DE2456854A1 - Schutzschaltung gegen rauschen und ueberlastung fuer synchron-demodulatoren - Google Patents

Description

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Telegramm: monopolweber munchen

M 107

MOTOROLA, INC.
Delaware/USA

Schutzschaltung gegen Rauschen und Überlastung für Synchron-

Demodulatoren

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung gegen Rauschen und Überlastung für Synchron-Demodulatoren.

Es gibt im wesentlichen zwei bekannte Verfahren für"eine Demodulation. Eines dieser Verfahren läßt sich als synchrone oder kohärente Demodulation bezeichnen, und es besteht darin, das einlaufende Signal mit der Trägerfrequenz zu multiplizieren und dann das resultierende Multiplikationsprodukt durch ein Tiefpaßfilter hindurchzuführen. Das andere Verfahren läßt

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sich als HüTlkurven-Demodulation bezeichnen. Obwohl die Hüllkurven-Demodulation als einfachstes und zweckmäßigstes Oemodulaticnsverfahren erscheint, ist es bekannt, daß sie für einige Anwendungsfälle ungeeignet ist. Genauer gesagt, die Modulation eines ZF-Fernsehträgersignals nähert sich über einen großen Teil der Zeit 100 %. Um somit die erforderliche Linearität eines einfachen Diodenhüllkurven-Detektors zu erhalten, ist eine große ZF-Ausgangsspannung erforderlich, um die Zwei-zu-VierVolt Spitze-Spitze-Detektorausgangsspannung zu erreichen. Die verhältnismäßig hohe Ausgangsenergie, welche von der ZF-Verstärkerstufe geliefert wird, kann starke Ströme hervorrufen, welche zu entsprechenden Schwierigkeiten bei der Entkopplung und Abschirmung führen. Weiter haben einfache Diodendetektorschaltungen einen geringen Wirkungsgrad und zeigen weiterhin die Tendenz, in dem gleichgerichteten bzw. demodulierten Ausgangssignal unerwünschte Zwischenmodulationsprodukte zu erzeugen. Synchron-Demodulatoren, welche mit wesentlich geringeren Eingangsspannungen arbeiten und im allgemeinen eine lineare Übertragungsfunktion bzw. Übertragungscharakteristik aufweisen, sind in vielen Fällen vorteilhaft.

Obwohl der Synchron-Demodulator gegenüber dem einfachen Diodendetektor viele Vorteile aufweist, der seine Verwendung in einigen Anwendungsfällen rechtfertigt, hat er doch auch betriebliche Nachteile, insbesondere im Hinblick auf Überlastung und Impulsrauschen. Genauer gesagt, wenn die Amplitude eines modulierten Fernseh- oder Demodulatorträgereingangssignals ansteigt, so verändert sich die durchschnittliche Amplitude des demodulierten zusammengesetzten Videoausgangssignals in einer ersten Richtung im Verhältnis dazu, bis die Schwelle des linearen Arbeitsbereiches erreicht ist. Die durchschnittliche Größe bzw. Amplitude kann ein positiver Wert in Reaktion auf Eingangs-

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signale mit einer geringen Stärke "bzw. Amplitude sein und in zunehmendem Maß weniger positiv werden, wenn die Amplitude der Eingangssignale ansteigt. Wenn die Eingangssignalamplitude über den linearen Bereich hinaus ansteigt, so wird der Demodulator in einen überlasteten Betriebszustand gebracht. Die Demodulatorausgangssignalamplitude'bleibt konstant, und zwar beispielsweise auf Erdpotential, bis die Eingangssignalamplitude die Schwelle der Sättigung im Betriebszustand erreicht. Wenn die Amplitude des Eingangssignals weiter ansteigt, so ändert sich die Amplitude des Ausgangssignals plötzlich in unerwünschter Weise in einer zweiten Richtung und stabilisiert sich beispielsweise auf einem positiven Pegel. Somit kann in Reaktion auf ein starkes Eingangssignal das Ausgangssignal eines Synchron-Demodulators einen Durchschnittspegel aufweisen, welcher einem Eingangssignal mit geringer Amplitude entspricht. Das falsche Ausgangssignal kann' teilweise deshalb erzeugt werden, weil die Einrichtung des Demodulators in der Sättigung ist. Folglich spricht die automatische Verstärkungsregelungsschaltung des Fernsehempfängers auf den falschen Pegel des Ausgangssignals an und liefert ein Verstärkungssteuersignal, welches die Verstärkung des Fernsehempfängers weiter anhebt und dadurch die Amplitude des Eingangssignals in der Weise anhebt, daß eine automatische Verstärkungssteuer- oder Überlastblockierung bzw. -verriegelung erfolgt. Der Fernsehempfänger wird dadurch funktionsuntüchtig, bis das Überlastsignal wieder entf.ernt ist.

Ein weiteres Problem, welche Synchron-Demodulatoren für geringen Pegel eigen ist, ist ihre Empfindlichkeit gegenüber bestimmten Arten von Rauschen und insbesondere gegenüber Impulsrauschen. Es ist hinreichend bekannt, daß die Amplitude des Ausgangssignals eines solchen Detektors bzw. Demodulators von der Beziehung zwischen der Phase des Eingangssignals und der Phase des Träger- oder Schaltsignals abhängt.

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Fehlerhafte Signale wie Rauschimpulse haben keine feste Phasenbeziehung zu dem Träger. Obwohl somit Rauschimpulse gewöhnlich eine zu geringe Dauer haben, um eine, automatische VerstärkungsSteuerblockierung herbeizuführen, können Rauschsignale mit hohem Pegel den Demodulatorausgangssignalpegel in unerwünschter Weise verändern und ein Ausgangssignal einer unerwünschten Amplitude oder Polarität erzeugen. Folglich können auf dem Fernsehschirm in Reaktion auf starke Rauschsignale weiße Flecken erzeugt werden, welche gemeinsam mit den erwünschten Signalen mit geringen Amplituden auftreten.

