DE2456854B2 - Synchron-demodulator fuer einen fernsehempfaenger - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Synchron-Demodulator für einen Fernsehempfänger.

Es gibt im wesentlichen zwei bekannte Verfahren für eine Demodulation. Eines dieser Verfahren läßt sich als synchrone oder kohärente Demodulation bezeichnen, und es besteht darin, das einlaufende Signal mit der Trägerfrequenz zu multiplizieren, und dann das resultierende Multiplikationsprodukt durch ein Tiefpaßfilter hindurchzuführen. Das andere Verfahren läßt sich als Hüllkurven-Demodulation bezeichnen. Obwohl die Hüllkurven-Demodulation als einfachstes und zweckmäßigstes Demodulationsverfahren erscheint, ist es bekannt, daß sie für einige Anwendungsfälle ungeeignet ist. Genauer gesagt, die Modulation eines ZF-Fernsehträgersignals nähert sich über einen großen Teil der Zeit 100%. Um somit die erforderliche Linearität eines einfachen Diodenhüllkurven-Detektors zu erhalten, ist eine große ZF-Ausgangsspannung erforderlich, um die gewünschte Detektorausgangsspannung zu erreichen. Die verhältnismäßig hohe Ausgangsenergie, welche von der ZF-Verstärkerstufe geliefert wird, kann starke Ströme hervorrufen, welche zu entsprechenden Schwierigkeiten bei der Entkopplung und Abschirmung führen. Weiter haben einfache Diodendetektorschaltungen einen geringen Wirkungsgrad und zeigen weiterhin die Tendenz, in dem gleichgerichteten bzw. demodulierten Ausgangssignal unerwünschte Zwischenmodulationsprodukte zu erzeugen. Da Synchron-Demoduiatoren mit wesentlich geringeren Eingangsspannungen arbeiten und im allgemeinen eine lineare Übertragungsfunktion aufweisen, sind sie in vielen Fällen vorteilhaft.

Obwohl der Synchron-Demodulator gegenüber dem einfachen Diodendetektor viele Vorteile aufweist, hat er doch auch betriebliche Nachteile, insbesondere im Hinblick auf Überlastung und Impulsrauschen. Wenn nämlich die Amplitude eines modulierten Fernsehsignals ansteigt, so verändert sich die durchschnittliche Amplitude des demodulierten zusammengesetzten Videoausgangssignals in einer ersten Richtung im Verhältnis dazu, bis die Schwelle des linearen Arbeitsbereiches erreicht ist. Die durchschnittliche Amplitude kann ein positiver Wert in Reaktion auf Eingangssignal

ίο mit einer geringen Stärke bzw. Amplitude sein und in zunehmendem Maß weniger positiv werden, wenn die Amplitude der Eingangssignale ansteigt. Wenn die Eingangssignalamplitude über den linearen Bereich hinaus ansteig'., se wird der Demodulator in einen überlasteten Betriebszustand gebracht. Die Demodulatorausgangsamplitude bleibt konstant, und zwar beispielsweise aut Erdpotential, bis die Eingangsamplitude die Schwelle der Sättigung im Betriebszustand erreicht. Wenn die Amplitude des Eingangssignals weiter ansteigt, so ändert sich die Amplitude des Ausgangssignals plötzlich in unerwünschter Weise in einer zweiten Flichtung und stabilisiert sich beispielsweise auf einem positiven Pegel. Somit kann in Reaktion auf ein starkes Eingangssignal das Ausgangssignal eines Synchron-Demodulators einen Durchschnittspegel aufweisen, welcher einem Eingangssignal mit geringer Amplitude entspricht. Das falsche Ausgangssignal kann teilweise deshalb erzeugt werden, weil die Einrichtung des Demodulators in der Sättigung ist. Folglich spricht die automatische Verstärkungsregelungsschaltung des Fernsehempfängers auf den falschen Pegel des Ausgangssignals an und liefert ein Verstärkungsregelsignal, welches die Verstärkung des Fernsehempfängers und dadurch die Amplitude des Eingangssignals in der Weise

anhebt, daß eine automatische Überlastblockierung bzw. -verriegelung erfolgt. Der Fernsehempfänger wird dadurch funktionsuntüchtig, bis das Überlastsignal wieder entfernt ist.

