DE2453904C3

DE2453904C3 - DME ground station

Info

Publication number: DE2453904C3
Application number: DE2453904A
Authority: DE
Inventors: Klaus V. Dr. 8019 Wolfratshausen Pieverling
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1974-11-13
Filing date: 1974-11-13
Publication date: 1979-12-06
Also published as: DE2453904A1; DE2453904B2; BE835560A; US4047176A

Description

Maximums der Impulseinliüllenden, Der definierte Meßzeitpunkt wird in einer speziellen Schalteinrichtung 7 abgeleitet und drei den Empfängern 1, 2 und 3 zugeordneten Auswertern 8, 9 und 10 zugeführt Die Meßwerte für die Amplituden Ai, A 2 und A 3 und der Phasen φ 1, <p 2 und φ 3 werden nach ihrer Ermittlung in Analog-Digital-Wandlern 11,12 und 13 digitalisiert.The defined measuring time is derived in a special switching device 7 and fed to three evaluators 8, 9 and 10 assigned to the receivers 1, 2 and 3. The measured values for the amplitudes Ai, A 2 and A 3 and the phases φ 1, < After their determination, p 2 and φ 3 are digitized in analog-to-digital converters 11, 12 and 13.

In F i g. 2 sind untereinander die Zwischenfrequenz-Impulsdiagranrne zweier Signale an den Ausgängen ZFl und ZF2 der Empfänger 1 und 2 nach Fig. 1 dargestellt. Die Zwischenfrequenzen ZFl und ZF2 beider Signale sind gleich, die beiden Umhüllenden'Λ 1 (t) und A 2 (t) erscheinen gleichzeitig. Der gemeinsame Meßzeitpunkt ist mit 14 bezeichnet. Zu diesem Meßzeitpunkt 14 besteht beim oberen Meßsignal die Amplitude A 1 und die Phase ψ 1, während beim unteren Meßsignal die Amplitude A 2 und die Phase φ 2 vorliegtIn Fig. 2, the intermediate frequency pulse diagrams of two signals at the outputs ZF1 and ZF2 of the receivers 1 and 2 according to FIG. 1 are shown one below the other. The intermediate frequencies ZF1 and ZF2 of both signals are the same, the two envelopes'Λ 1 (t) and A 2 (t) appear at the same time. The common measurement time is denoted by 14. At this time of measurement 14 is at the upper measuring signal, the amplitude A 1 and phase ψ 1, while at the lower measuring signal, the amplitude A 2, and the phase φ 2 is present

Zum Abbau der möglichen hohen Pegelunterschiede wird in den Empfängern 1 —3 entsprechend F i g. 3 eine Anordnung verwendet, die einen Zwischenfrequenzverstärker 15 benutzt, dessen Verstärkung in diskreten Stufen einstellbar ist Die Stufeneinstellung .wird von einer Umschaltsteuerung 16 vorgenommen, die beim Eintreffen der Signalimpuls-Vorderflanke schrittweise die Verstärkung des ZF-Verstärkers 15 reduziert. Haben z. B. die ankommenden Signale einen maximalen Pegelunterschied von 80 dB und der ZF-Verstärker 15 sieben schaltbare Verstärkungsschritte von 1OdB, so beträgt der Pegelunterschied am Ausgang des ZF-Verstärkers maximal 1OdB. Eine solche Anordnung ist im 3» einzelnen in der deutschen Patentschrift 24 39 612 beschrieben.In order to reduce the possible high level differences, the receivers 1-3 are shown in accordance with FIG. 3 a Arrangement used that uses an intermediate frequency amplifier 15, whose gain in discrete Steps is adjustable The step setting. Is made by a switchover control 16 is carried out, which when the signal pulse leading edge arrives the gain of the IF amplifier 15 is reduced. Have z. B. the incoming signals a maximum Level difference of 80 dB and the IF amplifier 15 seven switchable gain steps of 1OdB, see above the level difference at the output of the IF amplifier is a maximum of 1OdB. Such an arrangement is in the 3 » individually described in German patent specification 24 39 612.

Fig.4 zeigt die Vektordarstellung und Fig.5 das Oszillogramm eines Meßsignals in der Zwischenfrequenzebene. Es gilt:Fig. 4 shows the vector representation and Fig. 5 that Oscillogram of a measurement signal in the intermediate frequency level. The following applies:

M = A(t)cos{«>t + q) C) M = A (t) cos {«> t + q) C)

Dabei istIt is

M: Meßsignalvektor
A{t): Impuls-Einhüllende
or. ZF Kreisfrequenz
rf·. Phasenwinkel M: measurement signal vector
A {t): momentum envelope
or. IF angular frequency
rf ·. Phase angle

Die Momentamplitude entspricht der Projektion des Meßsignalvekiors M auf die horizontale Referenzlinie in Fig.4. Diese Momentanamplitud.: A 1 gemessen zu einem bestimmten Zeitpunkt genügt nicht zur Beschreibung des Vektors. Erzeugt man jedoch einen zweiten um 90° verschobenen VektorThe moment amplitude corresponds to the projection of the measurement signal vector M onto the horizontal reference line in FIG. This instantaneous amplitude .: A 1 measured at a specific point in time is insufficient to describe the vector. However, if you create a second vector shifted by 90 °

+ _r) (2)+ _r ) (2)

4040

und mißt dessen Momeiitanamplitude zum gleichen Zeitpunkt, so ist der Vektor durch die beiden Amplituden beschrieben:and if its instantaneous amplitude is measured at the same point in time, then the vector is through the two Amplitudes described:

A 1 = A ■ cosyj (Meßzeitpunkt als Beispiel t = 0) Al= A -sinφ (3) A 1 = A ■ cosyj (measurement time as an example t = 0) Al = A -sin φ (3)

Betrachtet man zwei Empfänger mit den Signalen M1 und M 2, deren gegenseitige Phase zu messen ist, so ist der Zeitpunkt der Messung frei wählbar. Wichtig ist lediglich, daß die vier Momentanwerte zum gleichen Zeitpunkt gemessen werden. Man kann sich die in F i g. 4 gezeichnete horizontale Referenzrichtung als eines der beiden Empfangssignale vorstellen. Eine Verschiebung des Meßzeitpunktes bedeutet eine Phasendrehung des Meßsignals bei beiden Empfängern um den gleichen Betrag. L)ji;ei werden gleiche Empfangsfrequenzen vorausgesetzt. If one considers two receivers with the signals M 1 and M 2, the mutual phase of which is to be measured, then the point in time of the measurement can be freely selected. It is only important that the four instantaneous values are measured at the same point in time. One can look at the ones shown in FIG. 4 imagine the horizontal reference direction drawn as one of the two received signals. A shift in the measurement time means a phase shift of the measurement signal in both receivers by the same amount. L) ji; ei the same reception frequencies are assumed.