Um solche Probleme zu überwinden, welche durch eine Signalüberlastung und durch Rauschen hervorgerufen werden, verwenden bekannte Synchron-Demodulatoren Vorspannungsnetzwerke, welche verhältnismäßig hohe Energieversorgungsspannungen benötigen. Solche Netzwerke und hohe Energieversorgungsspannungen haben gewährleistet, daß Eingangssignale mit großer Amplitude die Einrichtungen des Synchron-Demodulators nicht in die Sättigung bringen konnten. Solche Schaltungen sind jedoch nicht für Anwendungsfälle mit geringem Pegel brauchbar, bei welchen die Energieversorgungsspannung beispielsweise auf eine Amplitude in der Größenordnung von 10 Volt begrenzt sein kann. Eine solche Anwendung bezieht sich beispielsweise auf Fernsehempfänger, die mit einer Batterie betrieben werden.

Andere bekannte Schaltungen haben eine Klemmtechnik bzw. Klammertechnik verwendet, um die Amplitude des Eingangssignals zu begrenzen. Aber auch solche Schaltungen haben sich für einige Anwendungsfälle als unzweckmäßig erwiesen. Genauer gesagt, solche Klemmschaltungen erhöhen oft die Eingangsimpedanz des Demodulators und vermindern dadurch seine Bandbreite.

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Aufgabe der Erfindung ist es, eine Demodulatorschaltung der oben erläuterten Art zu schaffen, bei welcher die Beschaffenheit des Ausgangssignals der Signalverarbeitungsschaltung durch eine Eingangssignalüberlastung und durch Impulsrauschen nicht nachteilig beeinträchtigt wird.

Weiterhin soll gemäß der Erfindung eine Schutzschaltung geschaffen werden, welche gewährleistet, daß ein Synchron-Demodulator nicht durch Impulsrauschen oder Eingangssignal-Oberlastungen nachteilig beeinträchtigt wird, wobei zugleich die Bandbreite des Synchron-Demodulators nicht in unerwünschter Veise abnimmt.

Weiterhin soll gemäß der Erfindung eine Schutzschaltung für einen Synchron-Demodulator geschaffen werden, welche dazu in der Lage ist, mit einer verhältnismäßig geringen Versorgungsspannung auszukommen und welcher weiterhin dazu geeignet ist, als integrierte Schaltung ausgebildet zu werden.

Gegenstand der Erfindung ist ein Synchron-Demodulator, welcher eine Schutζschaltung aufweist, durch welche die Amplitude des Ausgangssignals des Demodulators daran gehindert wird, in Reaktion auf Eingangssignale mit großen Amplituden auf einen unerwünschten Pegel zu gehen. Die Schutzschaltung weist gemäß der Erfindung eine erste elektronische Steuereinrichtung auf, die eine erste Elektrode hat, welche mit dem Eingangssignal des Synchrondetektors gekoppelt ist, die weiterhin eine zweite Elektrode hat, welche derart ausgebildet ist, daß sie eine Bezugsspannung empfängt, und die schließlich eine dritte Elektrode aufweist. Die elektronische Steuereinrichtung wird in Reaktion auf das Eingangssignal aktiviert, welches eine erste Schwellenspannung überschreitet, die geringer ist als eine zweite Schwellenspannung, bei welcher der Demodulator andernfalls einen unerwünschten Ausgangssignalzustand einnehmen würde. Eine zweite Schaltung

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koppelt die dritte Elektrode der elektronischen Steuereinrichtung mit der Ausgangskiemme des Synchron-Demodulators. Die zweite Schaltung reagiert auf die erste elektronische Steuereinrichtung, indem sie in der Weise arbeitet, daß sie an der Ausgangskiemme des Synchron-Demodulators oder einer anderen Signalverarbeitungsschaltung einen gewünschten Ausgangssignalpegel liefert.

Gemäß der Erfindung wird somit eine Schutzschaltung geschaffen, welche einen unerwünschten Ausgangssignalzustand des Synchron-Demodulators verhindert, wobei eine elektronische Steuereinrichtung verwendet wird, die eine erste Steuerelektrode aufweist, die mit einer Bezugsspannungsversorgungsklemme verbunden ist, und weiterhin eine zweite Steuerelektrode hat* die mit der Eingangsklemme des Synchron-Demodulators verbunden ist. Eine zweite Schaltung ist zwischen der Ausgangsklemme der elektronischen Steuereinrichtung und der Ausgangsklemme des Synchron-Demodulators angeordnet. Die elektronische Steuereinrichtung wird in Reaktion auf die Amplitude des Eingangssignals des Synchron-Demodulators aktiviert, welche einen ersten vorgegebenen Schwellenpegel überschreitet, der geringer ist als ein zweiter Schwellenpegel, bei welchem der Demodulator das unerwünschte Ausgangssignal liefert. Lic zweite Schaltung spricht auf die elektronische Steuereinrichtung an, welche aktiviert wird, um an der Ausgangsklemme des Synchron-Demodulators selbst dann ein gewünschtes Ausgangssignal zu erzeugen, wenn die Amplitude des Eingangssignals den zweiten Schwellenpegel überschreitet.