Ein weiteres Problem, welches Synchron-Demodulai;oren für geringen Pegel eigen ist, ist ihre Empfindlichkeit gegenüber bestimmten Arten von Rauschen und insbesondere gegenüber Impuls^rauschen. Es ist hinreichend bekannt, daß die Amplitude des Ausgangssignals eines solchen Demodulators von der Beziehung zwischen der Phase des Eingangssignals und der Phase des Träger- oder Schaltsignals abhängt. Fehlerhafte Signale wie Rauschimpulse haben keine feste Phasenbeziehung zu dem Träger. Obwohl somit Rauschimpulse gewöhnlich eine zu geringe Dauer haben, um eine automatische Verstärkungsregelblockierung herbeizuführen, können Rauschsignale mit hohem Pegel den Demodulatorausgangssignalpegel in unerwünschter Weise verändern und ein Ausgangssignal einer unerwünschten Amplitude oder Polarität erzeugen. Folglich können auf dem Fernsehschirm in Reaktion auf starke Rauschsignale weiße Flecken erzeugt werden, welche gemeinsam mit den erwünschten Signalen mit geringen Amplituden auftreten.

Um selche Probleme zu überwinden, welche durch eine Signalüberlastung und durch Rauschen hervorgerufen werden, verwenden bekannte Synchron-Demodulatoren Vorspannungsnetzwerke, welche verhältnismäßig hohe Encrgicvcrsorgungsspannungen benötigen. Solche Netzwerke und hohe Energieversorgungsspannungen haben gewährleistet, daß Eingangssignale mit großer Amplitude die Einrichtungen des Synchron-Demodulators nicht in die Sättigung bringen konnten. Solche Schaltungen sind jedoch nicht für Anwendungs-

alle mit geringem Pegel brauchbar, bei welchen die inergieversorgungsspannung beispielsweise auf eine \mplitude in der Größenordnung von 10 Volt begrenzt sein kann. Eine solche Anwendung bezieht sich jeispielsweise auf Fernsehempfänger, die mit einer Batterie betrieben werden.

Andere bekannte Schaltungen haben eine Klammertechnik verwendet, um die Amplitude des Eingangssignals zu begrenzen. Aber auch solche Schaltungen haben sich für einige Anwendungsfälle als unzweckmä-Big erwiesen. Genauer gesagt, solche Schaltungen erhöhen oft die Eingangsimpedanz des Demodulators und vermindern dadurch seine Bandbreite.

Aus der US-Patentschrift 36 97 685 ist ein Synchron-Demodulator bekannt, welcher für eine Eingangsspannung in einem bestimmten Bereich oberhalb des ersten Schwellenpegels ein erstes konstantes Ausgangssignal und für ein weiter angestiegenes Eingangssignal oberhalb eines zweiten Schwellenpegels ein weiteres Ausgangssignal liefert, welches sich von dem ersten Ausgangssignal wesentlich unterscheidet. Auch diese bekannte Schaltung ist nicht geeignet, die oben aufgezeigten Nachteile zu überwinden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Synchron-Demodulator für einen Fernsehempfänger zu schaffen, welcher bei außerordentlich großer Bandbreite arbeitet und mit einer verhältnismäßig geringen Versorgungsspannung auskommt und dabei auch bei einer Eingangssignalüberlastung und bei einem Impulsrauschen ein einwandfreies Ausgangssignal liefert.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß zur Begrenzung der Ausgangsspannung des Demodulators die Emitter-Kollektorstrecke eines Transistors zwischen die Ausgangsklemme des Demodulators und Erde geschaltet ist, daß die Basis dieses Transistors über eine Transistorstufe mit einem Transistor des anderen Leitfähigkeitstyps an den Kollektor-Arbeitswiderstand einer Verstärkerstufe geschaltet ist, die einen Transistor mit zwei Emittern enthält, die an die beiden Anschlüsse des symmetrischen Eingangs des Demodulators angeschaltet und über je einen Widerstand mit der an der Ausgangsklemme einer Vorspannungsquelle liegenden Basis dieses Transistors verbunden sind, derart, daß der Transistor mit den zwei Emittern bei einer bestimmten Amplitude der dem Eingang des Demodulators zugeführten Schwingung in den stromführenden Zustand geschaltet wird, über Widerstände, die parallel zu den Basis-Emitterstrecken der Eingangstransistoren des Demodulators geschaltet sind, Strom zieht, dadurch seine Basisvorspannung steuert und über die genannten Transistoren eine veränderliche, Spannungsstabilisierende Belastung der Ausgangsspannung des Demodulators erzeugt.

