DE2453898C3 - Vorrichtung zum Messen des Abstandes zwischen einer als Fühler dienenden Spule und einem Metallkörper - Google Patents
Vorrichtung zum Messen des Abstandes zwischen einer als Fühler dienenden Spule und einem MetallkörperInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Messen des Abstandes zwischen einer als Fühler dienenden
Spule und einem Metallkörper, wobei die Spule
65 mit einem Kondensator einen Schwingkreis bildet, der von einem Bezugsoszillator mit einer Spannung vorbestimmter
Frequenz beaufschlagt wird, und bei der die Signale des Bezugsoszillators und die am Schwingkreis
anliegenden Signale einem Verstärker zugeführt werden.
Bei einer derartigen Vorrichtung ergibt sich eine nichtlineare Kennlinie für die Messung: Die Ausgangsspannung
des Verstärkers fällt bei zunehmendem Abstand des Metallkörper von der Spule zunächst
starr und im weiteren Verlauf in einer exponentiell abklingenden Abhängigkeit von der Abstandszunahme
ab. Eine bekannte Vorrichtung der eingangs genannten Art ist so aufgebaut, daß dem
Verstärker die Signale des Bezugsoszillators und die am Schwingkreis anliegenden Signale über eine Brükkenschaltung
zugeführt werden. Es ist kaum möglich und erfordert einen hohen Aufwand und viel Geschick,
durch entsprechenden Aufbau der Brückenschaltung eine Linearisierung der Abhängigkeit der
Ausgangsspannung des Verstärkers vom Abstand zu erreichen.
Bekannt ist auch schon eine Vorrichtung zur Abstandsmessung (US-PS 3619805), in der die Spule
und Kondensatoren einen Parallelresonanzkreis bilden. Dieser Parallelresonanzkreis ist seinerseits mit
einem Transistor zu einem Colpitts-Oszillator zusammengesi-haltet.
Zur Linearisierung der Kennlinie soll dabei der Innenwiderstand des Oszillators frequenzabhängig
gemacht werden. Das ist jedoch nur für die angegebene besondere Schaltung möglich und insbesondere
wird die Linearisierung nur für einen sehr geringen Abstandsmeßbereich von etwa 5 mm erreicht.
Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, die Vorrichtung zur berührungslosen Abstandsmessung der eingangs
genannten Art so auszugestalten, daß bei gleichzeitiger Beseitigung der sonstigen Meßfehler
eine gut lineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung des Verstärkers vom Abstand Spule-Metallkörper mit
einfachen Mitteln für einen großen Meßbereich erzielt wird. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1
angegebene Erfindung gelöst. Zweckmäßige Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
Man erkennt, daß das Problem durch Rückkopplung des Ausgangssignals des Verstärkers auf seinen
Eingang einer Lösung zugeführt wird. Der Verstärker erhält so durch positive Rückkopplung einen negativen
Eingangswiderstand, durch den der am Eingang des Verstärkers liegende Schwingkreis entdämpft
wird. Die Güte Q des Schwingkreises wird so angehoben. Es ist deshalb nunmehr möglich· das Ausgangssignal
zu einer linearen Funktion des zu messenden Abstandes zu machen, indem man auf einfachste
Weise den Verstärkungsfaktor des Verstärkers selbst und/oder die Rückkopplung diesem gewünschten Ergebnis
entsprechend einstellt. Es ist dadurch nämlich möglich, die nicht lineare Abstands-Ausgangsspannungs-Kennlinie
der Meßeinrichtung selbst durch eine entgegengesetzt verlaufende Kennlinie der das Signal
der Meßeinrichtung verarbeitenden Schaltung in einem Ausmaß zu kompensieren, daß eine befriedigende
Linearität erzielbar ist. Man erhält somit auf einfache Weise eine Vorrichtung zum Messen des Abstandes
zwischen einem Metallkörper und einem Meßfühler, bei der im gesamten Meßbereich von geringsten
Entfernungen bis zu sehr großen Entfernungen die Ausgangsspannung dem Abstand proportional
ist. Man erhält so einen Abstandsmesser, der in
einem era eiterten Meßbereich mit hoher Empfindlichkeit
und hoher Genauigkeit arbeiten kann. Der Abstandsmesser ist deshalb für viele Anwendungszwecke geeignet, wie das Erkennen oder Orten von
Metallkörpern auf einem Fließband, das Erkennen und Vermessen von Krümmungen, oder das Nachzeichnen
von Konturen \ on Metal !streifen.
Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen. Ausführungsbeispiele der
Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im iolgenden näher beschrieben. Es zeigt
Fig. leine Blockschaltung eines bekannten berührungslosen
Abstandsmessers,
Fig. 2 die Kennlinie der Vorrichtung von Fig. 1,
Fig. 3 eine Blockschaltung einer ersten Ausführungsform,
Fig. 4a eine Impedanz-Frequenz-Kennlinienschar des Schwingkreises der Vorrichtung von Fig. 3,
Fig. 4b eine Phasen-Frequenz-Kcnnlinienschar des Schwingkreises der Vorrichtung von Fig. 3,
Fig. 5 die Ausgangsspannungs-Abstands-Kennlinie des Abstandsmessers, und
Fig. 6, 7 und 8 Blockschaltungen anderer Ausführungsformen.
Fig. 1 zeigt eine bekannte Vorrichtung zum Messen des Abstandes zwischen einem Metallkörper und einem
Fühler unter Verwendung der elektromagnetischen Induktion. Dazu wird eine Spule 4 einer Impedanz
Z1 so angeschlossen, daß sie mit bekannten Impedanzen Z1, Z3 und Z4 eine Wechselstrom-Brükkenschaltung3
bildet. Die EingangsanschlüsSi; der Wechselstrom-Brückenschaltung 3 sind mit den Ausgängen
eines Bezugsoszillators 2 verbunden, welcher mit einer vorbestimmten Frequenz schwingt. Der
Ausgang der Wechselstrom-Brückenschaltung 3 wird über einen Differentialverstärker 5 verstärkt.
Wenn der Abstand D zwischen der Spule 4 und dem Metallkörper 1 unendlich groß ist, ist die Wechselstrom-Brürkenschaltung
dann abgeglichen, wenn der Zustand Z1- Z^= Z1- Z3 erreicht ist. In diesem
abgeglichenen Zustand ist der Ausgang der Wechselstrom-Brückenschaltung 3 gleich Null und auch der
Differentialverstärker 5 erzeugt kein Ausgangssignal. Wenn der Abstand D verringert wird, ändert sich die
Impedanz Z2 der Spule 4 mit dem Abstand D aufgrund
der Änderung der Selbstinduktion durch den Metallkörper 1.
Die Impedanz Z2 ändert sich jedoch in nicht linearer
Weise mit dem Abstand D. Infolgedessen ist auch das Ausgangssignal der Brückenschaltung 3 nicht Iinear
mit dem Abstand D verknüpft. Dieses Ausgangssignal wird von dem Differentialverstärker 5
verstärkt und dann einem anzeigenden oder registrierenden Meßgerät zugeführt, so daß der Abstand D
ohne Berührung des Metallkörpers 1 gemessen wird.
Fig. 2 zeigt ein Beispiel einer Kennlinie der Abhängigkeit zwischen dem Abstand D und der Ausgangsspannung
V des Differentialverstärkers 5. Wie man aus Fig. 2 sieht, ist die Kennlinie nicht linear.
Wenn der Abstand D wächst, nimmt die Änderung des Ausgangssignals ab, so daß keine hohe Meßgenauigkeit
erreicht werdc.i kann. Deshalb ist es wünschenswert, die Kennlinie durch Verwendung geeigneter
äußerer Schaltungen linear zu machen. Da die Änderung der Impedanz Z2 der Spule 4 bezüglich der
Änderung des Abstandes D zu dem Metallkörper 1 gering ist, ist es darüber hinaus notwendig, eine sehr
empfindliche Brückenschaltung aufzubauen. Die Genauigkeit der Messung wird in starkem Maße durch
die Genauigkeit und die Kennlinie der Impedanzen Z1, Z3 und Z4 bestimmt, so daß viel Geschicklichkeit
zur Einstellung der Brückenschaltung erforderlich ist.
Fig. 3 zeigt eine Schaltung, bei der diese Probleme beseitigt sind. Mit denen der Fig. 1 vergleichbare
Schaltungskomponenten sind mit denselben Bezugszeichenversehen. Ein Kondensator C liegt parallel zu
der Spule 4 und bildet mit dieser einen Schwingkreis, dessen Resonanzfrequenz durch die Bezugsinduktivität
der Spule 4 (das ist die Selbstinduktivität der Spule, wenn sie nicht mit dem Metallkörper 1 gekoppelt ist)
und durch eine vorbestimmte Kapazität des Kondensators C gebildet wird. Der Bezugsoszillator 2 führt
dem Schwingkreis ein Wechselstromsignal der Bezugsfrequenz zu. Ferner ist ein Verstärker 6 vorgesehen,
dessen Ausgangsignal im Sinne einer Mitkopplung über einen Rückkopplungswiderstand Rp auf den
Eingang rückgekoppelt ist und so einen Q-Vervielfacher bildet. Der Bezugsoszillator 2 ist außer mit dem
Schwingkreis auch über einen Reihenwiderstand Rs
mit diesem Q-Vervielfacher verbunden. Der Q-Vervielfacher muß eine Veränderung oder Justierung des
Verstärkerfaktors und/oder des Betrags der Rück- kopplung erlauben, wie es im folgenden näher beschrieben
wird.