Eine verhältnismäßig einfache schaltungstechnische Lösung zeigen die F i g, 6 bis 8. Diese Direktmethode besteht darin, daß zwei dem ZF-Verstärker 15 mit umschaltbarer Verstärkung nachgeschaltete Schalter 17 und 18 zum Meßzeitpunkt geöffnet werden und der Momentanwert in einem angeschlossenen Kondensator 19 bzw. 20 gespeichert bleibt Die Schalter 17 und 18 müssen sehr schnell und exakt arbeiten. Zweckmäßig werden Diodenschalter verwendet Fig.6 zeigt eine Lösung mit 90°-Drehung eines Meßsignals mittels eines 90°-Phasenschiebers 21 in einem der Meßsignalwege. Die Anordnung nach F i g. 7 weist versetzte Schaltzeiten auf. Der Versatz der Schaltzeiten widerspricht zwar ein wenig dem Erfordernis des definierten Meßzeitpunktes, so daß bei schnellen Signaländerungen evtl. Meßfehler entstehen könnten. Jedoch beträgt der Versatz z. B. bei 4 MHz nur 62,5 ns. Die Schaltung nach F i g. 8 stellt einen Ausweg hieraus dar. Hier wird die sin-Komponente zweimal gemessen und interpoliert. Dies geschieht mit den Schaltern 18 \ν>ά 22 vor bzw. 90° nach Betätigung des Schalters 17. in einem zusätzlichen Kondensator 23 wird der zweite Sinuswert gespeichert. Danach erfolgt eine Interpolation in der Schaltung 24.A relatively simple circuit solution is shown in FIGS. 6 to 8. This direct method consists in that two switches 17 and 18 connected downstream of the IF amplifier 15 with switchable gain are opened at the time of measurement and the instantaneous value is stored in a connected capacitor 19 and 20, respectively The switches 17 and 18 must work very quickly and precisely. Diode switches are expediently used. FIG. 6 shows a solution with a 90 ° rotation of a measurement signal by means of a 90 ° phase shifter 21 in one of the measurement signal paths. The arrangement according to FIG. 7 has shifted switching times. The offset of the switching times contradicts the requirement of the defined measuring point in time, so that measuring errors could occur with rapid signal changes. However, the offset is z. B. at 4 MHz only 62.5 ns. The circuit according to FIG. 8 shows a way out of this. Here the sin component is measured and interpolated twice. This is done with the switches 18 ν> ά 22 before or 90 ° after actuation of the switch 17. The second sine value is stored in an additional capacitor 23. An interpolation then takes place in circuit 24.

Ein Diagramm einer Schwingung mit versetzten Schaltzeiten ist in F i g. 9 dargestelltA diagram of an oscillation with offset switching times is shown in FIG. 9 shown

Der Aufwand bei der Momentanwertspeicherung liegt in den schnellen Schaltern. Fig. 10 zeigt eine Lösung, bei der diese Komponente nur einmal benötigt wird. Ein schneller Zwischenspeicher 25, z. B. ein Kondensator speichert kurzzeitig die Amplitudenabtastwerte zu den Zeitpunkten ίο—πΙ2ω, U> und to+Jt/2o) nach dem ZF-Verstärker 15. Der gepufferte Speicherwert wird nach dem Abtastvorgang auf die Hauptspeicher 26, 27 und 28 übertragen. Die Hauptspeicher 26,27 und 28 sind ebenfalls Kondensatoren. Zur Eintastung des Zwischenspeicherwerts ist der Schalter 29 und zur Eintastung der Hauptspeicherwerte sind die Schalter 30, 31 und 32 vorgesehen. In einen Pufferverstärker 33 werden die zwischengespeicherten Werte gepuffert. Die Interpolation erfolgt analog Fi g. 8 in der Schaltung 24. Neben der Einsparung von Austastschaltern ermöglicht die Schaltung nach Fig. 10 wesentlich längere Speicherzeiten, da bei dem Zwischenspeichervorgang erheblich größere Kondensatoren 26, 27 und 28 aufgeladen werden können als bei den Speichern des sehr schnell variablen Zwischenfrequenz-Momentanwertes. Die aufwendig wirkende Schaltungssteuerung bedeutet keinen Nachteil, da sie für alle gleichzeitig messenden Empfänger nur einmal vorhanden sein muß. Den Zeitablauf der Anordnung nach Fig. 10 zeigt Fig. 11. Darin sind mit 34 die Öffnungszeiten des Schalters 29 und mit 35 dessen Schließzeiten bezeichntt. Während der Dauer 36 übernimmt der Speicher 27 den zwischengespeicherten Wert über den Schalter 31. Während der Dauer 37 übernimmt der Speicher 26 den zwischengespeicherten Wert über den Schalter 30 und während der Dauer 38 wird der zwischengespeicherte Wert über den Schalter 32 auf den Hauptspeicher 28 übertragen.The effort involved in storing instantaneous values lies in the fast switches. Fig. 10 shows a solution in which this component is only required once. A fast buffer 25, e.g. B. a capacitor briefly stores the amplitude samples at the times ίο - πΙ2ω, U> and to + Jt / 2o) after the IF amplifier 15. The buffered memory value is transferred to the main memories 26, 27 and 28 after the sampling process. The main memories 26, 27 and 28 are also capacitors. Switch 29 is provided for keying in the intermediate storage value and switches 30, 31 and 32 are provided for keying in the main memory values. The temporarily stored values are buffered in a buffer amplifier 33. The interpolation takes place analogously to FIG. 8 in the circuit 24. In addition to the saving of blanking switches, the circuit according to FIG. 10 enables considerably longer storage times, since considerably larger capacitors 26, 27 and 28 can be charged in the intermediate storage process than in the storage of the very rapidly variable intermediate frequency instantaneous value. The complex-looking circuit control does not mean any disadvantage, since it only needs to be present once for all receivers measuring at the same time. The timing of the arrangement according to FIG. 10 is shown in FIG. 11. In this, the opening times of the switch 29 are denoted by 34 and its closing times by 35. During the period 36, the memory 27 takes over the cached value via the switch 31. During the period 37, the memory 26 takes over the cached value via the switch 30 and during the period 38 the cached value is transferred to the main memory 28 via the switch 32.