Gemäß der Erfindung wird somit eine Begrenzungsschaltung geschaffen, welche einen unerwünschten Signalzustand des Synchron-Demodulators in wirksamer Weise verhindert.

Weiterhin ist gemäß der Erfindung der wesentliche Vorteil erreichbar, daß der Synchron-Demodulator mit einer besonders geringen Energieversorgungsspannung arbeitet, so daß dadurch die Anwendung in tragbaren Geräten oder mit Batterien ausgerüsteten Geräten wesentlich erleichtert wird. Die erfindungsgemäße Schaltung läßt sich auch leicht in der Weise abwandeln, daß sie mit anderen Typen von Synchron-Demodulatoren betrieben werden kann.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend beispielsweise an Hand der Zeichnung beschrieben-, in dieser zeigt

Fig. 1 ein Teilblockdiagramm eines Fernsehempfängers einschließlich einer Videodetektorschaltung und einer Farbsystemumschaltung, welche Synchron-Demodulatoren aufweisen könnten,

F i g. 2 ein Teilblock.schema und ein Teilschaltschema eines Synchron-Demodulators, welcher im Videoteil eines Fernsehempfängers verwendet wird, und

F i g. 3 eine graphische Darstellung, welche zur Erläuterung der Arbeitsweise der Video-Demodulatorschaltung gemäß F i g. 2 dient.

In der Fi g. 1 der Zeichnung ist ein Teilblockschema eines typischen Farbfernsehempfängers dargestellt, bei welchem ein einlaufendes Signal von einer Antenne 10 aufgenommen wird und einer Hochfrequenz-Verstärker-(HF-Verstärker) und -Umsetzer-Stufe 14 zugeführt wird, welche das Signal verstärkt und die Frequenz des empfangenen Signals derart heruntersetzt, daß Zwischenfrequenzsignale (ZF-Signale) an der Ausgangsklemme dieser Stufe erzeugt werden. Die ZF-Signale, welche einen amplitudenmodulierten ZF-Träger enthalten, haben eine Frequenz in der Größenordnung von 45,75 NHz und werden aann durch die ZF-Verstärker 16 und 22 verstärkt. In dem Video-Demodulator 24 erfolgt eine Demodulation des amplitudenmodulierten Signals vom Ausgang des ZF-Verstärkers 22, wobei der Video-Demodulator 24 den Synchron-Demodulator gemäß F i g. 2 enthalten könnte.

Das demodulierte zusammengesetzte Videosignal wird dann durch den Videoverstärker 26 verstärkt. Der Video-Demodulator 24 und der Videoverstärker 26 können gemeinsam zu einer integrierten Schaltung vereinigt sein, wie es durch den gestrichelten Block 27 der F i g. 1 angedeutet ist. Die Helligkeits- oder Luminanzkomponenten des zusammengesetzten Videosignals werden der Eingangsklemme der Verzögerungsschaltung 28 zugeführt und dann für solche Zwecke verzögert die dem Fachmann bekannt sind. Danach werden die Helligkeitssignalkomponenten durch einen Videoendverstärker 30 verstärkt und einem ersten Eingang der Demodulatorschaltung 34 zugeführt. Das Ausgangssignal des Videoverstärkers 26 wird auch über ein Farbsystem 36 einem zweiten Eingang der Demodulatorschaltung 34 zugeführt. Rote, blaue und grüne Farbsignale werden den drei Kathoden der Kathodenstrahlröhre 38 durch den Demodulator 34 zugeführt.

Der Videoverstärker 26 führt das zusammengesetzte Videosignal auch an eine Störaustastschaltung 40, welche Störsignale oder Rauschsignale ermittelt, deren Stärke oder Amplitude die Stärke oder Amplitude von den Signalsynchronisier-Komponenten des zusammengesetzten Videosignals übersteigen. Die ermittelten Störimpulse bzw. Rauschimpulse werden dann dazu verwendet, eine »Klemmschaltung« zu betätigen, welche die Amplitude des zusammengesetzten Videosignals begrenzt, welches der Klemme 42 der Synchronisiersignal-Trennstufe 43 zugeführt wird. Horizontal« oder vertikale Synchronisierungssignal-Komponenter werden durch die Synchronisier-Trennstufe 43 abgelei tet und den horizontalen und vertikalen Ablenksyste men 44 und 45 jeweils zugeführt. Die Ablenksysteme 4 und 45 leiten horizontale Ablenksignale an de Horizontal-Ablenkwicklung 46 und vertikale Ablenks gnale an der Vertikal-Ablenkwicklung 48 ab. Di Wicklungen 46 und 48 sind auf dem Hals ein« Kathodenstrahlröhre 38 angeordnet. Die Horizonta Synchronisierimpulse werden an die Klemme 52 d<