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Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:

!"ig. 1 ein Teilblockdiagramm eines Fernsehempfängers einschließlich einer Videodetektorschaltung und einer Farbsystemschaltung, welche Synchron-Demodulatoren aufweisen könnten,

!ig. 2 ein Teilblockschema und ein Teilschaltschema eines geschützten Synchron-Demodulators, welcher im Videoteil eines Fernsehempfängers verwendet wird,

Fig. 3 eine graphische Darstellung, welche zur Erläuterung der Arbeitsweise der Video-Demodulatorschaltung gemäß Fig. 2 dient, und

Fig. Λ ein Schaltschema eines weiteren geschützten Synchron-Demodulators.

In der Fig. 1 der Zeichnung ist ein Teilblockschema eines typischen Farbfernsehempfängers dargestellt, bei· welchem ein einlaufendes Signal von einer Antenne 10 aufgenommen wird und einer Hochfrequenz-Verstärker-CHF-Verstärker) und -Umsetzer-Stufe 14 zugeführt wird, welche das Signal verstärkt und die Frequenz des empfangenen Signals derart heruntersetzt, daß Zwischenfrequenzsignale (ZF-Signale) an der Ausgangsklemme dieser Stufe erzeugt werden. Die ZF-Signale, welche einen amplitudenmodulierten ZF-Träger enthalten, haben eine Frequenz in der Größenordnung von 45»75 Megahertz (MHz) und werden dann durch die ZF-Verstärker 16 und 22 verstärkt. In dem Video-Demodulator 24 erfolgt eine Demodulation des amplitudenmodulierten Signals vom Ausgang des ZF-Verstärkers 22, wobei der Video-Demodulator 24 den Synchron-Demodulator gemäß Fig. 2 enthalten könnte.

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Das demodulierte zusammengesetzte Videosignal wird dann durch den Videoverstärker 26 verstärkt. Der Video-Demodulator 24 und der Videoverstärker 26 können gemeinsam zu einer integrierten Schaltung vereinigt sein, wie es durch den gestrichelten Block 27 der Fig. 1 angedeutet ist. Die Helligkeits- oder Luminanzkomponenten des zusammengesetzten Videosignals werden der Eingangskiemme der Verzögerungsschaltung 28 zugeführt und dann für solche Zwecke verzögert, die dem Fachmann wohlbekannt sind. Danach werden die Helligkeitssignalkomponenten durch einen weiteren oder einen Videoendverstärker 30 verstärkt und einem ersten Eingang der Demodulatorschaltung 34 zugeführt. Das Ausgangssignal des Videoverstärkers 26 wird auch über ein Farbsystem 36 einem zweiten Eingang der Demodulatorschaltung 34 zugeführt. Synchrondemodulatoren gemäß Fig. 4 könnten in der Demodulatorschaltung 34- enthalten sein. Eote, blaue und grüne Färbsignale werden den drei Kathoden der Kathodenstrahlröhre 38 durch den Demodulator 34 zugeführt.

Der Videoverstärker 26 führt das zusammengesetzte Videosignal auch an eine Störaustastschaltung 40, welche Störsignale oder Rauschsignale ermittelt, deren Stärke oder Amplitude die Stärke oder Amplitude von den Signalsynchronisier-Komponenten des zusammengesetzten Videosignals übersteigen. Die ermittelten Storimpulse bzw. Rauschimpulse werden dann dazu verwendet, eine "Klemmschaltung" zu betätigen, welche die Amplitude des zusammengesetzten Videosignals begrenzt, welches der Klemme 42 der Synchronisiersignal-Trennstufe 43 zugeführt wird. Horizontale und vertikale Synchronisiersignal-Komponenten werden durch die Synchronisier-Trennstufe 43 abgeleitet und den horizontalen und vertikalen Ablenksystemen 44 und 45 jeweils zugeführt. Die Ablenksysteme 44 und 45 leiten horizontale Ablenksignale an der Horizontal-Ablenkwicklung 46 und vertikale Ablenksignale an der Vertikal-Ablenkwicklung 48 ab. Die Wicklungen 46 und 48 sind auf dem Hals einer Katho-

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denstralilröhre 38 angeordnet. Die Horizont al--Synchronisierimpulse werden an die Klemme 52 der Schaltung 50 mit automatischer Verstärkungsregelung angelegt. Das zusammengesetzte Videoausgangssignal von der Störaustastschaltung 40 wird der Klemme der steuerbaren Schaltung 50 mit automatischer Verstärkungsregelung zugeführt, und die ermittelten Störimpulse bzw. Rauschimpulse werden der Klemme 51 der Schaltung 50 zugeführt. Die Horizontal-Rücklaufimpulse werden von dem Horizontal-Ablenksystem 44 an die Klemme 54 der steuerbaren Schaltung 50 mit automatischer Verstärkungsregelung angekoppelt.

Eine Verstärkungssteuerspannung wird durch die Schaltung 50 an der AVR-Ausgangsklemme 56 erzeugt (AVR * automatische Verstärkungsregelung). Dieses Verstärkungssteuersignal verändert seine Amplitude ideal in Abhängigkeit von den Veränderungen in der Spitzenamplitude der Synchronisierimpuls-Komponenten am Ausgang des Video-Demodulators 24, welche während der Steuerintervalle bzw. TastIntervalle auftreten, welche durch die Rücklaufimpulse erzeugt werden. Die Stärke und Amplitude der Synchronisierimpulse hängt wiederum von der Stärke des einlaufenden Signals ab, welches an der Antenne 10 ankommt, so daß die AVR-Spannung, welche an der Ausgangsklemme 56 der AVR-Schaltung 50 auftritt, normalerweise für die Eingangssignalstärke repräsentativ ist. In Abhängigkeit von der Art der Stufe 14, welche den Verstärker und den Untersetzer bzw. Umsetzer enthält, und weiterhin in Abhängigkeit von dem ersten ZP-Videoverstärker 16 kann die Verstärkungssteuerspannung an der Ausgangsklemme 56 eine Vorwärts- oder eine Rückwärts-Steuerspannung sein.