Es gilt:The following applies:

J AU) ■ cos(«ii + if)dd)t = -2A- sin(mt₀ + <f) (4)J AU) ■ cos («ii + if) dd) t = -2A- sin (mt ₀ + <f) (4)

I = OI = O

1 = I₀ + .I/Zl.i1 = I ₀ + .I / Zl.i

JzI(O · cos(«)i + φ)άωί = 2 A- cos(f.)io + ψ) ■ (5)JzI (O · cos («) i + φ) άωί = 2 A- cos (f.) Io + ψ) ■ (5)

Die schalliingstechnische Nutzung dieser Integrale zeigt Fig. 12, den Zeitablauf dieser Schaltung Fig. 13. Die Anforderung an die Schaltgeschwindigkeiten der Schalter 39 und 40 gegenüber den vorher beschriebenen Meßmethoden ist zwar etwas reduziert. Es entstehen aber durch die Verwendung der Integratoren 41 und 42 gewisse Probleme. Außerdem sind die Integrationszeiten gegeneinander etwas versetzt, was entsprechend der Forderung nach definiertem Meßzeitpunkt oder -integral unerwünscht ist. Die Integrationsgrenzen sind gekennzeichnet durch die gestrichelten Bereiche in F i g. 13. Das obere Diagramm dieser Figur gilt für den Integrator 41 und das untere Diagramm für den Integrator 42. Die Integrationsgrenzen in den Gleichungen (4) und (5) stellen einen zweckmäßigen Sonderfall dar, nämlich den der maximalen Ausgangsspannung. Die Integrationsgrenzen im allgemeinen können beliebig sein; es müssen nur beide Komponenten eine definierte Länge haben und gegeneinander so versetzt sein, daß zwei senkrecht aufeinanderstehende Vektorkomponenten (sinqp, cosqp) entstehen.The acoustical use of these integrals FIG. 12 shows the timing of this circuit in FIG. The requirement for the switching speeds of the switches 39 and 40 compared to those previously described Measurement methods are somewhat reduced. However, they arise through the use of the integrators 41 and 42 certain problems. In addition, the integration times are slightly offset from one another, which is accordingly the requirement for a defined measurement time or integral is undesirable. The integration limits are characterized by the dashed areas in FIG. 13. The upper diagram of this figure applies to the Integrator 41 and the lower diagram for integrator 42. The limits of integration in the equations (4) and (5) represent a useful special case, namely that of the maximum output voltage. the Integration limits in general can be arbitrary; only both components need to be defined Have length and be offset from one another in such a way that two vector components that are perpendicular to one another (sinqp, cosqp) arise.

Das Problem der schnellen Momentanwertänderungen läßt sich dadurch umgehen, daß man mit zwei Mischern aus der ZF-Lage in eine tiefere Frequenzlage umsetzt. Reilisierungsmöglichkeiten zeigen die Fig. 14 und 15, wobei die Anordnung nach Fig. 15 zu bevorzugen ist. Die den Mischern 43 und 44 nachgeschalteten Tiefpässe 45 und 46 sind zur Eliminierung höherer Mischprodukte erforderlich. In der Schaltung nach Fig. 14 liegt im einen Meßsignalweg ein 90°-Phasenschieber 47 und beiden Mischern 43 und 44 wird das gleiche Referenzsignal Ref phasengleich zugeführt. In der Schaltung nach Fig. 15 werden beide Mischer 43 und 44 vom ZF-Verstärker 15 mit einstellbarer Verstärkung gleich angesteuert, während das Umsetzreferenzsignal Ref zn den einen Meßsignalweg mit dem Mischer 44 über einen Phasenschieber 48 und an den anderen Meßsignalweg mit dem Mischer 43 unmittelbar gelangt. An den Ausgängen beider Meßsignalwege werden im Anschluß an die Schalter 49 und 50 in den Kondensatoren 51 und 52 die Momentanwerte gespeichert, die zum Meßzeitpunkt an den Mischein- M_n, = ,<t(0-sin[(i.i-i->_r)/ + '/]·The problem of rapid changes in instantaneous values can be avoided by using two mixers to convert the IF range to a lower frequency range. 14 and 15 show the possibilities for grooving, the arrangement according to FIG. 15 being preferred. The low-pass filters 45 and 46 connected downstream of the mixers 43 and 44 are required to eliminate higher mixed products. In the circuit according to FIG. 14, a 90 ° phase shifter 47 is located in one measuring signal path, and the same reference signal Ref is supplied in phase to both mixers 43 and 44. In the circuit of FIG. 15, both mixers 43 and 44 are driven equally by the IF amplifier 15 with adjustable gain, while the conversion reference signal Ref zn directly to one measuring signal path with the mixer 44 via a phase shifter 48 and to the other measuring signal path with the mixer 43 got. At the outputs of both measurement signal paths, following switches 49 and 50 in capacitors 51 and 52, the instantaneous values are stored which at the time of measurement were sent to the mixing inputs M _n , =, <t (0-sin [(ii-i-> _r ) / + '/] ·

wobei (ei - tn_r)i die zeitlich gleichmäßig durchdrehend Phase repräsentiert.where (ei - tn _r ) i represents the evenly spinning phase over time.

ϊ Wesentlich ist, daß diese Phasendrehung für all Empfänger gleich ist, da gleiche Empfangsfrequenzer vorausgesetzt sind. Bei einem Phasenvergleich de Empfängcrsignale untereinander ist diese Phasendre hung bedeutungslos.ϊ It is essential that this phase shift for all Receiver is the same, since the same receiving frequencies are assumed. With a phase comparison de This phase rotation is meaningless when receiving signals from one another.

tu Fig. 17 zeigt eine Phasendrehung innerhalb de Impulses um etwa 360°. Unter der Voraussetzung, dal die Tiefpässe 45 und 46 in F i g. 15 die gezeigten Signal nach Fig. 17 fehlerfrei übertragen, und daß eli Austastschalter 49 und 50 (Fig. 15) einwandfre ·, arbeiten, entsteht auch bei der Signalform entsprechene F i g. 17 ein fehlerfreies Meßergebnis.tu Fig. 17 shows a phase rotation within the pulse by about 360 °. Provided that the low passes 45 and 46 in FIG. 15 the signal shown 17 transmitted without errors, and that eli Blanking switches 49 and 50 (FIG. 15) work properly, and the corresponding signal shape is also produced F i g. 17 an error-free measurement result.

