DE2453904C3

DE2453904C3 - DME-Bodenstation

Info

Publication number: DE2453904C3
Application number: DE2453904A
Authority: DE
Inventors: Klaus V. Dr. 8019 Wolfratshausen Pieverling
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1974-11-13
Filing date: 1974-11-13
Publication date: 1979-12-06
Also published as: US4047176A; DE2453904B2; DE2453904A1; BE835560A

Description

Maximums der Impulseinliüllenden, Der definierte Meßzeitpunkt wird in einer speziellen Schalteinrichtung 7 abgeleitet und drei den Empfängern 1, 2 und 3 zugeordneten Auswertern 8, 9 und 10 zugeführt Die Meßwerte für die Amplituden Ai, A 2 und A 3 und der Phasen φ 1, <p 2 und φ 3 werden nach ihrer Ermittlung in Analog-Digital-Wandlern 11,12 und 13 digitalisiert.

In F i g. 2 sind untereinander die Zwischenfrequenz-Impulsdiagranrne zweier Signale an den Ausgängen ZFl und ZF2 der Empfänger 1 und 2 nach Fig. 1 dargestellt. Die Zwischenfrequenzen ZFl und ZF2 beider Signale sind gleich, die beiden Umhüllenden'Λ 1 (t) und A 2 (t) erscheinen gleichzeitig. Der gemeinsame Meßzeitpunkt ist mit 14 bezeichnet. Zu diesem Meßzeitpunkt 14 besteht beim oberen Meßsignal die Amplitude A 1 und die Phase ψ 1, während beim unteren Meßsignal die Amplitude A 2 und die Phase φ 2 vorliegt

Zum Abbau der möglichen hohen Pegelunterschiede wird in den Empfängern 1 —3 entsprechend F i g. 3 eine Anordnung verwendet, die einen Zwischenfrequenzverstärker 15 benutzt, dessen Verstärkung in diskreten Stufen einstellbar ist Die Stufeneinstellung .wird von einer Umschaltsteuerung 16 vorgenommen, die beim Eintreffen der Signalimpuls-Vorderflanke schrittweise die Verstärkung des ZF-Verstärkers 15 reduziert. Haben z. B. die ankommenden Signale einen maximalen Pegelunterschied von 80 dB und der ZF-Verstärker 15 sieben schaltbare Verstärkungsschritte von 1OdB, so beträgt der Pegelunterschied am Ausgang des ZF-Verstärkers maximal 1OdB. Eine solche Anordnung ist im 3» einzelnen in der deutschen Patentschrift 24 39 612 beschrieben.

Fig.4 zeigt die Vektordarstellung und Fig.5 das Oszillogramm eines Meßsignals in der Zwischenfrequenzebene. Es gilt:

M = A(t)cos{«>t + q) C)

Dabei ist

M: Meßsignalvektor
A{t): Impuls-Einhüllende
or. ZF Kreisfrequenz
rf·. Phasenwinkel

Die Momentamplitude entspricht der Projektion des Meßsignalvekiors M auf die horizontale Referenzlinie in Fig.4. Diese Momentanamplitud.: A 1 gemessen zu einem bestimmten Zeitpunkt genügt nicht zur Beschreibung des Vektors. Erzeugt man jedoch einen zweiten um 90° verschobenen Vektor

+ _r) (2)

40

und mißt dessen Momeiitanamplitude zum gleichen Zeitpunkt, so ist der Vektor durch die beiden Amplituden beschrieben:

A 1 = A ■ cosyj (Meßzeitpunkt als Beispiel t = 0) Al= A -sinφ (3)

Betrachtet man zwei Empfänger mit den Signalen M1 und M 2, deren gegenseitige Phase zu messen ist, so ist der Zeitpunkt der Messung frei wählbar. Wichtig ist lediglich, daß die vier Momentanwerte zum gleichen Zeitpunkt gemessen werden. Man kann sich die in F i g. 4 gezeichnete horizontale Referenzrichtung als eines der beiden Empfangssignale vorstellen. Eine Verschiebung des Meßzeitpunktes bedeutet eine Phasendrehung des Meßsignals bei beiden Empfängern um den gleichen Betrag. L)ji;ei werden gleiche Empfangsfrequenzen vorausgesetzt.