Die AVR-Spannung wird der Steuerklemme 58 des ersten Zi¹-Videoverstärkers 16 zugeführt und weiterhin der Eingangski emme 60 der Verzögerungsschaltung 62. Nach einer angemessenen Verzögerung wird die AVR-Spannung durch'die Ver-

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zögerungsschaltung 62 der Steuerklemme 64· der HF- Ver stärker- und -Wandlerschaltung 14 zugeführt. Somit arbeitet die Verstärkungssteuerspannung zunächst in der Weise, daß die Verstärkung der ZF-Videostufe 16 gesteuert bzw. geregelt wird, und sie arbeitet zum Anheben der Signalpegel weiterhin in der Weise, daß die Verstärkung der HF- und Wandlerstufe 14 in einer für den Fachmann bekannten Art gesteuert bzw. geregelt wird.

Der Aufbau und die Arbeitsweise der Überlast- und Rauschschutz sehaltung einer Ausführungsform der Erfindung wird . zunächst in bezug auf eine Anwendung beschrieben, wie sie bei einem Videodetektor wie dem Videodetektor 24 der Fig.1 vorkommt. Genauer gesagt, die Fig. 2 zeigt einen Videodetektor, welcher einen Synchrondetektor 66 aufweist, welcher symmetrische Eingangskiemmen 68 und 70 hat, welche über Kondensatoren 73 und 74 getrieben werden. Der Synchron-Amplitudenmodulationsdetektor 66 kann beliebiger bekannter Art sein, wie es beispielsweise in der US-PS 3 697 685 mit dem Titel "Synchron-Amplitudendetektor" beschrieben ist, welche am 10. Oktober 1972 im Namen der Anmelderin veröffentlicht wurde. Die Detektorschaltung 66 weist Eingangspuffertransistoren 76 und 78 auf, welche lineare Different!^ ,-verstärker-Transistoren 80 und 82 sowie Hochverstärkungs-Differentialverstärker-Transistoren 84 und 86 treiben. Die Stromquelle 85 bzw. 87 versorgt Differentialpaare 84 und sowie 80 und 82. Ein Schaltsignal, welches den Träger oder die ZF-Frequenz aufweist, wird an den Kollektoren der Transistoren 84 und 86 erzeugt und über den Pufferverstärkertransistor 88 an die Basis der Transistoren 90 und 92 geführt sowie über den Pufferverstärkertransistor 94 und die Basis der Transistoren 96 und 98. Ein Widerstand 97 ist mit dem Emitter des Transistors 94 verbunden. Ein Widerstand 99 ist mit dem

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Emitter des Transistors 88 verbunden. Das amplitudenmodulierte Yideosignal wird über den Kollektor des Transistors 80 den Emittern der Transistoren 92 und 96 zugeführt und über den Kollektor des Transistors 82 den Emittern der Transistoren 90 und 98. Weil das Schalt- oder Trägersignal durch Begrenzung des amplitudenmodulierten ZF-Signals erreicht wird, hat das Schaltsignal "dieserbe Frequenz und dieselbe Phase wie das modulierte ZF-Signal und ist deshalb damit synchronisiert. Die Transistoren 90» 92, 96 und 98 mischen die Schaltsignale, welche jeweils an ihrer Basis angelegt sind, mit dem amplitudenmodulierten Signal, welches jeweils an ihren Emitter angelegt ist, um an den Klemmen 100 und 102 ein demoduliertes Ausgangssignal zu erzeugen. Die Basis des Transistors 166 ist mit der Klemme 100 verbunden und liefert ein verstärktes Ausgangssignal am Lastwiderstand 164 und an der Ausgangsklemme 108. Der Schwingkreis mit der Induktionsspule 104 und dem Kondensator 106 im Zusammenwirken mit den Pufferverstärkern 88 und 94 sind erforderlich, um Phasenverschiebungen im Schaltsignal zu vermindern. Die Verstärkungserfordernisse des Schaltkanals werden durch die Notwendigkeit bestimmt, daß sichergestellt werden muß, daß bei der geringsten Modulation eine Begrenzung stattfindet, welche dem Weißpegel entspricht. Die Last für den Demodulator 66 enthält die Widerstände 101, 103, 105 und 107. Die Fig. 3 veranschaulicht den Wechselstrombetrieb der Schaltung 66. Auf der Abszisse 116 ist die.Spitze-Spitze-Amplitude des amplitudenmodulierten ZF-Eingangssignals aufgetragen. Die Modulation ist normalerweise derart angeordnet, daß ihre Nulldurchgänge beim Weißpegel liegen und daß ihre Spitzenwerte beim Schwarzpegel liegen, und zwar durch- die Wirkung der Schaltung 50 mit automatischer Verstärkungsregelung. Die Eingangssignale, welche über die Kondensatoren 73 und 74 angelegt sind, sind in der Phase um 180° auseinander. Diese Eingangssignale können von den symmetrischen Ausgangsklemmen der ZF-Differentialverstärkerstufe 22 erhalten werden.

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In alternativer Weise kann ein unsymmetrisches Signal an eine, der Eingangsklemmen 68 und 70 angelegt werden, solange die andere Eingangsklemme mit einer Wechselstromerde gekoppelt ist. Auf der Ordinate 118 der Fig. 3 ist die Amplitude des Ausgangssignals aufgetragen, und die graphische Darstellung 120 zeigt die Übertragungscharakteristik der Detektorschaltung 66.