Wenn bei der in Fig. 3 gezeigten Vorrichtung der Abstand O zwischen der Spule 4 und dem Metallkörper
1 unendlich groß ist und ein Wechselstromsignal definierter Frequenz und Amplitude vom Bezugsoszillator
2 aus über den Reihenwiderstand Rs den Schwingkreis beaufschlagt, wird dessen Ausgangssignal
durch den Verstärker 6 verstärkt. Ein Teil des Ausgangssignals des Verstärkers wird auf dessen Eingang
über den Rückkopplungswiderstand Rr rückgekoppelt.
Die Schwingfrequenz des Bezugsoszillators 2 sei jetzt mit fs, die Resonanzfrequenz des Schwingkreises
mit fR bezeichnet. Liegt das Verhältnis K=J11Zjr R im Bereich zwischen 0,1 und 10,0, so kann
man für den Schwingkreis die Impedanz-Frequenz-Kennlinie (Fig. 4 a) durch Messen der Ausgangsspannung
Vpp des Verstärkers 6 bezüglich des Verhältnisses
K erhalten.
Die Impedanz Z2 der Spule 4 wird durch die Gleichung
Z2- R0 + jX ausgedrückt werden (wobei R0
den Widerstand der Spule und X deren Reaktanz bezeichnen), und die Güte Q des Schwingkreises ist
durch die Gleichung Q = XIR0 gegeben. Dementsprechend
sollte es möglich sein, irgendeinen Wert für die Güte Q durch Änderung des Wertes des Widerstandes
R0 auszuwählen. Tatsächlich besitzt jedoch die Spule 4 einen Widerstandswert, der nicht auf Null
reduziert werden kann. Zum Zwecke der Kompensation des effektiven Widerstandes des Schwingkreises
ist jedoch ein Q-Vervielfacher vorgesehen, dessen Impedanz durch Veränderung des Verstärkungsfaktors
des Q-Vervielfachers und/oder des Wertes der positiven Rückkopplung von unendlich ois zu einem
negativen Wert verändert werden kann. Die Güte Q des Schwingkreises kann somit auf einen gewünschten
Wert eingestellt werden. Fig. 4a zeigt die Impedanz-Frequenz-Kennlinie des Schwingkreises für unterschiedliche
Güte Q.
Wird nun der Metallkörper 1 an die Spule 4 herangeführt, so ändert sich die Selbstinduktivität der Spule
nicht linear. Theoretisch ändert sich die Resonanzfrequenz des Schwingkreises nicht linear mit der Veränderung
der Induktivität. Da jedoch die Veränderung
der Impedanz sehr klein ist, kann man näherungsweise annehmen, daß sich die Resonanzfrequenz proportional
zur Induktivität ändert. Dementsprechend wird das Verhältnis Kim Bereich von 0,1 bis 10,0 gehalten
und verändert sich nahe bei K = 1,0 wie in Fig. 4a gezeigt.
Aus dem oben beschriebenen Grund bewirkt eine Veränderung der Impedanz nahe der Resonanzfrequenz
eine große Veränderung des Resonanzstromes oder der Resonanzspannung, nämlich aufgrund der
nicht linearen Kennlinie des Schwingkreises, und da diese Nichtlinearität der nicht linearen Kennlinie der
Induktivitätsveränderung bezüglich der Veränderung des Abstands von der Spule 4 entgegengerichtet ist,
ist es möglich, eine im wesentlichen lineare Gesamtkennlinie zu erhalten, falls diese beiden Kennlinien
durch geeignete Einstellung der Güte Q des Schwingkreises durch Einstellen des Verstärkungsfaktors
und/oder des Wertes der positiven Rückkopplung des (2-Vervielfachers komplementär zueinander ausgebildet
werden.
Fig. 5 zeigt eine so erhaltene lineare Abstands-Ausgangssignal-Kennlinie.
In dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel wurde die gewünschte Ausgangskennlinie durch Veränderung
der Impedanz des Schwingkreises erhalten. Es ist jedoch auch möglich, die gewünschte Ausgangskennlinie
durch Phasenvariation des Schwingkreises zu erhalten. Es ist bekannt, daß die Phasen-Frequenz-Kennlinie
eines Schwingkreises für verschiedene Werte der Güte Q durch in Fig. 4b gezeigte
Kurven dargestellt werden, wobei die Phase des Resonanzstromes oder der Resonanzspannung sich ändert,
wenn die Frequenz von der Resonanzfrequenz abweicht. Durch Ableitung einer solchen Veränderung
als Veränderung der Spannung oder des Stromes ist es möglich, ähnliche Messungen durchzuführen.
Wie die Fig. 4b zeigt, ändern sich die Phasen-Frequenz-Kennlinien
des Schwingkreises besonders stark im Bereich der Resonanzfrequenz. Durch Analysieren
dieser Phasenveränderung unter Verwendung der Phase des von dem Bezugsoszillator erzeugten Wechselstromsignals
als Referenz ist es möglich, den gemessenen Ausgang zu erhalten. Der gemessene Ausgang
kann z. B. über einen phasengesteuerten Gleichrichter 7 erhalten werden, wie in Fig. 6 gezeigt
ist.
Wenn man das Wechselspannungssignal des Bezugsoszillators 2 mit EjSincot und die Ausgangsspannung
des Verstärkers 6 mit ERsin(cot + 0) bezeichnet,
kann die Ausgangsspannung En des Gleichrichters 7
durch die Gleichung E0 = ERcos0 geschrieben werden,
wobei 0 die Phasendifferenz bezeichnet. Nach Koinzidieren der Schwingfrequenz fs des Bezugsoszillators
2 mit der Resonanzfrequenz fR des Schwingkreises
in einen Zustand, in welchem der Abstand zwischen der Spule 4 und dem Metallkörper 1 unendlich
groß ist, ändert sich mit Abnahme des Abstands die Phase des Ausgangssignals des Verstärkers 6 entsprechend
der in Fig. 4b gezeigten Kennlinienschar. Infolgedessen ändert sich die Ausgangsspannung des
phasengesteuerten Gleichrichters 7 in Übereinstimmung mit einer Gesamtkennlinie aus der Variationskennlinie der Impedanz der Spule 4 und der Phasen-Frequenz-Kennlinie
des Schwingkreises. Es ist wieder möglich, die Güte Q des Schwingkreises durch geeignete
Auswahl des Verstärkungsfaktors und/oder der Rückkopplung des Q-Vervielfachers einzustellen und
somit die Gesamtkennlinie linear zu machen. Wenn der Ausgang auf diese Weise durch eine Phasenanalyse
erhalten wird, ist es dann, wenn die Kennlinie unabhängig von der Amplitude des Ausgangssignals
ist, möglich den Einfluß äußerer Störungen auf die Amplitude durch Verwendung einer geeigneten WcI-lenformerstufe
vollständig zu eliminieren.
Wenn ein Wechselstromsignal von dem Bezugsoszillator 2 über den Reihenwiderstand Rs dem
Schwingkreis zugeführt wird, wie es in Fig. 3 und 6 gezeigt ist, wirkt der Reihenwiderstand Rs als Parallelwiderstand
des Schwingkreises und verringert so die Güte Q des Schwingkreises. Wenn ein Gleichstrompotential
an den Ausgangsanschlüssen des Bezugsoszillators 2 erscheint, ist es notwendig, das Wechselspannungssignal
über einen als Gleichstromsperrc dienenden Kr.ndensator dem Schwingkreis zuzuführen.
Falls jedoch die Temperaturkennlinie eines solchen Kondensators nicht gut ist, ändert sich die Resonanzfrequenz
des Schwingkreises mit der Temperatur.
Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem, um
diesen Nachteil zu vermeiden, das Wechselstromsignal des Bezugsoszillators 2 über den Schwingkeis
bzw. eine Eingangsschaltung dem Verstärker 6' zugeführt wird. Das Wechselstromsignal, welches dem invertierenden
Eingangsanschluß des Verstärkers 6' von dem Bezugsoszillator 2 über den Reihenwiderstand
Rs zugeführt wird, wird in dem Verstärker 6' auf einen
vorbestimmten Wert verstärkt, und ein Teil des Ausgangs wird über einen Gegenkopplungswiderstand Rn
auf den invertierenden Eingangsanschluß rückgekoppelt und über den Rückkopplungswiderstand RP auf
den nicht invertierenden Eingangsanschluß. Der nicht invertierende Eingangsanschluß ist mit dem Schwingkreis
verbunden, welcher aus der Spule 4 und dem Kondensator Cbesteht. Die Bezugsresonanzfrequenz
ist auf einen vorbestimmten Wert eingestellt, wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 3.