Eine verhältnismäßig einfache schaltungstechnische Lösung zeigen die F i g, 6 bis 8. Diese Direktmethode besteht darin, daß zwei dem ZF-Verstärker 15 mit umschaltbarer Verstärkung nachgeschaltete Schalter 17 und 18 zum Meßzeitpunkt geöffnet werden und der Momentanwert in einem angeschlossenen Kondensator 19 bzw. 20 gespeichert bleibt Die Schalter 17 und 18 müssen sehr schnell und exakt arbeiten. Zweckmäßig werden Diodenschalter verwendet Fig.6 zeigt eine Lösung mit 90°-Drehung eines Meßsignals mittels eines 90°-Phasenschiebers 21 in einem der Meßsignalwege. Die Anordnung nach F i g. 7 weist versetzte Schaltzeiten auf. Der Versatz der Schaltzeiten widerspricht zwar ein wenig dem Erfordernis des definierten Meßzeitpunktes, so daß bei schnellen Signaländerungen evtl. Meßfehler entstehen könnten. Jedoch beträgt der Versatz z. B. bei 4 MHz nur 62,5 ns. Die Schaltung nach F i g. 8 stellt einen Ausweg hieraus dar. Hier wird die sin-Komponente zweimal gemessen und interpoliert. Dies geschieht mit den Schaltern 18 \ν>ά 22 vor bzw. 90° nach Betätigung des Schalters 17. in einem zusätzlichen Kondensator 23 wird der zweite Sinuswert gespeichert. Danach erfolgt eine Interpolation in der Schaltung 24.

Ein Diagramm einer Schwingung mit versetzten Schaltzeiten ist in F i g. 9 dargestellt

Der Aufwand bei der Momentanwertspeicherung liegt in den schnellen Schaltern. Fig. 10 zeigt eine Lösung, bei der diese Komponente nur einmal benötigt wird. Ein schneller Zwischenspeicher 25, z. B. ein Kondensator speichert kurzzeitig die Amplitudenabtastwerte zu den Zeitpunkten ίο—πΙ2ω, U> und to+Jt/2o) nach dem ZF-Verstärker 15. Der gepufferte Speicherwert wird nach dem Abtastvorgang auf die Hauptspeicher 26, 27 und 28 übertragen. Die Hauptspeicher 26,27 und 28 sind ebenfalls Kondensatoren. Zur Eintastung des Zwischenspeicherwerts ist der Schalter 29 und zur Eintastung der Hauptspeicherwerte sind die Schalter 30, 31 und 32 vorgesehen. In einen Pufferverstärker 33 werden die zwischengespeicherten Werte gepuffert. Die Interpolation erfolgt analog Fi g. 8 in der Schaltung 24. Neben der Einsparung von Austastschaltern ermöglicht die Schaltung nach Fig. 10 wesentlich längere Speicherzeiten, da bei dem Zwischenspeichervorgang erheblich größere Kondensatoren 26, 27 und 28 aufgeladen werden können als bei den Speichern des sehr schnell variablen Zwischenfrequenz-Momentanwertes. Die aufwendig wirkende Schaltungssteuerung bedeutet keinen Nachteil, da sie für alle gleichzeitig messenden Empfänger nur einmal vorhanden sein muß. Den Zeitablauf der Anordnung nach Fig. 10 zeigt Fig. 11. Darin sind mit 34 die Öffnungszeiten des Schalters 29 und mit 35 dessen Schließzeiten bezeichntt. Während der Dauer 36 übernimmt der Speicher 27 den zwischengespeicherten Wert über den Schalter 31. Während der Dauer 37 übernimmt der Speicher 26 den zwischengespeicherten Wert über den Schalter 30 und während der Dauer 38 wird der zwischengespeicherte Wert über den Schalter 32 auf den Hauptspeicher 28 übertragen.

Es gilt:

J AU) ■ cos(«ii + if)dd)t = -2A- sin(mt₀ + <f) (4)

I = O

1 = I₀ + .I/Zl.i

JzI(O · cos(«)i + φ)άωί = 2 A- cos(f.)io + ψ) ■ (5)

Die schalliingstechnische Nutzung dieser Integrale zeigt Fig. 12, den Zeitablauf dieser Schaltung Fig. 13. Die Anforderung an die Schaltgeschwindigkeiten der Schalter 39 und 40 gegenüber den vorher beschriebenen Meßmethoden ist zwar etwas reduziert. Es entstehen aber durch die Verwendung der Integratoren 41 und 42 gewisse Probleme. Außerdem sind die Integrationszeiten gegeneinander etwas versetzt, was entsprechend der Forderung nach definiertem Meßzeitpunkt oder -integral unerwünscht ist. Die Integrationsgrenzen sind gekennzeichnet durch die gestrichelten Bereiche in F i g. 13. Das obere Diagramm dieser Figur gilt für den Integrator 41 und das untere Diagramm für den Integrator 42. Die Integrationsgrenzen in den Gleichungen (4) und (5) stellen einen zweckmäßigen Sonderfall dar, nämlich den der maximalen Ausgangsspannung. Die Integrationsgrenzen im allgemeinen können beliebig sein; es müssen nur beide Komponenten eine definierte Länge haben und gegeneinander so versetzt sein, daß zwei senkrecht aufeinanderstehende Vektorkomponenten (sinqp, cosqp) entstehen.