Der Teil 122 der graphischen Darstellung 120 zeigt den linearen Bereich oder den normalen Betriebszustand, in welchem das Arbeiten des Detektors 66 für einen geringen Pegel liegen soll. Normalerweise gewährleistet die AYR-Schaltung 50 einen Betrieb innerhalb des linearen Bereiches. Wenn beispielsweise die AVR-ßchwelle, welche durch den Punkt 124 angegeben ist, durch die Amplitude des Eingangssignals überschritten wird, sollte die AVR-Schaltung 50 die Verstärkung vermindern, wodurch die Amplitude des ZI-Signals vermindert wird. Wenn in alternativer Weise die Amplitude des ZF-Eingangssignals geringer ist als diejenige, welche beim Punkt 124 angegeben,ist, dann sollte die AVR-Schaltung 50 die Verstärkung anheben, wodurch die Amplitude des ZI-Signals vergrößert wird.

Wenn jedoch ein außerordentlich starkes Eingangssignal plötzlich dem Detektor 66 für einen niedrigen Pegel zugeführt wird, beispielsweise in Reaktion auf Impulsrauschen, aufgrund einer Antennen- oder Kanalschaltverbindung, so ist es möglich, daß die Amplitude des Eingangssignals eine erste Schwelle überschreitet, welche am Punkt 123 der Achse angegeben ist, und dazu den Detektor für einen geringen Pegel dazu bringt, daß er in einen überlasteten Betriebszustand kommt, in welchem der Ausgangssignalpegel konstant bleibt, wie es durch den Abschnitt 128 der graphischen Dar-

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stellung 122 veranschaulicht ist. Wenn die Amplitude des Eingangssignals noch weiter ansteigt, und zwar über die zweite Schwelle hinaus, welche durch den Punkt 1JO angegeben ist, dann- ist es möglich, daß der Detektor 66 für einen geringen Pegel plötzlich ein Ausgangssignal liefert, welches den Weißpegel überschreitet, wie es durch den Abschnitt 132 der graphischen Darstellung 120 angegeben ist. Dies geschieht, weil beispielsweise die !Transistoren 84 und 86 durch das Eingangssignal in die Sättigung getrieben werden, was dazu führt, daß die Basis-Kollektor-^trecken der !Transistoren 84 und 86 vorwärts vorgespannt werden. Somit kehren die Transistoren 84 und 86 die angelegten Signale nicht mehr um_T Folglich wird der Betrieb des Detektors durch die Phase der Signale der Transistoren 84 -und 86 nicht mehr unterstützt. Weiterhin kann die Sättigung der Transistoren 80 und 82 dazu führen, daß die Transistoren 92 und 96 sowie 90 und 98 gesperrt werden. Die Kombination dieser Vorgänge führt dazu, daß das Ausgangssignal einen verhältnismäßig positiven konstanten Pegel annimmt, wie es durch den Abschnitt 132 der graphischen Darstellung 120 dargestellt ist. EoIgIich interpretiert die AVR-Schaltung den positiven Pegel des Detektor-Ausgangssignals in der Weise, als ob eine Notwendigkeit angezeigt würde, die Verstärkung anzuheben, und liefert somit ein Steuersignal, welches dazu führt, daß die Amplitude des bereits zu starken Eingangssignals weiter angehoben wird. Dieser Zustand läßt sich als AVR-Sperrung oder AVR-Blockierung bezeichnen. . .

Die Schutzschaltung 140 hindert die Amplitude des Ausgangssignals vom Detektor 66 daran, beispielsweise über die AVE- ' Schwelle oder den Schwarzpegel 126 hinaus anzusteigen, und zwar in Reaktion auf eine Signalüberlast oder Rauschen, welches im Vergleich zu der Amplitude des gewünschten Eingangssignals eine verhältnismäßig große Amplitude aufweist. Die

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Schaltung 140 weist eine Bezugsspannungsversorgung auf, die einen Transistor 142 und einen Spannungsteiler aufweist, der aus den Widerständen 144 und 146 gebildet ist. Eine Elektronensteuereinrichtung, welche als MPN-Transistör 148 mit einem Doppelemitter dargestellt ist, weist einen ersten Emitter auf, welcher mit der Eingangsklemme 70 verbunden ist, und hat weiterhin einen zweiten Emitter, welcher mit der Eingangsklemme 68 verbunden ist. Die Basis des Transistors 148 ist mit dem Emitter des Transistors 142 und jeweils über einen Widerstand 150 und 152 mit einer Eingangskiemme 70 bzw. 68 verbunden. Der Kollektor des Transistors 148 ist über einen Widerstand 154 mit einem Leiter 156 gekoppelt, welcher derart ausgebildet ist, daß er eine positive (B+) Versorgungsspannung liefert. Ein PHP-Transistor I58 weist eine Basis auf, welche mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors 148 und einem Ende des Widerstands 154 verbunden ist, wobei ein Emitter mit dem Leiter 156 und ein Kollektor über einen Widerstand 160 mit dem Erdleiter 161 verbunden sind, wobei die Anordnung derart getroffen sein kann, daß eine Bezugsspannung geliefert wird, welche eine Größe bzw. Amplitude aufweist, die weniger positiv ist als die Versorgungsspannung B+.

Der Transistor 162 weist eine Basis auf, welche mit einem Ende des Widerstandes 160 verbunden ist und mit dem Kollektor des Transistors 158, während ein Emitter mit dem Erdleiter 161 und ein Kollektor mit der Ausgangsklemme 108 des Detektors 66 verbunden sind. Ein Lastwiderstand 164 ist zwischen der Ausgangsklemme 108 und dem Erdleiter 161 angeordnet. Eine Darlingtonschaltung mit den Transistoren 167 und 168 oder eine andere geeignete Ausgangsstufe kann zwischen der Ausgangsklemme 108 und einer Ausgangsklemme 169 angeordnet sein.

