleiter ausbreiten. Die Stromlinien in jeder Hälfte wiederholen sich (bezüglich Größe und Vorzeichen) jeweils in Wellenlängenabständen /* Ig. Bei der Parallelspeisung sind die Stromschemata in den beiden Wellenleiterabschnitten 71s und 71b einander um die Speiseachse H-H herum spiegelgleich. Im Fall einer Öffnung im Abschnitt 71a, z.B. der öffnung 72a2, verläuft zum Zeitpunkt t die Stromrichtung neben dieser öffnung, die außerdem aus der Öffnung herausverläuft und eine elektromotorische Strahlungskraft erzeugt, parallel zur Richtung der Mittellinie G-G, wie dies durch die in Figur 12 mit t bezeichnete Stromkomponente dargestellt ist. Eine Viertelperiode später, d.h. zum Zeitpunkt t + 1/4-f (f ist die Speisefrequenz), hat sich das Stromschema um eine Viertelperiode nach rechts verschoben, und die Richtung der Stromkomponente verläuft nun senkrecht zur Mittellinie G-G und hat sich daher, ebenso

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v/io die induzierte Strahlungs-EMK, über 90 gedreht. Die restlichen Stromkomponenten, welche die öffnung

bei (t +i/2f) und (t +3Af) schneiden, sind ohne weiteoo

res aus dem Stromvertd-lungsdiagramm ersichtlich, wobei sieh die Stroiukomponente ersichtlicherweise in Richtung des die Drehrichtung der zirkulären Polarisation angebenden Pfeils P dreht. Zur Erzielung einer echten zirkulären Polarisation xaüssen die längsgerichteten Stromkomponenten (t und t + 1/2f) die gleiche Größe besitzen wie die quergerichteten Stromkomponenten (t +

iAf und t + 3Af). Die versetzte Lage ο des Schlitzes ο ^u

7 wird daher so gewählt, daß eine möglichst große Gleichartigkeit zwischen diesen zueinander rechtwinkeligen Komponenten besteht.

Bei der anderen Hälfte 71b sei nunmehr die Öffnung 72b2 betrachtet, welche so angeordnet ist, daß die sie schneidendes Stro/akomponente die gleiche augenblickliche Richtung besitzt wie diejenige an der öffnung 72a2. Da sich die Stromlinie im Abschnitt 71b nach links bewegt, ist aus einer Betrachtung ersichtlich, daß sich die Stromkomponente synchron mit derjenigen gemäß !Figur 12 dreht.

Die Strahleröffnungen im Abschnitt 71b sind in Abständen entsprechend ο Ig angeordnet, so daß das Diagramm gemäß Figur 12 für alle diese öffnungen sowie für alle Öffnungen im Abschnitt 71a gilt. Alle öffnungen strahlen somit unter Gewährleistung eines maximalen Antennengewinns phasengleich ab. Wenn die öffnungen in den Abschnitten 71a mid 71b unter bzw. über der Mittellinie G-G angeord-

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net wären, wäre der Drehsinn der kreisförmigen Polarisation umgekehrt.

Für die Erzielung des maximalen Antennengewinns ist es erforderlich, daß eine öffnung im Abschnitt 71b um

/^ lg/2 weiter von der Speiseachse H-II entfernt ist als die entsprechende öffnung im Abschnitt 71a- Wenn somit die öffnung 72a1 in einem Abstand a von der Achse H-II angeordnet ist, befindet sich die öffnung 72b1 in eiacu Abstand (a + fl lg/2) davon. Wenn der Längsabstand der öffnungen 72a1 und 72b1 gleich ρ Ig sein soll, um einen konstanten Abstand im Antennenanordnungseiement aufrechtzuerhalten (was allerdings nicht wesentlich ist), dann muß a ersichtlicherweise gleich /1 lg/4 sein, wss bei dem Fall gemäß Figur 10 zutrifft.

In I'igur 11 ist die Reihenspeisungsversion der geschlitzten Wellenleiteranordnung gemäß Figur 10 dargestellt. Da die kreisförmige Polarisation an den beiden Hälften des Wellenleiters im wesentlichen in der gleichen V/eise erreicht wird wie bei der Anordnung gemäß Figur 10, sind nachstehend nur die unterschiedlichen Merkmale angegeben. In Figur 11 wird der Wellenleiter 71 an einer Speiseöffnung 76 in der unteren Breitseite (d.h. in derjenigen ohne die Strahleröffnungen) gespeist. In jedem Abschnitt 71a und 71b entspricht die Anordnung der öffnungen 72 dem vorher beschriebenen Prinzip, doch sind bei der Eeihenspeisung die Stromschemata in den beide-α Hälften einander nicht um die Achse H-H herum spiegelgleich. Die eingezeichnetπ Stromverteilung ist im Ab-

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schnitt 71a die gleiche wie in Figur-10, xvährend dieg'enige im Abschnitt 71b die entgegengesetzte Polarität ber.it'^b. Die Erzielung der phasengleichen Abstrahlung von ■jlLeij Öffnungen 72 erfordert in diesem Fall,, daß einander entsprechende Öffnungen in den beiden Wellenleiterhälften ']Λ& und 71b gleich weit von der Achse H-H entfernt sind. Die öffnungen 72a1 und 72b1 besitzen daher beide den Abstand a von dieser Achse. Beim Abstand A Ig zwischen diesen öffnungen muß a gleich /* lg/2 sein. Wie erwähnt, ist dies jedoch nicht wesentlich, und bei dem in Figur 11 gezeigten Beispiel ist a wiederum./4 lg/4.".