Schaltung 50 mit automatischer Verstärkungsregelung angelegt. Das zusammengesetzte Videoausgangssignal von der Störaustastschaltung 40 wird der Klemme 49 der steuerbaren Schaltung 50 mit automatischer Verstärkungsregelung zugeführt, und die ermittelten Störimpulse bzw. Rauschimpulse werden der Klemme 51 der Schaltung 50 zugeführt. Die Horizontal-Rücklaufimpulse werden von dem Horizontal-Ablenksystem 44 an die Klemme 54 der steuerbaren Schaltung 50 mit automatischer Verstärkungsregelung angekoppelt.

Eine Verstärkungsregelspannung wird durch die Schaltung 50 an der AVR-Ausgangsklemme 56 erzeugt (AVR = automatische Verstärkungsregelung). Dieses Verstärkungsregelungssignal verändert seine Amplitude in Abhängigkeit von den Veränderungen in der Spitzenamplitude der Synchronisierimpuls-Komponenten am Ausgang des Video-Demodulators 24, welche während der Steuerintervalle bzw. Tastintervalle auftreten, welche durch die Rücklaufimpulse erzeugt werden. Die Stärke und Amplitude der Synchronisierimpulse hängt wiederum von der Stärke des einlaufenden Signals ab, welches an der Antenne 10 ankommt, so daß die AVR-Schaltung, welche an der Ausgangsklemme 56 der AVR-Schaltung 50 auftritt, normalerweise für die Eingangssignalstärke repräsentativ ist. In Abhängigkeit von der Art der Stufe 14, welche den Verstärker und den Untersetzer bzw. Umsetzer enthält, und weiterhin in Abhängigkeit von dem ersten ZF-Videoverstärker 16 kann die Verstärkungsregelspannung an der Ausgangskiemme 56 eine Vorwärts- oder eine Rückwärts-Regelspannung sein.

Die AVR-Spannung wird der Klemme 58 des ersten ZF-Videoverstärkers 16 zugeführt und weiterhin der Eingangsklemme 60 der Verzögerungsschaltung 62. Nach einer angemessenen Verzögerung wird die AVR-Spannung durch die Verzögerungsschaltung 62 der Steuerklemme 64 der H F-Verstärker- und Wandlerschaltung 14 zugeführt. Somit arbeitet die Verstärkungsregelspannung zunächst in der Weise, daß die Verstärkung der ZF-Videostufe 16 geregelt wird, und sie arbeitet zum Anheben der Signalpegel weiterhin in der Weise, daß die Verstärkung der HF- und Wandlerstufe 14 in einer für den Fachmann bekannten Art geregelt wird.

Der Aufbau und die Arbeitsweise der Überlast- und Rauschschutzschaltung einer Ausführungsform der Erfindung wird zunächst in bezug auf eine Anwendung beschrieben, wie sie bei einem Videodetektor wie dem Videodetektor 24 der Fig. t vorkommt. Genauer gesagt, die Fig.2 zeigt einen Videodetektor, welcher einen Synchrondetektor 66 aufweist, welcher symmetrische Eingangsklemmen 68 und 70 hat, welche über Kondensatoren 73 und 74 getrieben werden. Der Synchron-Amplitudenmodulationsdetektor 66 kann beliebiger bekannter Art sein, wie es beispielsweise in der US-Patentschrift 36 97 685 mit dem Titel »Synchron-Amplitudendetektor« beschrieben ist. Die Detektorschaltung 66 weist Eingangspuffertransistoren 76 und 78 auf, welche lineare Differentialverstärker-Transistoren 80 und 82 sowie Hochverstärkungs-Differcntialvcrstär- m> kcr-Transislorcn 84 und 86 treiben. Die Stromquelle 85 und 87 versorgt Differentialpaare 84 und 86 sowie 80 und 82. Ein Schaltsignal, welches den Träger oder die ZF-Frcqucnz aufweist, wird an den Kollektoren der Transistoren 84 und 86 erzeugt und über den ■ Puffervcrstiirkertransistor 88 an die Basis der Transistoren 90 und 92 geführt sowie über den Puffcrvcrstär· kungslninsislor 94 an die lkisis der Transistoren 96 und