Das Problem der schnellen Momentanwertänderungen läßt sich dadurch umgehen, daß man mit zwei Mischern aus der ZF-Lage in eine tiefere Frequenzlage umsetzt. Reilisierungsmöglichkeiten zeigen die Fig. 14 und 15, wobei die Anordnung nach Fig. 15 zu bevorzugen ist. Die den Mischern 43 und 44 nachgeschalteten Tiefpässe 45 und 46 sind zur Eliminierung höherer Mischprodukte erforderlich. In der Schaltung nach Fig. 14 liegt im einen Meßsignalweg ein 90°-Phasenschieber 47 und beiden Mischern 43 und 44 wird das gleiche Referenzsignal Ref phasengleich zugeführt. In der Schaltung nach Fig. 15 werden beide Mischer 43 und 44 vom ZF-Verstärker 15 mit einstellbarer Verstärkung gleich angesteuert, während das Umsetzreferenzsignal Ref zn den einen Meßsignalweg mit dem Mischer 44 über einen Phasenschieber 48 und an den anderen Meßsignalweg mit dem Mischer 43 unmittelbar gelangt. An den Ausgängen beider Meßsignalwege werden im Anschluß an die Schalter 49 und 50 in den Kondensatoren 51 und 52 die Momentanwerte gespeichert, die zum Meßzeitpunkt an den Mischein- M_n, = ,<t(0-sin[(i.i-i->_r)/ + '/]·

wobei (ei - tn_r)i die zeitlich gleichmäßig durchdrehend Phase repräsentiert.

ϊ Wesentlich ist, daß diese Phasendrehung für all Empfänger gleich ist, da gleiche Empfangsfrequenzer vorausgesetzt sind. Bei einem Phasenvergleich de Empfängcrsignale untereinander ist diese Phasendre hung bedeutungslos.

tu Fig. 17 zeigt eine Phasendrehung innerhalb de Impulses um etwa 360°. Unter der Voraussetzung, dal die Tiefpässe 45 und 46 in F i g. 15 die gezeigten Signal nach Fig. 17 fehlerfrei übertragen, und daß eli Austastschalter 49 und 50 (Fig. 15) einwandfre ·, arbeiten, entsteht auch bei der Signalform entsprechene F i g. 17 ein fehlerfreies Meßergebnis.

Die Mischung entsprechend der Schaltung nacl Fig. 15 kann also zu beliebigen Frequenzen hinführer Die Referenzfrequenz kann über oder unter de

:o Signalzwischenfrequenz liegen. Es ergibt sich nur eil Einfluß auf die Phasendrehrichtung. Solange di Tiefpässe 45 und 46 und die Schalter 49 und 50 di Signale einwandfrei verarbeiten, ergeben sich fehler freie Meßergebnisse.

:', Trotz dieser Tatsache wird zweckmäßig die Refe renzfrequenz so gewählt, daß man am Ausgang de Tiefpässe 45 und 46 möglichst langsame Signale erhäl d. h. die Referenzfrequenz wird gleich der mittleren zi erwartenoen ZF-Mittenfrequenz gewählt.

so Eine Kombination der Integralversion und de Null-Hz-Version zeigt Fig. 18. An jeweils einen Eingang der beiden Mischer 43 und 44 in de Meßsignalwegen ist der Ausgang des ZF-Verstärkers 1 mit umschaltbarer Verstärkung angeschlossen, währen

j-, die zweiten Eingänge der Mischer 43 und 44 von de ZF-Referenzspannung gespeist werden. Dem zweitei Eingang des Mischers 44 ist dabei ein 90°-Phasenschie ber 48 vorgeschaltet. An den Mischerausgängen liegei die beiden zum Meßzeitpunkt gemeinsam öffnendei

w Schalter 49 und 50, an deren Ausgängen di Integrationsstufen 41 bzw. 42 liegen. Fig. 19 zeigt den Integrationsbereich vom Zeitpunk