Im Betrieb liefert die Spannungsversorgung, welche den Transistor 142 und die Widerstände 144 und 146 aufweist,

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eine Vorspannung über die Ausgangsklemme 170 zur Basis des Transistors 148 mit doppeltem Emitter und über die Widerstände 150 und 152 zu den Transistoren 76 und 78 des Detektors 66. Beim normalen Betrieb liegt die Amplitude des ZF-Eingangssignals zwischen den Klemmen 68 und 70 in der Größenordnung von 50 Millivolt effektiv. Bei diesem Eingangspegel wird der Detektor im linearen Bereich betrieben und liefert ein demoduliertes Ausgangssignal am Lastwiderstand 164, wie es oben bereits erläutert wurde. Während dieses normalen Betriebs bleibt der Transistor 148 durchlässig und gewährleistet dadurch, daß die Transistoren 158 und 162 gesperrt bleiben.

Wenn ein Eingangssignal, welches eine größere Amplitude hat als der Schwellenwert, welcher durch den Punkt 123 in der graphischen Darstellung gemäß -Fig. 3 angegeben ist oder ein anderer vorgegebener Schwellenwert angelegt wird, so ist der negative Verlauf des Eingangssignals im Zusammenwirken mit dem an der Klemme 170 entwickelten Basispotential ausreichend, um den Transistor 148 vorwärts vorzuspannen. Weil die Klemmen 68 und 70 ZF-Signale empfangen, welche einen Phasenunterschied untereinander von 180° aufweisen, bleibt der Transistor 148 während des größten Teils seines Arbeitszyklus solange vorwärts vorgespannt, wie die Überlastbedingung oder der geringe Rauschabstand vorhanden sind. Die Widerstände 77 und 79, welche parallel zu den BasisrEmitter-Strecken der Transistoren 76 und 78 geschaltet sind, verursachen einen Strom in den Widerständen 15O und 152, der eine Teilvorspannung am Transistor 148 erzeugt, so daß dadurch die Schaltung in bezug auf negativ verlaufende Signalübergänge empfindlicher wird.

Wenn der Transistor 148 durchlässig wird, so zieht er Strom durch den Widerstand 154, welcher eine Spannung erzeugt, die

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den Transistor 158 in den durchlässigen Zustand versetzt. Der {Transistor 158, welcher ein PNP-Lateraltransistör sein kann, wird in identischer Weise derart gewählt, daß er ein schwaches Frequenzansprechvermögen hat und weiterhin die !Tendenz zeigt, selbst dann durchlässig zu bleiben, wenn der Transistor 148 in Reaktion auf das modulierte ZF-Signal rasch ein- und ausschalten kann. Somit arbeitet der Transistor 158 in gewisser Weise wie ein Kondensator. Während der Transistor 158 durchlässig ist, liefert er Strom durch den Widerstand 160 an den Erdleiter 161. Folglich wird der Transistor 162 durch die Spannung in den durchlässigen Zustand versetzt, welche am Widerstand 160 abfällt und hält die Spannung an den Ausgangsklemmen 108 und 169 auf einem verhältnismäßig geringen Pegel, wie es durch den gestrichelten Teil 171 in der graphischen Darstellung gemäß Fig. 3 angegeben ist, anstatt den Ausgangspegel auf den Weißpegel hochspringen zu lassen, wie es in dem graphischen Teil 132 der Fig. 3 dargestellt ist. Folglich empfängt die AVR-Schaltung 50 ein Steuersignal für eine "verminderte Verstärkung" und bringt die Amplitude des Eingangssignals auf einen normalen Arbeitsbereich zurück. Folglich wird eine "AVE-Verriegelung" bzw. AVR-Sperrung verhindert. Weiterhin arbeitet die Überlastschutz schaltung 140 auch in Reaktion auf Rauschsignale, welche Amplituden aufweisen, die groß sind in bezug auf die Amplituden der gewünschten Signale. Folglich werden helle Bildpunkte, die andernfalls durch derartige Rauschsignale erzeugt werden, reduziert. Somit bleibt der Ausgangssignalzustand des Detektors auf einem gewünschten Pegel, und zwar ohne Rücksicht darauf, ob die Transistoren des Detektors 66 gesättigt sind oder nicht.

Die ttberlast-Schutzschaltung 140 bildet einen Bypass für den Detektor 66, sobald die Eingangssignalamplitude eine erste vorgegebene Schwelle kreuzt, die geringer ist als diejenige Schwelle, weiche durch den Punkt I30 in der graphischen Dar-

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stellung 120 der Fig. 3 angegeben ist. Sobald ein großes Signal an den Eingangsklemmen anliegt, so wird dabei der Transistor 148 in den leitenden Zustand versetzt, und zwar ohne Rücksicht darauf, ob es sich um ein ZF-Signal bei einer Überlastbedingung oder um einen verhältnismäßig starken Rauschimpuls handelt. Folglich wird die Spannung an den Ausgangsklemmen 108 und 169- auf einem gewünschten Pegel gehalten.