98. Ein Widerstand 97 ist mit dem Emitter des Transistors 94 verbunden. Ein Widerstand 99 ist mit dem Emitter des Transistors 88 verbunden. Das amplitudenmodulierte Videosignal wird über den Kollektor des Transistors 80 den Emittern der Transistoren 92 und % zugeführt und über den Kollektor des Transistors 82 den Emittern der Transistoren 90 und 98. Weil das Schaltoder Trägersignal durch Begrenzung des amplitudenmodulierten ZF-Signals erreicht wird, hat das Schaltsignal dieselbe Frequenz und dieselbe Phase wie das modulierte ZF-Signal und ist deshalb damit synchronisiert. Die Transistoren 90, 92, 96 und 98 mischen die Schaltsignale, welche jeweils an ihrer Basis angelegt sind, mit dem amplitudenmodulierten Signal, welches jeweils an ihren Emitter angelegt ist, um an den Klemmen 100 und 102 ein demoduliertes Ausgangssignal zu erzeugen. Die Basis des Transistors 166 ist mit der Klemme 100 verbunden und liefert ein verstärktes Ausgangssignal am Lastwiderstand 164 und an der Ausgangsklemme 108. Der Schwingkreis mit der Induktionsspule 104 und dem Kondensator 106 im Zusammenwirken mit den Pufferverstärkern 88 und 94 sind erforderlich, um Phasenverschiebungen im Schaltsignal zu vermindern. Die Verstärkungserfordernisse des Schaltkanals werden durch die Notwendigkeit bestimmt, daß sichergestellt werden muß, daß bei der geringsten Modulation eine Begrenzung stattfindet, welche dem Weißpegel entspricht. Die Last für den Demodulator 66 enthält die Widerstände 101, 103, 105 und 107.

Die Fi g. 3 veranschaulicht den Wechselstrombetrieb der Schaltung 66. Auf der Abszisse 116 ist die Spitze-Spitze-Amplitude des amplitudenmodulierten ZF-Eingangssignals aufgetragen. Die Modulation ist normalerweise derart angeordnet, daß ihre Nulldurchgänge beim Weißpegel liegen und daß ihre Spitzenwerte beim Schwarzpegel liegen, und zwar durch die Wirkung der Schallung 50 für die automatische Verstärkungsregelung. Die Eingangssignal, welche über die Kondensatoren 73 und 74 angelegt sind, sind in der Phase um 180° verschoben. Diese Eingangssignale werden von den symmetrischen Ausgangsklemmen der ZF-Differentialverstärkerstufe 22 erhalten. In alternativer Weise kann ein unsymmetrisches Signal an eine der Eingangsklemmen 68 und 70 angelegt werden, wenn die andere Eingangsklemme für Wechselstrom geerdet ist. Auf der Ordinate 118 der F i g. 3 ist die Amplitude des Ausgangssignals aufgetragen. Die graphische Darstellung 120 zeigt die Übertragungscharakteristik der Detektorschaltung 66.

Der Teil 122 der graphischen Darstellung 120 zeigt den linearen Bereich oder den normalen Betriebszustand, in welchem das Arbeiten des Detektors 66 für einen geringen Pegel liegen soll. Normalerweise gewährleistet die AVR-Schaltung 50 einen Betrieb innerhalb des linearen Bereiches. Wenn beispielsweise die AVR-Schwcllc, welche durch den Punkt 124 angegeben ist, durch die Amplitude des Eingangssignals überschritten wird, sollte die AVR-Schaltung 50 die Verstärkung vermindern, wodurch die Amplitude des ZF-Signals vermindert wird. Wenn in alternativer Weise die Amplitude des ZF-Eingangssignals geringer ist als diejenige, welche beim Punkt 124 angegeben ist, dann sollte die AVR-Schaltung 50 die Verstärkung anheben, wodurch die Amplitude des ZF-Signals vergrößert wird.