und 46 zeigen Fig. 16 und 17. In Fig. 16 ist (durchgezogene Linie) die Referenzfrequenz exakt gleich der ZF-Mittenfrequenz. Hierbei sind die Ausgangssignale für einen kleinen Winkel φ (ca. 20°) gezeichnet, d. h. A- cos φ erreicht nahezu seinen Maximalwert, während A ■ sin φ klein und positiv ist. Die gestrichelten Linien zeigen den Signalverlauf, wenn die ZF-Mittenfrequenz nicht exakt mit der Referenzfrequenz übereinstimmt. Die hierbei entstehende Differenzfrequenz stellt man sich am besten als konstant langsam drehende Phasenverschiebung vor. Die gestrichelte Linie in Fig. 16 zeigt die Ausgangssignale der Tiefpässe 45 und 46, wenn sich infolge unterschiedlicher Frequenzen die Phase innerhalb der Impulszeit um ca. 20° dreht
Das Signal vor der Null-Umsetzung lautet:

M. = /Mt)-COs (rot

wobei r..j die ZF-Signalfrequenz darstellt.

Das Signa! nach der Null-Umsetzung mit der Referenzfrequenz r«, lautet:

M₀, = AU) ■ cos U"> - ">r)t + ?] signals.

4-, In Fig. 20 ist der Sonderfall einer Integration übe drei Referenzperioden bei konstanter ZF-Amplitud dargestellt. Fig.20 kann man sich als vergrößerte! Ausschnitt des Zeitbereichs von H bis f 2 des in F i g. I! dargestellten Zwischenfrequenzimpulssignals vorstel

5n len. Das Ausgangssignal A des Mischers 43 wird durcl die Referenzfrequenz in gleichphasigen Abständen vot 180° kommutiert, wobei der Mischer 43 als Ringmodula tor angenommen ist Am Ausgang des Integrators 4 entsteht eine Wellenlinie, die sich um eine Geradi schlängelt Die Gerade entspricht der Integration de Gleichspannungsmittelwerts m, also der Integratioi eines geglätteten Signals. Wichtig ist nun, daß dl· Schlangenlinie immer am Ende einer vollen Integra tionsperiode die Gerade schneidet, d. h. eine Glättunj zur Eliminierung des Integrationsrippeis erübrigt siel wenn man die Integrationsgrenzen als ganzzahligi Vielfache der Referenzhalbperiode wählt

Da die Phase des kommutierten Signals in Fig.2 beliebig gewählt wurde, gelten die Ausführungen nich nur für den Integrationsausgang /1 (Fig. 18), sonden auch für den Ausgang /2 (F i g. 18). Entsprechend den zu dem Wert /1 unterschiedlichen Mittelwert ergib (7) sich für den Wert /2 eine Mittelwertgerade mi

unterschiedlicher Steigung. Am Ende jeder vollen Periode schneidet aber auch am integrations-Ausgang für den Wert J 2 die Schlangenlinie ihre Mittelwertgerade. Der Vorteil dieser kombinierten Integrationsmethode gegenüber der reinen Intervallintegration nach Fig. 12 besteht darin, daß die Einschaltzeiten des Ip.'.2grationsschalters wesentlich langer sind und damit die Schaltflanken weniger exakt definiert sein müssen.

Gegenüber dem speziellen Fall nach Fig.20 können noch einige Verallgemeinerungen fert?estellt werden. Die Phasenlage der Integrationsgrenze gegenüber der Referenzphase 0 oder 90° ist gleichgültig. Es wird nur eine ganze Zahl von Halbperioden (Vollwellen-Mischer) oder Perioden (Halbwellen-Mischer) verlangt. Die Amplitude der Zwischenfrequenz darf in gewissen π Grenzen während der Integrationsperiode schwanken. Die Referenzfrequenz braucht nicht exakt mit der ZF-Mittenfrequenz übereinzustimmen. Die gewählten Integrationsgrenzen eliminieren auch Rippel, die durch Übersprechen des Referenzsignals an den Mischerausgang entstehen.

Eine gewisse Schwierigkeit der Umsetzverfahren besteht darin, daß wegen der kleinen Ausgangsspannung von Mischern, insbesondere von Ringmodulatoren, durch Nullpunkt-Ablage der Mischer der nachgeschalteten Verstärker oder der Integratoren Meßfehler entstehen können. Aus den zwei Komponenten A ■ sin φ und A ■ cos φ rückgerechnete Phasenwinkel sind dabei um so fehlerbehafteter, je kleiner die Signalkomponenten werden. Im folgenden sind Mög- jo lichkeiten beschrieben, diese Nullpunktfehler zu reduzieren.