Die Mischung entsprechend der Schaltung nacl Fig. 15 kann also zu beliebigen Frequenzen hinführer Die Referenzfrequenz kann über oder unter deThe mixture according to the circuit nacl 15 can therefore lead to any frequencies The reference frequency can be above or below de

:o Signalzwischenfrequenz liegen. Es ergibt sich nur eil Einfluß auf die Phasendrehrichtung. Solange di Tiefpässe 45 und 46 und die Schalter 49 und 50 di Signale einwandfrei verarbeiten, ergeben sich fehler freie Meßergebnisse.: o Signal intermediate frequency lie. It's just a matter of urgency Influence on the direction of phase rotation. As long as the low passes 45 and 46 and the switches 49 and 50 di Process signals properly, resulting in error-free measurement results.

:', Trotz dieser Tatsache wird zweckmäßig die Refe renzfrequenz so gewählt, daß man am Ausgang de Tiefpässe 45 und 46 möglichst langsame Signale erhäl d. h. die Referenzfrequenz wird gleich der mittleren zi erwartenoen ZF-Mittenfrequenz gewählt.: 'In spite of this fact, the Refe Reference frequency is chosen so that the slowest possible signals are obtained at the output of the low-pass filters 45 and 46 d. H. the reference frequency is chosen to be equal to the mean zi expected IF center frequency.

so Eine Kombination der Integralversion und de Null-Hz-Version zeigt Fig. 18. An jeweils einen Eingang der beiden Mischer 43 und 44 in de Meßsignalwegen ist der Ausgang des ZF-Verstärkers 1 mit umschaltbarer Verstärkung angeschlossen, währenso a combination of the integral version and de FIG. 18 shows the zero Hz version. One input each of the two mixers 43 and 44 in de The output of the IF amplifier 1 with switchable gain is connected to the measurement signal path, while

j-, die zweiten Eingänge der Mischer 43 und 44 von de ZF-Referenzspannung gespeist werden. Dem zweitei Eingang des Mischers 44 ist dabei ein 90°-Phasenschie ber 48 vorgeschaltet. An den Mischerausgängen liegei die beiden zum Meßzeitpunkt gemeinsam öffnendeij-, the second inputs of the mixers 43 and 44 of de IF reference voltage can be fed. The second input of the mixer 44 is a 90 ° phase shift Upstream of 48. At the mixer outputs, the two open together at the time of measurement

w Schalter 49 und 50, an deren Ausgängen di Integrationsstufen 41 bzw. 42 liegen. Fig. 19 zeigt den Integrationsbereich vom Zeitpunk w switches 49 and 50, at the outputs of which the integration stages 41 and 42 are located. Fig. 19 shows the integration area from the point of time

und 46 zeigen Fig. 16 und 17. In Fig. 16 ist (durchgezogene Linie) die Referenzfrequenz exakt gleich der ZF-Mittenfrequenz. Hierbei sind die Ausgangssignale für einen kleinen Winkel φ (ca. 20°) gezeichnet, d. h. A- cos φ erreicht nahezu seinen Maximalwert, während A ■ sin φ klein und positiv ist. Die gestrichelten Linien zeigen den Signalverlauf, wenn die ZF-Mittenfrequenz nicht exakt mit der Referenzfrequenz übereinstimmt. Die hierbei entstehende Differenzfrequenz stellt man sich am besten als konstant langsam drehende Phasenverschiebung vor. Die gestrichelte Linie in Fig. 16 zeigt die Ausgangssignale der Tiefpässe 45 und 46, wenn sich infolge unterschiedlicher Frequenzen die Phase innerhalb der Impulszeit um ca. 20° dreht
Das Signal vor der Null-Umsetzung lautet:and 46 show Figs. 16 and 17. In Fig. 16 (solid line) the reference frequency is exactly equal to the IF center frequency. The output signals are drawn for a small angle φ (approx. 20 °), ie A- cos φ almost reaches its maximum value, while A ■ sin φ is small and positive. The dashed lines show the signal curve when the IF center frequency does not exactly match the reference frequency. The resulting difference frequency is best imagined as a constant, slowly rotating phase shift. The dashed line in FIG. 16 shows the output signals of the low-pass filters 45 and 46 when the phase rotates by approx. 20 ° within the pulse time as a result of different frequencies
The signal before the zero implementation is:

M. = /Mt)-COs (rot M. = / Mt) -COs (red

wobei r..j die ZF-Signalfrequenz darstellt.where r..j represents the IF signal frequency.

Das Signa! nach der Null-Umsetzung mit der Referenzfrequenz r«, lautet:The Signa! after zero conversion with the reference frequency r «reads:

M₀, = AU) ■ cos U"> - ">r)t + ?] signals. M ₀ , = AU) ■ cos U ">-"> r) t + ?] Signals.

4-, In Fig. 20 ist der Sonderfall einer Integration übe drei Referenzperioden bei konstanter ZF-Amplitud dargestellt. Fig.20 kann man sich als vergrößerte! Ausschnitt des Zeitbereichs von H bis f 2 des in F i g. I! dargestellten Zwischenfrequenzimpulssignals vorstel4-, In Fig. 20, the special case of integration is exer three reference periods with constant IF amplitudes shown. Fig. 20 can be viewed as an enlarged! Section of the time range from H to f 2 of the in FIG. I! presented intermediate frequency pulse signal

5n len. Das Ausgangssignal A des Mischers 43 wird durcl die Referenzfrequenz in gleichphasigen Abständen vot 180° kommutiert, wobei der Mischer 43 als Ringmodula tor angenommen ist Am Ausgang des Integrators 4 entsteht eine Wellenlinie, die sich um eine Geradi schlängelt Die Gerade entspricht der Integration de Gleichspannungsmittelwerts m, also der Integratioi eines geglätteten Signals. Wichtig ist nun, daß dl· Schlangenlinie immer am Ende einer vollen Integra tionsperiode die Gerade schneidet, d. h. eine Glättunj zur Eliminierung des Integrationsrippeis erübrigt siel wenn man die Integrationsgrenzen als ganzzahligi Vielfache der Referenzhalbperiode wählt5n len. The output signal A of the mixer 43 is commutated durcl the reference frequency in phase intervals vot 180 °, wherein the mixer is believed tor as Ringmodula 43 at the output of the integrator 4 is formed a wavy line, winding around a Geradi The line of integration de DC voltage average value m corresponds to , i.e. the integration of a smoothed signal. It is now important that the serpentine line always intersects the straight line at the end of a full integration period, ie smoothing to eliminate the integration rib is superfluous if the integration limits are chosen as integer multiples of the reference half-period