Wenn jedoch ein außerordentlich starkes Eingangssignal plötzlich dem Detektor 66 zugeführt wird, beispielsweise in Reaktion iiiif Impiilsriiusdien, Hilf-

grund einer Antennen- oder Kanalschaltverbindung, so ist es möglich, daß die Amplitude des Eingangssignals eine erste Schwelle überschreitet, welche am Punkt 123 der Achse 118 angegeben ist, und dazu den Detektor in einen überlasteten Betriebszustand bringt, in welchem der Ausgangssignalpegel konstant bleibt, wie es durch den Abschnitt 128 der graphischen Darstellung 122 veranschaulicht ist. Wenn die Amplitude des Eingangssignals noch weiter ansteigt, und zwar über die zweite ■ Schwelle hinaus, welche durch den Punkt 130 angegeben ist, dann ist es möglich, daß der Detektor 66 plötzlich ein Ausgangssignal liefert, welches den Weißpegel überschreitet, wie es durch den Abschnitt 132 der graphischen Darstellung 120 angegeben ist. Dies geschieht, weil beispielsweise die Transistoren 84 und 86 durch das Eingangssignal in die Sättigung getrieben werden, was dazu führt, daß die Basis-Kollektor-Strekken der Transistoren 84 und 86 vorwärts vorgespannt werden. Somit kehren die Transistoren 84 und 86 die angelegten Signale nicht mehr um. Folglich wird der Betrieb des Detektors durch die Phase der Signale der Transistoren 84 und 86 nicht mehr unterstützt. Weiterhin kann die Sättigung der Transistoren 80 und 82 dazu führen, daß die Transistoren 92 und % sowie 90 und 98 gesperrt werden. Die Kombination dieser Vorgänge führt dazu, daß das Ausgangssignal einen verhältnismäßig positiven konstanten Pegel annimmt, wie es durch den Abschnitt 132 der graphischen Darstellung 120 dargestellt ist. Folglich interpretiert die AVR-Schaltung den positiven Pegel des Detektor-Ausgangssignals so, als ob eine Notwendigkeit gegeben wäre, die Verstärkung anzuheben. Sie liefert daher ein Steuersignal, welches dazu führt, daß die Amplitude des bereits zu starken Eingangssignals weiter angehoben wird. Dieser Zustand läßt sich als AVR-Sperrung oder AVR-Blockierung bezeichnen.

Die erfindungsgernäße Schutzschaltung 140 hindert die Amplitude des Ausgangssignals vom Detektor 66 daran, beispielsweise über die AVR-Schwelle oder den Schwarzpegel 126 hinaus anzusteigen. Die Schaltung 140 weist eine Bezugsspannungsversorgung auf, die einen Transistor 142 und einen Spannungsteiler aufweist, der aus den Widerständen 144 und 146 gebildet ist. Eine Elektronensteuereinrichtung, welche als NPN-Transistor 148 mit einem Doppelemitter dargestellt ist, weist einen ersten Emitter auf, welcher mit der Eingangsklemme 70 verbunden ist, und hat weiterhin einen zweiten Emitter, welcher mit der Eingangsklemmc 68 verbunden ist. Die Basis des Transistors 148 ist mit dem Emitter des Transistors 142 und jeweils über einen Widerstand 150 und 152 mit einer Eingangsklcmme 70 bzw. 68 des Demodulators 66 verbunden. Der Kollektor des Transistors 148 ist über einen Widerstand 154 mit einem Leiter 156 verbunden, welcher eine positive (0+) Versorgungsspannung liefert. Ein PNP-Transistor 158 weist eine Basis auf, welche mit der Verbindung zwischen dem Kollektor des Transistors 148 und einem Ende des Widerstands 154 verbunden ist. Der Emitter ist mit dem Leiter 156 und der Kollektor über einen Widerstand 160 mit dem Erdleiler 161 verbunden.

Die Basis des Transistors 162 ist mit einem Ende des Widerstandes 160 und mit dem Kollektor des Transistors 158 verbunden, wahrend der Emitter mit dem Erdleiter 161 verbunden ist. Ocr Kollektor ist mit der Ausgiingsklemme 108 des Detektors 66 verbunden. Ein testwiderstand 164 ist /wischen der Ausgiingsklemiiu· 108 und dem F.rdlciier 161 ιιημι-ordiKM. l'iiu· Darlington Schaltung mit den Transistoren 167 und 168 oder eine andere Ausgangsstufe kann zwischen der Ausgangsklemme 108 und einer Ausgangsklemme 169 angeordnet sein.

^r, Im Betrieb liefert die Vorspannungsversorgung, welche den Transistor 142 und die Widerstände 144 und 146 aufweist, eine Vorspannung über die Ausgangsklemme 170 an die Basis des Transistors 148 mit doppeltem Emitter und über die Widerstände 150 und

ίο 152 an die Transistoren 76 und 78 des Detektors 66. Beim normalen Betrieb liegt die Amplitude des ZF-Eingangssignals zwischen den Klemmen 68 und 70 in der Größenordnung von 50 Millivolt effektiv. Bei diesem Eingangspegel wird der Detektor im linearen

:■-, Bereich betrieben und liefert ein demoduliertes Ausgangssignal am Lastwiderstand 164, wie es oben bereits erläutert wurde. Während dieses normalen Betriebs bleibt der Transistor 148 durchlässig und gewährleistet dadurch, daß die Transistoren 158 und 162 gesperrt bleiben.