Sollen Impulse mit sehr kleinem Tastverhältnis (einige Prozent) gemessen werden, so kann durch Trennkondensatoren der Gleichstromfehler eliminiert werden.

F i g. 21 zeigt dafür eine Ausführungsform. Es werden in die Meßkanäle entweder die Hochpässe mit den Kondensatoren 53, 54 und den Widerständen 55, 56 oder die Hochpässe mit den Kondensatoren 57, 58 und den Widerständen 59, 60 im Anschluß an die

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Möglichkeit hat den Vorteil, daß alle Nullfehler, auch die der Trennverstärker 61 und 62, eleminiert werden. Diese Methode ist jedoch nur praktikabel, wenn auch unter Berücksichtigung der Speicherzeit das gespeicherte Ausgangssignal ein kleines Tastverhältnis besitzt. In der Praxis wird man jedoch oft die Pause zwischen zwei Meßimpulsen für die Signalspeicherung ausnutzen. In jedem Meßsignalkanal ist außerdem ein Verstärker 65 bzw. 66 vorgesehen.

Kommen die Empfangsimpulse dicht aufeinander, so versagt diese Methode der Nullpunkt-Stabilisierung. In diesem Fall läßt sich der Nullfehler eleminieren, indem man bewußt auf eine von Null verschiedene Zwischenfrequenz umsetzt, so daß ein Impuls etwa nach Fig. 17 entsteht. Eine zweckmäßige Schaltungsausführung dafür zeigt Fig.22. Ein solcher Impuls läßt sich gleichstromfrei über einen Hochpaß 63 bzw. 64 in den Meßsignalkanälen übertragen. Es ist sogar zulässig, die Grenzfrequenz der Hochpässe 63 und 64 so groß zu wählen, daß eine merkliche Phasenverschiebung entsteht. Wenn man die Hochpässe 63 und 64 in allen Empfängern gleich dimensioniert, ziehen diese Phasenverschiebungen keine Meßfehler nach sich. Bei der ss Schaltung nach F i g. 22 besteht jeder der beiden phasenmäßig um 90° versetzt arbeitenden Meßsignalwege aus dem Mischer 43 bzw. 44, dem Tiefpaß 45 bzw.

46, dem Verstärker 65 bzw. 66, dem Hochpaß 63 bzw. 64, dem zum Meßzeitpunkt öffnenden Schalter 49 bzw. 50 sowie dem Kondensatorspeicher 51 bzw. 52.

Die exakteste Nullpunkt-Stabilisierung bringen Klemmschaltungen. Sie beruhen darauf, daß man den ZF-Eingang der Mischer abschaltet und die von Null abweichende Ausgangsspannung in Kondensatoren mit großer Kapazität speichert. Diese Null-Klemmung muß dann durchgeführt werden, wenn keine Meßwertverarbeitung erfolgt.

Fig. 23 zeigt ein Ausführungsbeispiel, nach welchem die Klemmung vor den Austastschaltern 49 und 50 durchgeführt wird. Beim Klemmvorgang werden ein Schalter 67 vor den beiden Mischern 43 und 44 geöffnet und zwei Schalter 68 und 69 in den beiden Meßsignalwegen geerdet. Die beiden Kondensatoren mit großer Kapazität in den beiden Meßsignalkanälen sind mit 70 bzw. 71 bezeichnet. Im übrieen entspricht die Schaltung derjenigen nach Fig. 21. mit Ausnahme jedoch der dortigen Hochpässe.

Fig.24 zeigt eine Version, bei der die Klemmung mittels der Schalter 68 und 69 erst am Ende des Schaltungszuges erfolgt. Die Ablagespannungen (Offset) der Mischer 43 und 44, der Verstärker 45 und 46 und der Abtasteinheit 49 und 50 werden dadurch erfaßt. Besonders exakt arbeitet diese Schaltung, wenn beim Null-Korrekturvorgang die Abtastschalter 49 und 50 nicht einfach kurzgeschlossen werden, sondern die Nullinformation durch einen Abtastvorgang an den Ausgang der Schaltung übertragen wird. Hierdurch korrigiert man auch den dynamischen Abtastfehler, der dadurch entsteht, daß der Ansteuerimpuls der Schalter 49 und 50 auf die Speicherkondensatoren 51 und 52 einstreut. Eine derartigt Abtast-Nullkorrektur muß bei fehlenden Signalimpulsen in periodischen Abständen wiederholt werden, im Gegensatz zu der möglichen statischen Nullkorrektur bei ständig geschlossenen Schaltern 49 und 50.