Wenn die Überlast-Schutζschaltung nicht eingesetzt würde, dann würde der Detektor 66 derart ausgelegt sein müssen, daß der Ausgang unter den obengenannten Bedingungen nicht positiv würde. Dazu könnte es erforderlich sein, daß der Eingangs-Differentialverstärker mit den Transistoren 76 und 78 derart ausgelegt sein müßte, daß er große Eingangssignalschwankungen verarbeiten kann. Damit der Detektor 66 in Reaktion auf große Signalpegel in linearer Weise arbeitet,müßten die Transistoren 84 und 86 daran gehindert werden, daß sie gesperrt werden oder in die Sättigung geraten. Dies erfordert, daß die "Vorspannungen wesentlich größer sein müßten als diejenigen Vorspannungen, welche von der Schaltung gemäß Fig. 2 gefordert werden. Folglich ermöglicht die Überlast-Schut ζ schaltung 140, daß die Synchron-Detektorschaltungen wie die Schaltung 66 mit einer Energieversorgungsspannung geringerer Größe bzw. Amplitude arbeitet, welche zwischen den Energieversorgungsleitern 156 und 161 liegt, als dies andernfalls der Fall wäre, so daß dadurch die Anwendung dieeer Schaltung in tragbaren Geräten oder mit Batterie ausgerüsteten Gerärten erleichtert wird. Die Überlast-Schutζschaltung 140 läßt sich leicht in der Weise abwandeln, daß sie mit anderen Typen' von Synchron-Detektoren betrieben werden kann.

Die in dem gestrichelten Block 172 gemäß Fig. 2 dargestellte Schaltung ist dazu geeignet, als integrierte Schaltung ausgebildet zu werden. Einige Daten von Bauelementen und Spannungen,

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die in einer gerätetechnischen Ausführungsform der Überlastschutz schaltung 140 verwendet wurden, werden nachfolgend angegeben:

Kondensatoren 73 und 74 0,002 Mikrofarad Widerstände I50 und 152 3 Kiloohm

Widerstand 154 50 Kiloohm

Widerstand 160 10 Kiloohm

Widerstand 164 ,4,5 Kiloohm

Spannung an der Basis

des Transistors 148 4,5 Volt

Obwohl die Rausch-Schutzschaltung 140 in bezug auf einen Synchron-Demodulator mit einem symmetrischen Eingang beschrieben wurde, ist für den Fachmann ersichtlich, daß diese Schaltung in vielfältiger Weise abgewandelt werden kann, um Synchron-Demodulatorschaltungen zu schützen, die einen anderen Aufbau haben. Genauer gesagt, die Pig. 4 zeigt eine Detektorschaltung 173 mit bekanntem Aufbau, welche !Transistoren 174, 175 und 176 sowie Widerstände 177 und 178 aufweist. Die Signalquelle 180 führt ein unsymmetrisches amplitudenmoduliertes Signal an die Eingangsklemme 182. Weiterhin liefert die Signalquelle 183 ein weiteres Eingangssignal, welches eine konstante Amplitude aufweist und welches die gleiche Frequenz wie das. Signal des Generators 180 hat, zwischen den Eingangsklemmen 184 und 186 des Synchron-Demodulators 173· Die Batterie 187, welche ein weiteres Vorspannungsnetzwerk darstellen kann, ist zwischen der Basis des Transistors 176 und einem Erdpotential oder einem Bezugspotential angeordnet. Im Idealfall wird ein demoduliertes Ausgangssignal am Lastwiderstand 178 und an den Ausgangsklemmen 188 und 189 erzeugt. Henn die Amplitude des modulierten Eingangssignals, welches durch die Quelle 180 geliefert wird, eine vorgegebene Schwelle überschreiten darf, gelangt der Transistor I76 in die Sättigung und seine Basis-Kollektor-Strecke wird, vorwärts vorgespannt, was zu dem Ergebnis führt, daß die Transistoren 175

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und 176 gesperrt werden und ein unerwünschter positiver Pegel an den Ausgangsklemmen 188 und 189 entsteht.

Um diese obengenannten Ergebnisse zu vermeiden, wird eine Überlast-Schutzschaltung 190 einer weiteren Ausführungsform der Erfindung verwendet. Die Schaltung 190 weist eine Bezugsspannungsversorgung auf, welche durch die Batterie 192 angegeben ist, die jedoch eine beliebige aus einer Vielfalt von bekannten Formen annehmen kann, welche beispielsweise der oben beschriebenen Bezugsspannungsversorgung entsprechen kann, welche gemäß Fig. 2 die Einrichtungen 142, 144 und 146 aufweist. Der Transistor 194 hat eine Basis, welche derart geschaltet ist, daß sie das Bezugsspannungspotential aufnimmt, und weiterhin einen Emitter, welcher mit der Eingangsklemme 182 verbunden ist. Der Widerstand 196 verbindet die Basis des Transistors 194 mit der Eingangsklemme 182. Der Kollektor des Transistors 194 ist über den Widerstand 197 niit B+ oder dem positiven Versorgungsleiter 199 und mit den Ausgangsklemmen 188 und 189 verbunden. Ein Kondensator 198» welcher ein Analogon zu dem PNP-Lateraltransistor 158 der Schaltung gemäß Fig. 2 bildet, ist zwischen dem Kollektor des Transistors 194 und dem positiven Energieversorgungsleiter 199 angeordnet. Der Widerstand 200 vergrößert die Empfindlichkeit des Transistors 174.

Wenn im Betrieb die Größe bzw. Amplitude des von der Signalquelle "BO gelief erten Signals eine vorgegebene,Schwelle überschreitet, bringen dessen negative Auslenkungen im Zusammenwirken mit der durch die Batterie 192 gelieferten Bezugsspannung den Transistor 194 in den leitenden Zustand. Folglich wird Strom durch den Widerstand 197 gezogen, um eine negative Spannung in bezug auf das Potential B+ am Kondensator 198 zu liefern. Obwohl der Transistor 194 durch die positiven und die negativen Auslenkungen des Eingangssignals jeweils ein- und ausgeschaltet wird, integriert der Kondensator 198 das Ausgangssignal des Transistors 194 und hält die Aus-

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gangsklemme 188 auf einem verhältnismäßig konstanten Pegel. Natürlich könnte der Kondensator 198 durch die Einrichtungen 156, 160 und 162 gemäß Fig. 2 ersetzt werden.