Wenn ein Eingangssignal, welches eine größere Amplitude hat als der Schwellenwert, welcher durch den Punkt 123 in der graphischen Darstellung gemäß F i g. 3 angegeben ist oder ein anderer vorgegebener Schwel-

>■-, lenwert angelegt wird, so ist der negative Verlauf des Eingangssignals im Zusammenwirken mit dem an der Klemme 170 entwickelten Basispotential ausreichend, um den Transistor 148 vorwärts vorzuspannen. Weil die Klemmen 68 und 70 ZF-Signale empfangen, welche

ίο einen Phasenunterschied von 180° aufweisen, bleibt der Transistor 148 während des größten Teils seines Arbeitszyklus solange vorwärts vorgespannt, wie die Überlastbedingung oder der geringe Rauschabstand vorhanden sind. Die Widerstände 77 und 79, welche

r> parallel zu den Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 76 und 78 geschaltet sind, verursachen einen Strom in den Widerständen 150 und 152, der eine Teilvorspannung am Transistor 148 erzeugt, so daß dadurch die Schaltung in bezug auf negativ verlaufende Signalüber-

iii gänge empfindlicher wird.

Wenn der Transistor 148 durchlässig wird, so zieht er Strom durch den Widerstand 154, welcher eine Spannung erzeugt, die den Transistor 158 in den durchlässigen Zustand versetzt, welcher die Tendenz

»Ι zeigt, selbst dann durchlässig zu bleiben, wenn der Transistor 148 in Reaktion auf das modulierte ZF-Signal rasch ein- und ausschalten kann. Somit arbeitet der Transistor 158 in gewisser Weise wie ein Kondensator. Während der Transistor 158 durchlässig ist, liefert er

■Mi Strom durch den Widerstand 160 an den Erdleiter 161 Folglich wird der Transistor 162 durch die Spannung ir den durchlässigen Zustand versetzt, welche am Wider stand 160 abfällt und hält die Spannung an der Ausgangsklemmen 108 und 169 auf einem vcrhältnismä

'>' Big geringen Pegel, wie es durch den gestrichelten Tei 171 in der graphischen Darstellung gemäß Fig.; angegeben ist, anstatt den Ausgangspcgcl auf de· Wcißpcgcl hochspringen zu lassen, wie es in den graphischen Teil 132 der F i g. 3 dargestellt ist. Folglicl

hi empfängt die AVR-Schaltung 50 ein Steuersignal fü eine »verminderte Verstärkung« und bringt di Amplitude des Eingangssignals auf einen normale Arbeitsbereich /urück. Eine »AVR-Vcrriegclung« b/.v AVR-Spcrrung wird also verhindert. Weiterhin arbeitt

'" die Ohcrlast-Schut/schaltiing 140 auch in Reaktion ;u Rauschsigiiale, welche Amplituden aufweisen, die gro sind in bezug auf die Amplituden der gewünschic Si(JMuIc. Folglich wmlen helle Hiklpunkli·, die anderi

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falls durch derartige Rauschsignale erzeugt werden, reduziert. Somit bleibt die Auisgangsspannung des Detektors 66 auf einem gewünschten Pegel, und zwar ohne Rücksicht darauf, ob die Transistoren des Detektors 66 gesättigt sind oder nicht. ϊ

Die Überlast-Schutzschaltung 140 bildet einen Bypass für den Detektor 66, sobald die Eingangssignalamplitude eine erste vorgegebene Schwelle überschreitet, die geringer ist als diejenige Schwelle, welche durch den Punkt 130 in der graphischen Darstellung 120 der F i g. 3 u> angegeben ist. Sobald ein großes Signal an den Eingangsklemmen anliegt, so wird dabei der Transistor 148 in den leitenden Zustand versetzt, und zwar ohne Rücksicht darauf, ob es sich um ein ZF-Signal bei einer Überlastbedingung oder um einen verhältnismäßig starken Rauschimpuls handelt. Folglich wird die Spannung an den Ausgangsklemmen 108 und 169 auf einem gewünschten Pegel gehalten.