Die Anwendung des mit 15 bezeichneten geschalteten ZF-Verstärkers kann mit der Absicht kollidieren. a.n Meßvorgang beim Impulsmaximum auszulösen, dann liaiimÜH, WCllll llin»l! CIII Ol_lldll5pi UIIg IVUIf. VUI UCIII Impulsmaximum eintritt. In der Patentschrift 24 39 612 wurde in diesem Zusammenhang die Anwendung einer Verzögerungseinrichtung beschrieben. Dieser logische Lösungsv»eg ist jedoch verhältnismäßig aufwendig, '.m folgenden wird ein Verfahren dargestellt, welches diesen Aufwand vermeidet. An Stelle der Verzögerung tritt eine Differentiationsmethode.

Fig.25 zeigt den typischen Verlauf A(t) eines Empfangsimpulses sowie des Differentialquotienten Ä(t). Interessant ist nunmehr der amplitudenunabhängige Quotient Ä(t)/A(t). Dieser Quotient nimmt mit steigender Impulsamplitude kontinuierlich ab. Gelingt es, diesen Quotienten zu bilden, so läßt sich unabhängig von der Impulsamplitude jeder Punkt der Impulskurve A(t) dadurch bestimmen, daß man die amplitudenunabhängige Kurve Ä(t)/A(t) mit einer konstanten Spannung vergleicht Hohe positive Vergleichsspannung bedeutet dabei Punkte weit vor dem Impulsmaximum, Vergleichsspannung Null bringt den Punkt des Impulsmaximums, negative Vergleichsspannung Punkte hinter dem Impulsmaximum. Es wird zweckmäßig ein Kurvenpunkt vor dem Maximum verwendet, so daß die Bezeichnung Vorflankendiskriminator gerechtfertigt ist

Jeder empfindliche Impulsempfänger hat, wie F i g. 26 zeigt, in seinem Signalweg ein der Impulsform angepaßtes ZF-Filter 7Z vor welchem ein Eingangsmi-

scher 73, ein ZF-Verstärker 74 und nach dem der ZF-Hauptverstärker 7j liegt. Die Signalform am Ausgang des Filters 72 ist nahezu unabhängig von seinem Eingangssignal. Dies gilt insbesondere auch für Rauschen, so daß ein reines Rauschsignal nicht anders behandelt wird wie ein Empfangssignal. Vor dem Filter 72 sind das Rauschen und das Signal breitbandig, danach ist beides schm-iibandig. Das Filter 72 diktiert die Impulsform.

Fig. 27 zeigt ein Schaltungsbeispiel eines Vorflankendiskriminators, dessen Funktionsablauf ist in F i g. 28 dargestellt. Das Eingangssignal bildet der Ausgang des über die Steuerung 76 geschalteten Zwischenfrequcnzverstärkers 15. Solange kein Signal vorhanden ist, wird ein Kondensator 77 über einen Schalter 78 kurzgeschlossen. Beim Eintreffen eines Signals, beispielsweise beim Überschreiten einer Minimalschwelle, öffnet der Schalter 78. Zwei Dioden 79 und 80 am Ausgang des ZF-Verstärkers j5 erzeugen Ladungsstoße, die als Spannungsimpulse (71 an einem Widerstand 81 entstehen und den Kondensator 77 auf die Spannung (72 aufladen. Die Zeitkonstante des Kondensators 77 und des Widerstandes 81 ist klein gegenüber der ZF-Periodendauer. Die Spannungsimpulse (71 werden mittels eines Verstärkers 82 verstärkt und in einem Komparator 83 mit der Treppenspannung (72 verglichen. Solange die verstärkten Impulse v- (71 größer sind als die Spannung (72, entstehen am Ausgang des Komparators 83 Impulse, die einen retriggerbaren monostabilen Multivibrator 84 speisen. Die Betriebszeit des monostabilen Multivibrators 84 ist größer als eine halbe Periodendauer. Ist nun die Spannung (72 so weit angestiegen, daß die mit fortschreitender Annäherung an das Impulsmaximum stets kleiner werdenden Ladeimpulse w ■ LJ\ die Spannungshöhe U2 niehl mehr erreichen, so entstehen am Ausgang des Komparators 83 keine Impulse mehr. Der Multivibrator 84 fällt nach Ende seiner Betriebszeit ab. Dieser Abfall zeigt die gesuchte Impulsstelk an. Eine gewisse Schwierigkeit bedcten die Schaltsprünge der Därnpfungsglieder 76. Das Problem wird dadurch gelöst, daß bei jedem Dämpfungssprung der Schalter 78 kurzschließt. Der folgende hohe Nachladestoß (71 verhindert mit Sicherheit ein Abfallen des monostabilen Multivibrators 84. Der Schaltungspunkt für die Spannung (72 muß von Null aus wieder nachgeladen werden.