Eine bereits erprobte Konstruktion des Wellenleiters verwendet einen Kern aus Polypropylen, das eine Dielektrizitätskonstante C = 2,1 besitzt. Der Kern ist etwa 0,13 mm bzw. 13 /um dick stromlos mit Kupfer beschichtet. Die Schlitze wurden dabei unter "Verwendung einer Maske nach einem Photolithographieverfahren zum Wegätzen des Kupfers ausgebildet.

In der vorstehenden Beschreibung der Anwendung langer linearer Antennenanordnurigen zur Verwirklichung der Erfindung wurde allgemein vorausgesetzt, daß die Anordnung so ausgelegt ist, daß sie die vertikale Apertur gleichförmig ausfüllt. Dies ist jedoch nicht wesentlich. Wesentlich ist vielmehr die Ausbildung einer Strahlantenne, deren vertikale Apertur sich über eine Strecke von mindestens 0,75 m erstreckt.

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Claims

P a t e η t a Γι ε ρ r ü c h e

yi./Intrusiousfühler für eine Mikrowellenschranke, gekennzeichnet durch einen Sender (10) mit zugeordneter Antenne (15), die eine Strahlung längs einer zu überwachenden Strecke gerichtet, erzeugt und durch einen Empfänger (20) mit zugeordneter Antenne (25) zum Empfangen der gerichteten Strahlung, wobei der Empfänger eine auf eine Änderung der empfangenen Strahlung gegenüber einem festgelegten Pegel ansprechende Einrichtung zur Erzeugung eines an Eindringen anzeigenden Signals aufweist, und wobei Sende- und Empfängerantenne jeweils Strahlantennen mit einer vertikaler« Apertur von mindestens 0,75 ^m sind.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die vertikale Apertur sowohl der Sende- als auch der Empfangsantenne etwa 1,5 m beträgt.-
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Antenne eine Leistungshalbwertsbreite in lotrechter Ebene von höchstens 2 besitzt.
4. Vorrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3? dadurch gekennzeichnet, daß Sender- und Empfängerantenne jeweils eine lotrechte Anordnung von Strahlerelementen aufweisen.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß Sender und Empfänger sowie ihre zugeordneten An-

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tenneii auf Frequenzen im Mikroitfellenbereich des Spektrums arbeiten.
6. Vorrichtung nach Anspruch ^lJ>, dadurch gekennzeichnet ,daß Sender- und Empfängerantenne jeweils eine gescbli"tzte Wellenleiteranordnung aufweisen.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsfrequenz im X-ßand-oder K-Bandbereich des Spektrums liegt.
8. Vorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß jeder geschlitzte Wellenleiter mit einem dielektrischen Material gefüllt ist und die einander benachbarten Schlitze der Anordnung in einem Abstand entsprechend einer Wellenlänge im Wellenleiter voneinander angeordnet sind, und daß die Dielektrizitätskonstante des dielektrischen Materials so gewählt ist, daß der Absolutabstand entsprechend einer Wellenlänge im Wellenleiter zwischen einander benachbai'ten Schlitzen einen Abstand im Bereich von einer halben bis einer Wellenlänge im freien Eaum festlegt.
9- Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß Sender- und Empfängerantenne jeweils zirkulär polarisiert sind.
10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder geschlitzten Wellenleiteranordnung jeder, .Schlitz gegenüber der Längsachse der den Schlitz puX- ■

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weisenden Wellenleiterwand versetzt angeordnet ist, um " zirkuläre Polarisation zu erzeugen.
11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet', daß jede geschlitzte Wellenleiteranordnung praktisch auf halber Länge des Wellenleiters eine Speiseöffnung für die Mittenspeisung- der Wellenleiteranordnung aufweist, und daß die Schlitze an der einen Seite der Speiseöffnung auf der einen Seite der Längsachse der diese Schlitze aufweisenden Wellenleiterwand angeordnet sind, während die auf der anderen Seite der Speiseöffnung befindlichen Schlitze auf der anderen Seite der Längsachse dieser Wellenleiterwand liegen.
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenleiter eine rechteckige Form besitzt und die Speiseöffnung zur Ermöglichung einer Parellelspeisung der geschlitzten Wellenleiteranordnung in einer Schmalseite des Wellenleiters vorgesehen ist, und daß, der Abstand zwischen der Speiseöffnung und dem nächsten benachbarten Schlitz an der einen Seite der Speiseöffnung um eine halbe Wellenlänge in dem mit dielektrischem Material gefüllten Wellenleiter größer ist als de>r Abstand zwischen der Speiseöffnung und dem nächsten benachbarten Schlitz an deren anderer Seite.
13· Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenleiter eine rechteckige Form besitzt und dieSpeiseöffnung zur Ermöglichung einer Reihenspeisung der geschlitzten Wellenleit.eranordnung in einer Breit-

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seite dec Wellenleiters angeordnet ist und daß die der Speiseöffnung benachbarten Schlitze jeweils gleich weit von dieser entfernt sind.
14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13₅ dadurch gekennzeichnet, daß die von der Speiseöffnung abgewandten Enden des geschlitzten Wellenleiters zur Verhinderung von Reflexionen an den Wellenleiterenden in einer angepaßten Last auslaufen.

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