Wenn die Überlast-Schutzschaltung nicht eingesetzt würde, dann würde der Detektor 66 derart ausgelegt sein müssen, daß der Ausgang unter den obengenannten Bedingungen nicht positiv wird. Dazu könnte es erforderlich sein, daß der Eingangs-Differentialverstärker mit den Transistoren 76 und 78 derart ausgelegt sein müßte, daß er große Eingangssignalschwankungen 2ϊ verarbeiten kann. Damit der Detektor 66 in Reaktion auf große Signalpegel in linearer Weise arbeitet, müßten die Transistoren 84 und 86 daran gehindert werden, daß sie gesperrt werden oder in die Sättigung geraten. Dies erfordert, daß die Vorspannungen J0 wesent'ich größer sein müßten als diejenigen Vorspannungen, welche von der Schaltung gemäß F i g. 2 gefordert weiden. Folglich ermöglicht die Überlast-Schutzschaltung 140, daß die Synchron-Detektorschaltungen wie die Schaltung 66 mit einer Energieversor- -»■> gungsspannung geringerer Größe arbeitet, welche zwischen den Energieversorgungsleitern 156 und 161 liegt, als dies andernfalls der Fall wäre, so daß dadurch die Anwendung dieser Schaltung in tragbaren Geräten oder mit Batterie ausgerüsteten Geräten erleichtert wird. Die Überlast-Schutzschaltung 140 läßt sich leicht in der Weise abwandeln, daß sie mit anderen Typen von Synchron-Detektoren beschrieben werden kann.

Die in dem gestrichelten Block 172 gemäß Fig. 2 dargestellte Schaltung ist dazu geeignet, als integrieite Schaltung ausgebildet zu werden. Einige Daten von Bauelementen und Spannungen, die in einer gerätetechnischen Ausführungsform der Überlast-Schutzschaltung 140 verwendet wurden, werden nachfolgend angegeben:

Kondensatoren 73 und 74
Widerstände 150 und 152
Widerstand 154
Widerstand 160
Widerstand 164
Spannung an der Basis des
Transistors 148

0,002 Mikrofarad
3 Kiloohm
50 Kiloohm
10 Kiloohm
4,5 Kiloohm

4,5 Volt

Oben wurde ein Demodulator beschrieben, welcher einen Synchron-Detektor und eine Schutzschaltung aufweist, welche verhindert, daß der Synchron-Detektor durch Überlastsignale und -Rauschen nachteilig beeinträchtigt werden kann. Die Demodulatorschaltung ist dazu geeignet, als integrierte Schaltung ausgebildet zu werden, und sie kann bei verhältnismäßig geringen Energieversorgungsspannungen in der Größenordnung von 10 Volt betrieben werden. Weiterhin hat di« Demodulatorschaltung eine geringe Eingangsimpedanz was zu einer großen Betriebsbandbreite führt, wie sie für einen Videodetektor eines Fernsehempfängers erforderlich ist. Die Schutzschaltung könnte be Frequenz- und bei Phasendemodulatoren
werden, beispielsweise als Farbdemodulator.

eingesetzi

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Synchron-Demodulator für einen Fe ,behempfänger, dadurch gekennzeichnet, daß zur Begrenzung der Ausgangsspannung des Demodulators die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors (162) zwischen die Ausgangsklemme (108) des Demodulators und Erde (161) geschaltet ist, daß die Basis dieses Transistors (162) über eine Transistorstufe (158) mit einem Transistor des anderen Leitfähigkeitstyps an den Kollektor-Arbeitswiderstand (154) einer Verstärkerstufe geschaltet ist, die einen Transistor (148) mit zwei Emittern enthält, die an die beiden Anschlüsse (68,70) des symmetrischen Eingangs des Demodulators angeschaltet und über je einen Widerstand (150, 152) mit der an der Ausgangsklemme (170) einer Vorspannungsquelle (144, 146, 142) liegenden Basis dieses Transistors verbunden sind, derart, daß der Transistor mit den zwei Emittern (148) bei einer bestimmten Amplitude der dem Eingang des Demodulators zugeführten Schwingung in den stromführenden Zustand geschaltet wird, über Widerstände (77, 79) die parallel zu den Basis-Emitter-Strecken der Eingangstransistören (76, 78) des Demodulators geschaltet sind, Strom zieht, dadurch seine Basisvorspannung steuert und über die genannten Transistoren (158, 162) eine veränderliche, Spannungsstabilisierende Belastung der Ausgangsspannung des Demodulators erzeugt.