Die gewählten Doppelwegsteuerung mit den Dioden 79 und 80 ist nicht unbedingt erforderlich. Die Schaltung funktioniert auch bei Weglassen der Diode 80. Die Frage, ob Doppelweg- oder Einweggleichrichtung, hängt davon ab, wie hoch die ZF-Mittenfrequenz im Vergleich zur Impulszeit liegt. Die ZF-Mittenfrequenz bestimmt bei dem gezeigten Verfahren das Differenzintervall, zwischen welchem die Spannungsänderung von (72 am Kondensator 77 gemessen wird.

Der Funktionsablauf in F i g. 28 zeigt in der ersten Zeile einen ZF-Impuls, in der zweiten Zeile einen ZF-impuis nach dem geschalteten ZF-Verstarker 15, in der dritten Zeile die Spannung U\, in der vierten Zeile die Spannung (72 und in der fünften Zeile das Verhalten des monostabilen Multivibrators 84. Mit 85 ist der Zeitpunkt bezeichnet, zu dem die Spannung (72 größer als die Spannung der Nachladeimpulse ν ■ U \ wird. Mit dem Zeitpunkt 86 kurz danach ist der Abfallmoment des monostabilen Multivibrators 84 gegeben.

Die Schaltung nach Fi g. 27 versagt bei extrem tiefen Zwischenfrequenzen und wird unzweckmäßig bei extrem hohen Zwischenfrequenzen. Bei hohen Zwischenfrequenzen empfiehlt sich die Schaltung nach Fig. 29, die in weiten Teilen mit derjenigen nach F i g. 27 übereinstimmt. Hier werden die Ladestöße vor der Verstärkung ausgemittelt. Die Zeitkonstante eines /?C-Gliedes mit dem Widerstand 87 und dem Kondensator 88 ist groß gegen die Zwischenfrequenzperiode, jedoch klein gegen die Impulslänge. Ein monostabiler Multivibrator wie derjenige mit dem Bezugszeichen 84 nach F i g. 27 kann bei dieser Meßmethode entfallen.

Hier/u S Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. DME-Bodenstation, bei der die Einfallsrichtung der empfangenen Abfrageimpulse nach dem Prinzip ί der Interferometerpeilung gewonnen wird, unter Verwendung einer Vielzahl von Antennen und diesen zugeordneten Empfängern, gekennzeichnet durch die Kombination

a) eines für sich bekannten interferometrischen iu Peilverfahrens, bei welchem die von den Antennen empfangenen Trägersignale in den Empfängern einer signalabhängigen Verstärkungsregelung unterworfen werden, und danach zu jedem Signal ein um 90° in der Phase verschobenes, zweites Signal erzeugt wird, wobei von einer Auswerteeinrichtung alle Signale zu einem gemeinsamen Meßzeitpunkt abgefragt werden und an den Signalpaaren für jeden &npfangskanal das augenblickliche Signai nach Betrag und Phase und aus den so ermittelten Signalvektoren die Einfallsrichtung des empfangenen Signals berechnet wird,

b) mit einem Verfahren zur signalabhängigen Verstärkungsregelung, bei welchem auto ma- _»5 tisch mit dem Anstieg dpr Vorderflanke des jeweiligen Signalimpulses stets bei Erreichen eines festgelegten Schwellenwertes der Pegel um einen festgelegten Betrag vermindert wird, so daß sich eine stufenweise Pegelreduzierung jo bis in demjenigen Bereich ergibt, in welchem der festgelegte SchweJlenweri durch den einlaufenden Signalimpuls nicht mehr erreicht wird.

2. DME-Bodenstation nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Umsetzung der beiden um 90° phasenverschobenen Signale in die Zwischen frequenzlage vor der Messung.

3. DME-Bodenstation nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden um 90° phasenverschobenen Signale jeweils einem Speieher, z. B. einem Kondensator, über zum Meßzeitpunkt geöffnete elektronische Schalter zugeführt werden.

4. DME-Bodenstation nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden zwischenfrequenten Signale mittels zweier Mischer in den Bereich um 0 Hz umgesetzt und dann über zum Meßzeitpunkt geöffnete elektronische Schalter jeweils einem Speicher zugeführt werden.