Da die Phase des kommutierten Signals in Fig.2 beliebig gewählt wurde, gelten die Ausführungen nich nur für den Integrationsausgang /1 (Fig. 18), sonden auch für den Ausgang /2 (F i g. 18). Entsprechend den zu dem Wert /1 unterschiedlichen Mittelwert ergib (7) sich für den Wert /2 eine Mittelwertgerade miSince the phase of the commutated signal in FIG. 2 was chosen arbitrarily, the explanations apply not only to the integration output / 1 (FIG. 18), but also to the output / 2 (FIG. 18). Corresponding to the mean value that differs from the value / 1, (7) results in a mean value straight line mi for the value / 2

unterschiedlicher Steigung. Am Ende jeder vollen Periode schneidet aber auch am integrations-Ausgang für den Wert J 2 die Schlangenlinie ihre Mittelwertgerade. Der Vorteil dieser kombinierten Integrationsmethode gegenüber der reinen Intervallintegration nach Fig. 12 besteht darin, daß die Einschaltzeiten des Ip.'.2grationsschalters wesentlich langer sind und damit die Schaltflanken weniger exakt definiert sein müssen.different slope. At the end of each full period, however, the serpentine line also intersects its mean line at the integration output for the value J 2. The advantage of this combined integration method compared to the pure interval integration according to FIG. 12 is that the switch-on times of the integration switch are considerably longer and the switching edges therefore have to be less precisely defined.

Gegenüber dem speziellen Fall nach Fig.20 können noch einige Verallgemeinerungen fert?estellt werden. Die Phasenlage der Integrationsgrenze gegenüber der Referenzphase 0 oder 90° ist gleichgültig. Es wird nur eine ganze Zahl von Halbperioden (Vollwellen-Mischer) oder Perioden (Halbwellen-Mischer) verlangt. Die Amplitude der Zwischenfrequenz darf in gewissen π Grenzen während der Integrationsperiode schwanken. Die Referenzfrequenz braucht nicht exakt mit der ZF-Mittenfrequenz übereinzustimmen. Die gewählten Integrationsgrenzen eliminieren auch Rippel, die durch Übersprechen des Referenzsignals an den Mischerausgang entstehen.Compared to the special case according to FIG some generalizations are yet to be made. The phase position of the integration limit compared to the Reference phase 0 or 90 ° is irrelevant. Only a whole number of half-periods (full-wave mixer) or periods (half-wave mixer) required. The amplitude of the intermediate frequency may be within a certain π Limits fluctuate during the integration period. The reference frequency does not need to exactly match that IF center frequency match. The chosen integration limits also eliminate ripples caused by Cross-talk of the reference signal at the mixer output occurs.

Eine gewisse Schwierigkeit der Umsetzverfahren besteht darin, daß wegen der kleinen Ausgangsspannung von Mischern, insbesondere von Ringmodulatoren, durch Nullpunkt-Ablage der Mischer der nachgeschalteten Verstärker oder der Integratoren Meßfehler entstehen können. Aus den zwei Komponenten A ■ sin φ und A ■ cos φ rückgerechnete Phasenwinkel sind dabei um so fehlerbehafteter, je kleiner die Signalkomponenten werden. Im folgenden sind Mög- jo lichkeiten beschrieben, diese Nullpunktfehler zu reduzieren. A certain difficulty of the conversion method is that because of the low output voltage of mixers, especially ring modulators, measurement errors can occur due to the zero point offset of the mixers of the downstream amplifiers or the integrators. Phase angles calculated back from the two components A ■ sin φ and A ■ cos φ are more error-prone, the smaller the signal components become. Possibilities to reduce these zero point errors are described below.

Sollen Impulse mit sehr kleinem Tastverhältnis (einige Prozent) gemessen werden, so kann durch Trennkondensatoren der Gleichstromfehler eliminiert werden.If impulses with a very small pulse duty factor (a few percent) are to be measured, then through Isolating capacitors which eliminate direct current errors.

F i g. 21 zeigt dafür eine Ausführungsform. Es werden in die Meßkanäle entweder die Hochpässe mit den Kondensatoren 53, 54 und den Widerständen 55, 56 oder die Hochpässe mit den Kondensatoren 57, 58 und den Widerständen 59, 60 im Anschluß an dieF i g. 21 shows an embodiment for this. Either the high passes with the Capacitors 53, 54 and resistors 55, 56 or the high-pass filters with capacitors 57, 58 and the resistors 59, 60 following the

IVIlMVk.! Jl Cl IIVIlMVk.! Jl Cl I

Möglichkeit hat den Vorteil, daß alle Nullfehler, auch die der Trennverstärker 61 und 62, eleminiert werden. Diese Methode ist jedoch nur praktikabel, wenn auch unter Berücksichtigung der Speicherzeit das gespeicherte Ausgangssignal ein kleines Tastverhältnis besitzt. In der Praxis wird man jedoch oft die Pause zwischen zwei Meßimpulsen für die Signalspeicherung ausnutzen. In jedem Meßsignalkanal ist außerdem ein Verstärker 65 bzw. 66 vorgesehen.Possibility has the advantage that all zero errors, including the the isolation amplifiers 61 and 62, can be eliminated. However, this method is only practical, albeit under Taking into account the storage time, the stored output signal has a small pulse duty factor. In the In practice, however, the pause between two measurement pulses will often be used for signal storage. In An amplifier 65 or 66 is also provided for each measurement signal channel.

Kommen die Empfangsimpulse dicht aufeinander, so versagt diese Methode der Nullpunkt-Stabilisierung. In diesem Fall läßt sich der Nullfehler eleminieren, indem man bewußt auf eine von Null verschiedene Zwischenfrequenz umsetzt, so daß ein Impuls etwa nach Fig. 17 entsteht. Eine zweckmäßige Schaltungsausführung dafür zeigt Fig.22. Ein solcher Impuls läßt sich gleichstromfrei über einen Hochpaß 63 bzw. 64 in den Meßsignalkanälen übertragen. Es ist sogar zulässig, die Grenzfrequenz der Hochpässe 63 und 64 so groß zu wählen, daß eine merkliche Phasenverschiebung entsteht. Wenn man die Hochpässe 63 und 64 in allen Empfängern gleich dimensioniert, ziehen diese Phasenverschiebungen keine Meßfehler nach sich. Bei der ss Schaltung nach F i g. 22 besteht jeder der beiden phasenmäßig um 90° versetzt arbeitenden Meßsignalwege aus dem Mischer 43 bzw. 44, dem Tiefpaß 45 bzw.If the received pulses come close to one another, this method of zero point stabilization fails. In In this case, the zero error can be eliminated by consciously selecting an intermediate frequency other than zero converts so that a pulse as shown in FIG. 17 is generated. An appropriate circuit design Figure 22 shows this. Such a pulse can be fed DC-free via a high-pass filter 63 or 64 Transfer measurement signal channels. It is even permissible to make the cutoff frequency of the high-pass filters 63 and 64 so large choose that there is a noticeable phase shift. If you get the high passes 63 and 64 in all Equally dimensioned receivers, draw these phase shifts no measurement errors after itself. In the ss circuit according to FIG. 22 consists of each of the two The measuring signal paths from the mixer 43 or 44, the low-pass filter 45 or

46, dem Verstärker 65 bzw. 66, dem Hochpaß 63 bzw. 64, dem zum Meßzeitpunkt öffnenden Schalter 49 bzw. 50 sowie dem Kondensatorspeicher 51 bzw. 52.46, the amplifier 65 or 66, the high-pass filter 63 or 64, the switch 49 or 50 which opens at the time of measurement and the capacitor store 51 and 52, respectively.