Oben wurde ein verbesserter Demodulator beschrieben,, welcher einen Synchron-Detektor und eine Schutzschaltung aufweist, welche den Synchron-Detektor dagegen schützt^ durch Überlastsignale und -Rauschen nachteilig beeinträchtigt zu werden. Die Demodulatorschaltung ist dazu geeignet, als integrierte Schaltung ausgebildet zu werden, und sie kann bei verhältnismäßig geringen Energieversorgungsspannungen in der Größenordnung von 10 Volt betrieben werden. Weiterhin hat die Demodulatorschaltung eine geringe Eingangsimpedanz, was zu einer großen Betriebsbandbreite führt, wie sie für einen Videodetektor eines Fernsehempfängers erforderlich ist. Die Schutzschaltung könnte bei Frequenz- und bei Phasendemodulatoren eingesetzt werden, beispielsweise als Farbdemodulator.

Aufgrund der obigen Beschreibung sind für den Fachmann vielfältige Abwandlungen und Weiterbildungen erkennbar. Somit sei darauf hingewiesen, daß die obige Beschreibung nur zur Erläuterung und nicht zur Begrenzung der Erfindung dient. Obwohl spezielle Bauteile als Beispiele angeführt wurden, ist ersichtlich, daß vom Fachmann auch eine Vielfalt anderer Bauteile eingesetzt werden könnte.

- Patentansprüche -

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Claims (4)

1. Patentansprüche

   Λ J Signalverarbeitungsschaltung mit einer Eingangsklemme, welche derart ausgebildet ist, daß sie ein Eingangssignal empfängt, und mit einer Ausgangsklemme, an welcher- ein Ausgangssignal erzeugt wird, wobei die Signalverarbeitungsschaltung die Tendenz zeigt, in Reaktion auf die Amplitude des Eingangssignals, welche einen ersten Schwellenwert überschreitet, ein Ausgangssignal unerwünschter Amplitude zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet , daß eine Schutzschaltung (140) vorgesehen ist, um die Amplitude des Ausgangssignals zu steuern, wobei die Schutzschaltung folgende Bestandteile aufweist: eine Bezugsspannungsversorgungs-Einrichtung (142, 144, 146), die eine Ausgangsklemme (170) hat, weiterhin eine erste Elektronensteuereinrichtung (148), die eine erste Elektrode, eine zweite Elektrode, welche mit der Ausgangsklemme der Bezugsspannungsversorgungs-Einrichtung verbunden ist, sowie eine dritte Elektrode aufweist, weiterhin eine erste Schaltung (150), welche die erste Elektrode-der ersten Elektronensteuereinrichtung (148) mit der Eingangsklemme der Sig~ nalverarbeitungsschaltung verbindet, wobei die erste Elektronensteuereinrichtung (148) in Reaktion auf das Eingangssignal aktiviert wird, welches einen zweiten Schwellenpegel (123) überschreitet, der geringer ist als der erste Schwellenpegel,' ■ und weiterhin eine zweite Schaltung (158, 160, 162), welche mit der dritten Elektrode der ersten Elektronensteuereinrichtung (148) gekoppelt ist und mit der Ausgangsklemme (108) der Signalverarbeitungsschaltung, wobei die zweite Schaltung (158, 160, 162) auf die erste Elektronensteuereinrichtung (148) anspricht, welche aktiviert wird, um ein gewünschtes Ausgangssignal an der Ausgangsklemme (108) der Signalverarbeitungsschaltung zu liefern.

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2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannungsversorgungs-Einrichtung folgende Bestandteile aufweist: einen ersten Leiter (156)» welcher derart ausgebildet ist, daß er eine Energieversorgungsspannung einer ersten Amplitude führt, weiterhin einen zweiten Leiter (161), weiterhin einen ersten Widerstand (144), welcher zwischen dem ersten Leiter und einem SchaltungsverMndungspunkt angeordnet ist, weiterhin einen zweiten Widerstand (146), der zwischen dem Schaltungsverbindungspunkt und dem zweiten Leiter (161) angeordnet ist, und weiterhin einen Halbleitertransistor (142), welcher eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem Schaltungsverbindungspunkt verbunden ist, weiterhin eine erste Elektrode, die mit dem ersten Leiter (156) verbunden ist^ und eine zweite Elektrode, welche die Ausgangsklemme (170) der Bezugsspannungsversorgungs-Einrichtung bildet.
3. 3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Elektronensteuereinrichtung einen ersten Halbleitertransistor (148) aufweist, dessen Basis mit der Ausgangsklemme (170) der Bezugsspannungsversorgungs-Einrichtung, der ersten Elektrode und der dritten Elektrode verbunden ist, und daß die erste Schaltung einen ersten Widerstand (150) aufweist, welcheq/zwischen der Basis und der ersten Elektrode des ersten Halbleitertransistors (148) angeordnet ist.
4. 4. Schaltung nach Anspruch 5? dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung folgende Bestandteile aufweist: einen zweiten Widerstand (154), welcher mit der dritten Elektrode des ersten Halbleitertransistors (148) verbunden ist, weiterhin einen zweiten Halbleitertransistor (158), der eine Steuerelektrode aufweist, welche mit dem ersten HaIbleitertransiötor (148) verbunden ist, und eine Ausgangselektrode,

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   und weiterhin eine dritte Schaltung (160, 162), welche die Ausgangselektrode des zweiten Halhleitertransistors (158) mit der Ausgangskiemme (108) der Signalverarbeitungsschal- tung verbindet.

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