5. DME-Bodenstation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßzeitpunkt mittels eines Flankendiskriminators gewonnen wird, der durch Differentiation der Hüllkurve des Signalimpulses und Division der sich bei der Differenzierung ergebenden Amplitudenwerte durch die Augenblicksamplitudenwerte der Hüllkurve des Signalimpulses einen Zeitpunkt auf der Vorderflanke der Impulshüllkurve feststellt, in welchem die Hüllkurve einen definierten Bruchteil ihrer Maximalamplitude aufweist, und daß der fin Flankendiskriminator außerdem die stufenweise vorgenommene Pegelreduzierung bei Erreichen des letztgenannten Zeitpunkts sperrt und nach einer konstanten Verzögerungszeit den Meßbefehl ausgibt.

Die Erfindung bezieht sich auf eine DME-Bodenstation gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs I,

Aus der DE-OS 20 38 982 ist ein Ortungsverfahren bekannt, bei dem die Einfallsrichtung von in einer Bodenstation empfangenen DME-Impulsen unter Verwendung von mehreren Antennen und diesen zugeordneten Empfängern nach dem Prinzip der Initerferometerpeilung ermittelt wird.

Aus der DE-OS 23 10 242 ist außerdem ein inierferometrisches Peilverfahren bekannt, bei welchem die über mehrere Antennen aufgenommenen Trägeragnale einer pegdabhängigen Verstärkungsregelung unterzogen werden. In jedem Antennen- bzw. Empfangsweg erfolgt danach die Erzeugung eines zusätzlichen, zum jeweiligen Trägersignal um 90° in der Phase verschobenen Signals. Alle Signale werden zu einem gemeinsamen Meßzeitpunkt gleichzeitig abgefragt. Für die Signalpaare in jedem Empfangsweg wird dann der augenblickliche Betrags- und Phasenzustand des empfangenen Signals und daraus die Einfallsrichtung des empfangenen Signals und daraus die Einfaüsrichtung des empfangenen Signals rechnerisch ermittelt

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein für eine DME-Richtungspeilung in einer DME-Bodenstation geeignetes Vektormeßverfahren mit hoher Genauigkeit für starke Pegelschwankungen der einfallenden DME-Impulse anzugeben. Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angeführte Kombination gelöst.

In der DE-PS 24 39 612 ist bereits vorgeschlagen, zum Abbau der hohen möglichen Pegelunterschiede bei der Amplitudenmessung von Signalimpulsen ein Verfahren zu verwenden, das darin besteht, daß die Impulse einem elektronisch stufenweise einstellbaren Dämpfungsglied sowie nachfolgend einem Gleichrichter zugeführt werden und von den Impulsen eine Steuerschaltung beaufschlagt wird, die immer dann, wenn eine bestimmte positive oder negative Schwellenspannung eines Impulses überschritten wird, .Jie nächstfolgende höhere Dämpfungsstufe des Dämpfungsglieds einstellt, und daß von den gleichgerichteten Impulsen ein Maximalwertdetektor beaufschlagt wird, der bei Erreichen eines positiven oder negativen Impulsmaximums einerseits einen von der Stellung des Dämpfungsgliedes abgeleiteten Signalpegelwert und andererseits den ermittelten Maximaipegel zur Interpolation im Bereich zwischen der eingestellten und der nicht mehr erreichten Dämpfungsstufe des Dämpfungsgliedes zur Auswertung durchschaltet.

Einzelheiten und Weiterbildungen der Erfindung werden im folgenden anhand von 29 Figuren näher erläutert.

F i g. 1 zeigt das prinzipielle Blockschaltbild einer Einrichtung zur Amplituden- und Phasenmessung von Impulsen. Zu einem definierten Zeitpunkt sollen Amplitude und Phase von Signalen gemessen werden, die in mehreren Empfängern I, 2 und 3 nahezu gleichzeitig empfangen werden. Drei den Empfängern 1, 2 und 3 vorgeschaltete Antennen 4, 5 und 6 sind so nahe nebeneinander aufgestellt, daß die Signale (z. B. mit einem 1 GHz) zwar mit unterschiedlicher Phase empfangen werden, die Einhüllende der impulse jedoch nicht verschoben erscheint. In den Empfängern 1,2 und 3 wird auch eine Umsetzung der Signale von der Hochfrequenz (1 GHz)-Lage in die Zwischenfrequenzebene vorgenommen. Die empfangenen Signalamplituden können in weiten Grenzen (60-80 dB) schwanken. Der definierte Meßzeitpunkt liegt im Bereich des