Die exakteste Nullpunkt-Stabilisierung bringen Klemmschaltungen. Sie beruhen darauf, daß man den ZF-Eingang der Mischer abschaltet und die von Null abweichende Ausgangsspannung in Kondensatoren mit großer Kapazität speichert. Diese Null-Klemmung muß dann durchgeführt werden, wenn keine Meßwertverarbeitung erfolgt.Clamping circuits provide the most precise zero point stabilization. They are based on the IF input the mixer switches off and the non-zero output voltage in capacitors large capacity stores. This zero clamping must be carried out if there is no measured value processing he follows.

Fig. 23 zeigt ein Ausführungsbeispiel, nach welchem die Klemmung vor den Austastschaltern 49 und 50 durchgeführt wird. Beim Klemmvorgang werden ein Schalter 67 vor den beiden Mischern 43 und 44 geöffnet und zwei Schalter 68 und 69 in den beiden Meßsignalwegen geerdet. Die beiden Kondensatoren mit großer Kapazität in den beiden Meßsignalkanälen sind mit 70 bzw. 71 bezeichnet. Im übrieen entspricht die Schaltung derjenigen nach Fig. 21. mit Ausnahme jedoch der dortigen Hochpässe.Fig. 23 shows an embodiment according to which the clamping is carried out in front of the blanking switches 49 and 50. During the clamping process, a Switch 67 open in front of the two mixers 43 and 44 and two switches 68 and 69 in the two Grounded measuring signal paths. The two capacitors with large capacitance in the two measuring signal channels are labeled 70 and 71, respectively. Otherwise the circuit corresponds to that of FIG. 21 with the exception but the high passes there.

Fig.24 zeigt eine Version, bei der die Klemmung mittels der Schalter 68 und 69 erst am Ende des Schaltungszuges erfolgt. Die Ablagespannungen (Offset) der Mischer 43 und 44, der Verstärker 45 und 46 und der Abtasteinheit 49 und 50 werden dadurch erfaßt. Besonders exakt arbeitet diese Schaltung, wenn beim Null-Korrekturvorgang die Abtastschalter 49 und 50 nicht einfach kurzgeschlossen werden, sondern die Nullinformation durch einen Abtastvorgang an den Ausgang der Schaltung übertragen wird. Hierdurch korrigiert man auch den dynamischen Abtastfehler, der dadurch entsteht, daß der Ansteuerimpuls der Schalter 49 und 50 auf die Speicherkondensatoren 51 und 52 einstreut. Eine derartigt Abtast-Nullkorrektur muß bei fehlenden Signalimpulsen in periodischen Abständen wiederholt werden, im Gegensatz zu der möglichen statischen Nullkorrektur bei ständig geschlossenen Schaltern 49 und 50.Fig. 24 shows a version in which the clamping by means of the switches 68 and 69 only at the end of the Circuit train takes place. The offset voltages of mixers 43 and 44, amplifiers 45 and 46 and the scanning units 49 and 50 are thereby detected. This circuit works particularly precisely when the Zero correction process the sampling switches 49 and 50 are not simply short-circuited, but the Null information is transmitted to the output of the circuit by a scanning process. Through this one also corrects the dynamic scanning error, which arises from the fact that the trigger pulse of the switch 49 and 50 sprinkled on the storage capacitors 51 and 52. Such a sample zero correction must be performed at missing signal pulses are repeated at periodic intervals, in contrast to the possible static zero correction with switches 49 and 50 closed all the time.

Die Anwendung des mit 15 bezeichneten geschalteten ZF-Verstärkers kann mit der Absicht kollidieren. a.n Meßvorgang beim Impulsmaximum auszulösen, dann liaiimÜH, WCllll llin»l! CIII Ol_lldll5pi UIIg IVUIf. VUI UCIII Impulsmaximum eintritt. In der Patentschrift 24 39 612 wurde in diesem Zusammenhang die Anwendung einer Verzögerungseinrichtung beschrieben. Dieser logische Lösungsv»eg ist jedoch verhältnismäßig aufwendig, '.m folgenden wird ein Verfahren dargestellt, welches diesen Aufwand vermeidet. An Stelle der Verzögerung tritt eine Differentiationsmethode.The use of the switched IF amplifier labeled 15 may conflict with intent. to trigger the measuring process at the pulse maximum, then liaiimÜH, WCllll llin »l! CIII Ol_lldll5pi UIIg IVUIf. VUI UCIII pulse maximum occurs. In the patent specification 24 39 612 the use of a delay device was described in this context. However, this logical solution is relatively complex, and a method is presented below which avoids this effort. A differentiation method is used in place of the delay.

Fig.25 zeigt den typischen Verlauf A(t) eines Empfangsimpulses sowie des Differentialquotienten Ä(t). Interessant ist nunmehr der amplitudenunabhängige Quotient Ä(t)/A(t). Dieser Quotient nimmt mit steigender Impulsamplitude kontinuierlich ab. Gelingt es, diesen Quotienten zu bilden, so läßt sich unabhängig von der Impulsamplitude jeder Punkt der Impulskurve A(t) dadurch bestimmen, daß man die amplitudenunabhängige Kurve Ä(t)/A(t) mit einer konstanten Spannung vergleicht Hohe positive Vergleichsspannung bedeutet dabei Punkte weit vor dem Impulsmaximum, Vergleichsspannung Null bringt den Punkt des Impulsmaximums, negative Vergleichsspannung Punkte hinter dem Impulsmaximum. Es wird zweckmäßig ein Kurvenpunkt vor dem Maximum verwendet, so daß die Bezeichnung Vorflankendiskriminator gerechtfertigt istFIG. 25 shows the typical course A (t) of a received pulse and the differential quotient A (t). The amplitude-independent quotient (t) / A (t) is now of interest. This quotient decreases continuously with increasing pulse amplitude. If this quotient is successfully formed, each point on the pulse curve A (t) can be determined independently of the pulse amplitude by comparing the amplitude- independent curve A (t) / A (t) with a constant voltage Points far before the pulse maximum, reference voltage zero brings the point of the pulse maximum, negative reference voltage points behind the pulse maximum. It is expedient to use a curve point before the maximum, so that the designation leading edge discriminator is justified

Jeder empfindliche Impulsempfänger hat, wie F i g. 26 zeigt, in seinem Signalweg ein der Impulsform angepaßtes ZF-Filter 7Z vor welchem ein Eingangsmi-Every sensitive pulse receiver has, as shown in FIG. 26 shows a pulse shape in its signal path adapted IF filter 7Z in front of which an input

scher 73, ein ZF-Verstärker 74 und nach dem der ZF-Hauptverstärker 7j liegt. Die Signalform am Ausgang des Filters 72 ist nahezu unabhängig von seinem Eingangssignal. Dies gilt insbesondere auch für Rauschen, so daß ein reines Rauschsignal nicht anders behandelt wird wie ein Empfangssignal. Vor dem Filter 72 sind das Rauschen und das Signal breitbandig, danach ist beides schm-iibandig. Das Filter 72 diktiert die Impulsform.shear 73, an IF amplifier 74 and after which the IF main amplifier 7j is located. The waveform on The output of the filter 72 is almost independent of its input signal. This is especially true for Noise, so that a pure noise signal is not treated differently from a received signal. Before the filter 72 the noise and the signal are broadband, after that both are narrowband. The filter 72 dictates the Pulse shape.

Fig. 27 zeigt ein Schaltungsbeispiel eines Vorflankendiskriminators, dessen Funktionsablauf ist in F i g. 28 dargestellt. Das Eingangssignal bildet der Ausgang des über die Steuerung 76 geschalteten Zwischenfrequcnzverstärkers 15. Solange kein Signal vorhanden ist, wird ein Kondensator 77 über einen Schalter 78 kurzgeschlossen. Beim Eintreffen eines Signals, beispielsweise beim Überschreiten einer Minimalschwelle, öffnet der Schalter 78. Zwei Dioden 79 und 80 am Ausgang des ZF-Verstärkers j5 erzeugen Ladungsstoße, die als Spannungsimpulse (71 an einem Widerstand 81 entstehen und den Kondensator 77 auf die Spannung (72 aufladen. Die Zeitkonstante des Kondensators 77 und des Widerstandes 81 ist klein gegenüber der ZF-Periodendauer. Die Spannungsimpulse (71 werden mittels eines Verstärkers 82 verstärkt und in einem Komparator 83 mit der Treppenspannung (72 verglichen. Solange die verstärkten Impulse v- (71 größer sind als die Spannung (72, entstehen am Ausgang des Komparators 83 Impulse, die einen retriggerbaren monostabilen Multivibrator 84 speisen. Die Betriebszeit des monostabilen Multivibrators 84 ist größer als eine halbe Periodendauer. Ist nun die Spannung (72 so weit angestiegen, daß die mit fortschreitender Annäherung an das Impulsmaximum stets kleiner werdenden Ladeimpulse w ■ LJ\ die Spannungshöhe U2 niehl mehr erreichen, so entstehen am Ausgang des Komparators 83 keine Impulse mehr. Der Multivibrator 84 fällt nach Ende seiner Betriebszeit ab. Dieser Abfall zeigt die gesuchte Impulsstelk an. Eine gewisse Schwierigkeit bedcten die Schaltsprünge der Därnpfungsglieder 76. Das Problem wird dadurch gelöst, daß bei jedem Dämpfungssprung der Schalter 78 kurzschließt. Der folgende hohe Nachladestoß (71 verhindert mit Sicherheit ein Abfallen des monostabilen Multivibrators 84. Der Schaltungspunkt für die Spannung (72 muß von Null aus wieder nachgeladen werden.FIG. 27 shows a circuit example of a leading edge discriminator, the operational sequence of which is shown in FIG. 28 shown. The input signal forms the output of the intermediate frequency amplifier 15 connected via the control 76. As long as no signal is present, a capacitor 77 is short-circuited via a switch 78. When a signal arrives, for example when a minimum threshold is exceeded, the switch 78 opens.Two diodes 79 and 80 at the output of the IF amplifier j5 generate charge surges that arise as voltage pulses (71 at a resistor 81 and the capacitor 77 to the voltage (72 The time constant of the capacitor 77 and the resistor 81 is small compared to the IF period. The voltage pulses (71 are amplified by an amplifier 82 and compared in a comparator 83 with the staircase voltage (72. As long as the amplified pulses v- (71 are greater are than the voltage (72, pulses are produced at the output of the comparator 83 which feed a retriggerable monostable multivibrator 84. The operating time of the monostable multivibrator 84 is greater than half a period Approaching the pulse maximum, the charging pulses w ■ LJ \ the voltage level U2 n are getting smaller and smaller If more are achieved, no more pulses are produced at the output of the comparator 83. The multivibrator 84 drops out at the end of its operating time. This drop shows the impulses you are looking for. The switching jumps of the attenuation elements 76 cause a certain difficulty. The problem is solved in that the switch 78 short-circuits with each attenuation jump. The subsequent high load surge (71 prevents the monostable multivibrator 84 from dropping out. The switching point for the voltage (72 must be reloaded from zero.

Die gewählten Doppelwegsteuerung mit den Dioden 79 und 80 ist nicht unbedingt erforderlich. Die Schaltung funktioniert auch bei Weglassen der Diode 80. Die Frage, ob Doppelweg- oder Einweggleichrichtung, hängt davon ab, wie hoch die ZF-Mittenfrequenz im Vergleich zur Impulszeit liegt. Die ZF-Mittenfrequenz bestimmt bei dem gezeigten Verfahren das Differenzintervall, zwischen welchem die Spannungsänderung von (72 am Kondensator 77 gemessen wird.The chosen two-way control with diodes 79 and 80 is not absolutely necessary. The circuit also works if the diode 80 is omitted. The question of whether full-wave or one-way rectification, depends on how high the IF center frequency is compared to the pulse time. The IF center frequency determines in the method shown the difference interval between which the voltage change of (72 is measured at the capacitor 77.

Der Funktionsablauf in F i g. 28 zeigt in der ersten Zeile einen ZF-Impuls, in der zweiten Zeile einen ZF-impuis nach dem geschalteten ZF-Verstarker 15, in der dritten Zeile die Spannung U\, in der vierten Zeile die Spannung (72 und in der fünften Zeile das Verhalten des monostabilen Multivibrators 84. Mit 85 ist der Zeitpunkt bezeichnet, zu dem die Spannung (72 größer als die Spannung der Nachladeimpulse ν ■ U \ wird. Mit dem Zeitpunkt 86 kurz danach ist der Abfallmoment des monostabilen Multivibrators 84 gegeben.The functional sequence in FIG. 28 shows an IF pulse in the first line, an IF pulse after the switched IF amplifier 15 in the second line, the voltage U \ in the third line, the voltage (72 in the fourth line and the Behavior of the monostable multivibrator 84. The point in time at which the voltage (72 becomes greater than the voltage of the recharge pulses ν ■ U \ ) is designated by 85. At the point in time 86 shortly thereafter, the dropping moment of the monostable multivibrator 84 is given.

Die Schaltung nach Fi g. 27 versagt bei extrem tiefen Zwischenfrequenzen und wird unzweckmäßig bei extrem hohen Zwischenfrequenzen. Bei hohen Zwischenfrequenzen empfiehlt sich die Schaltung nach Fig. 29, die in weiten Teilen mit derjenigen nach F i g. 27 übereinstimmt. Hier werden die Ladestöße vor der Verstärkung ausgemittelt. Die Zeitkonstante eines /?C-Gliedes mit dem Widerstand 87 und dem Kondensator 88 ist groß gegen die Zwischenfrequenzperiode, jedoch klein gegen die Impulslänge. Ein monostabiler Multivibrator wie derjenige mit dem Bezugszeichen 84 nach F i g. 27 kann bei dieser Meßmethode entfallen.The circuit according to Fi g. 27 fails at extremely deep Intermediate frequencies and becomes inexpedient at extremely high intermediate frequencies. At high intermediate frequencies We recommend the circuit according to FIG. 29, which largely corresponds to that according to F i g. 27 matches. Here the charging surges are averaged out before reinforcement. The time constant of a /? C element with resistor 87 and capacitor 88 is large compared to the intermediate frequency period, but small compared to the pulse length. A monostable multivibrator like that with the reference number 84 according to FIG. 27 can be omitted with this measuring method.

Hier/u S Blatt ZeichnungenHere / u S sheet drawings

Claims

Patent claims:

1. DME ground station, in which the direction of incidence of the received interrogation pulses according to the principle ί the interferometer bearing is obtained under Use of a multiplicity of antennas and receivers assigned to them, characterized by the combination

a) a known interferometric iu DF method in which the carrier signals received by the antennas in the Receivers are subjected to a signal-dependent gain control, and thereafter a second signal shifted in phase by 90 ° is generated for each signal, all signals from an evaluation device at a common measurement time can be queried and the current signal on the signal pairs for each receiving channel according to magnitude and phase and the direction of incidence from the signal vectors determined in this way of the received signal is calculated,

b) with a method for signal-dependent gain control, in which auto ma- _ »5 table with the rise dpr leading edge of the respective signal pulse always when it is reached the level is reduced by a specified amount after a specified threshold value, so that there is a gradual level reduction jo up to the area in which the specified threshold is no longer reached by the incoming signal pulse.

2. DME ground station according to claim 1, characterized by converting the two signals, phase-shifted by 90 °, into the intermediate frequency position before the measurement.

3. DME ground station according to claim 1 or 2, characterized in that the two by 90 ° phase-shifted signals each to a Speieher, z. B. a capacitor, over at the time of measurement opened electronic switches are supplied.

4. DME ground station according to claim 1 and 2, characterized in that the two intermediate frequencies Signals converted into the range around 0 Hz by means of two mixers and then via to Electronic switches opened at the time of measurement are each fed to a memory.

5. DME ground station according to one of the preceding claims, characterized in that the measuring time is obtained by means of an edge discriminator, which is determined by differentiating the Envelope of the signal pulse and division of the amplitude values resulting from the differentiation by the instantaneous amplitude values of the envelope curve of the signal pulse on a point in time the leading edge of the pulse envelope determines in which the envelope has a defined fraction their maximum amplitude, and that the fin Edge discriminator also the step-by-step level reduction when reaching the locks the last-mentioned point in time and outputs the measurement command after a constant delay time.

The invention relates to a DME ground station according to the preamble of claim I,

From DE-OS 20 38 982 a location method is known in which the direction of incidence of in a Ground station received DME pulses using of several antennas and receivers assigned to them according to the principle of the initerferometer bearing is determined.

From DE-OS 23 10 242 there is also an inierferometric DF method known in which the carrier annals recorded by several antennas be subjected to a level-dependent gain control. In every antenna or reception path then the generation of an additional phase shifted by 90 ° to the respective carrier signal takes place Signal. All signals are queried at the same time at a common measurement time. For the signal pairs The current amount and phase status of the received is then used in each reception path Signal and from it the direction of incidence of the received signal and from it the direction of incidence of the received signal determined by calculation

The invention is based on the object of a DME direction finding in a DME ground station Suitable vector measuring method with high accuracy for strong level fluctuations of the incident Specify DME pulses. According to the invention this object is achieved by the characterizing part of claim 1 cited combination solved.

In DE-PS 24 39 612 is already proposed for Reduction of the high possible level differences when measuring the amplitude of signal pulses - a process to use, which consists in the impulses being an electronically adjustable attenuator and subsequently fed to a rectifier and a control circuit from the pulses is applied whenever a certain positive or negative threshold voltage of an impulse is exceeded higher attenuation level of the attenuator sets, and that of the rectified pulses Maximum value detector is applied, which when reaching a positive or negative pulse maximum on the one hand a signal level value derived from the position of the attenuator and on the other hand the determined maximum level for interpolation in the range between the set and the no longer attenuation level reached by the attenuator for evaluation.

Details and developments of the invention will be explained in more detail below with reference to 29 figures explained.

F i g. 1 shows the basic block diagram of a device for amplitude and phase measurement of Impulses. At a defined point in time, the amplitude and phase of signals should be measured, which are received in several receivers I, 2 and 3 almost simultaneously. Three to the recipients 1, 2 and 3 upstream antennas 4, 5 and 6 are set up so close to each other that the signals (e.g. with a 1 GHz) can be received with a different phase, but the envelope of the impulses does not appear moved. In the receivers 1, 2 and 3 will also convert the signals from the high frequency (1 GHz) to the intermediate frequency level performed. The received signal amplitudes can fluctuate within wide limits (60-80 dB). The defined measurement time is in the range of