Bei diesem Ausführungsbeispiel besteht der Q-Vervielfacher
aus einem Verstärker 6' und dem Rückkopplungswiderstand Rp und dem Gegenkopplungswiderstand
Rn, so daß die Güte des Schwingkreises in äquivalenter Weise durch Justierung des Verstär-
kungsfaktors durch Veränderung des Widerstandswertes des Gegenkopplungswiderstandes Rn und/
oder durch Justierung des Wertes der Mitkopplung durch Veränderung des Rückwiderstandes RP auf einen
beliebigen Wert eingestellt werden kann. Auch in dem in Fig. 7 gezeigten Ausführungsbeispiel ist es
durch Einstellung der Güte Q zur Kompensation der Nichtlinearität der Kennlinie der induktivitäisveränderung
der Spule 4, möglich, die Ausgangskennlinie des Verstärkers 6' linear zu machen, wie es in Fig. 5
gezeigt ist, selbst wenn der Abstand zwischen der Spule 4 und dem Metallkörper 1 sich verändert. Da
die Eingangsschaltung des Wechselstromsignals und des Schwingkreises über vollständig isolierte Schaltungen
mit dem Q-Vervielfacher verbunden ist, ist
es möglich, verschiedene oben beschriebene Probleme zu eliminieren. Es ist auch möglich, die Eingangsschaltung
des Wechselstromsignals von dem Schwingkreis durch Kopplung des Wechselstromsignals mit
den Ausgangsanschlüssen des Verstärkers 6' zu isolieren.
Es ist auch wichtig, eine Verringerung der Meßgenauigkeit zu verhindern, welche durch Veränderungen
der Güte Q und der Resonanzfrequenz des aus
der Spule 4 und dem Widerstand C bestehenden Schwingkreises aufgrund von Temperaturänderungen
verursacht werden. Es ist bekannt, daß die Impedanz Z2 der Spule 4 sich mit der Temperatur ändert. Wenn
die Spule 4 hinreichend weit von dem Metallkörper 1 entfernt ist, wird die Impedanz Z2 durch die folgende
Gleichung ausgedrückt:
Z2= R0 +Δ RT+J(O[L0+ AL1)
wobei R0 und L0 den Widerstand bzw. die Induktivität der Spule bei einer Bezugstemperatur und AR1 und AL1 die inkrementalen Veränderungen des Widerstandes bzw. der Induktivität der Spule bezeichnen, wenn die Temperatur sich um t" C ändert. Selbst wenn der Abstand zwischen der Spule 4 und dem Metallkörper 1 gleich dem anTangs eingestellten Wert oder im wesentlichen unendlich groß ist, führen Temperaturveränderungen zu Veränderungen der Güte und der Resonanzfrequenz des Schwingkreises, wodurch die Genauigkeit der Messung verringert wird. Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei welchem das oben beschriebene Problem beseitigt ist. Dieses Ausführungsbeispiel enthält einen Resonanzkondensator C'mit einer negativen Temperaturkennlinie, ein temperaturempfindliches Widerstandselement 8 mit einer negativen Temperaturkennlinie seines Widerstandswertes, z. B. einen Thermistor, und eine Spule 4. Diese Teile sind zu einem einheitlichen sondenartigen Fühler 9 zusammengesetzt, der über ein Koaxialkabel od. dgl. mit der Rückkopplungsschaltung des Verstärkers 6' verbunden ist, wie das die Figur zeigt. Da die Spule 4 eine positive Temperaturkennlinie aufweist, bewirkt das temperaturempfindliche Widerstandselement 8 mit seiner negativen Kennlinie eine Kompensation des realen Teils der Impedanz der Spule 4, während der Kondensator C mit seiner negativen Kennlinie eine Kompensation des imaginären Teils bewirkt, wodurch temperaturabhängige Veränderungen der Kennlinie der Spule 4 kompensiert werden. Auf diese Weise ist es möglich, unabhängig von irgendwelchen Temperaturschwankungen Abstände mit höchster Genauigkeit zu messen.
wobei R0 und L0 den Widerstand bzw. die Induktivität der Spule bei einer Bezugstemperatur und AR1 und AL1 die inkrementalen Veränderungen des Widerstandes bzw. der Induktivität der Spule bezeichnen, wenn die Temperatur sich um t" C ändert. Selbst wenn der Abstand zwischen der Spule 4 und dem Metallkörper 1 gleich dem anTangs eingestellten Wert oder im wesentlichen unendlich groß ist, führen Temperaturveränderungen zu Veränderungen der Güte und der Resonanzfrequenz des Schwingkreises, wodurch die Genauigkeit der Messung verringert wird. Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei welchem das oben beschriebene Problem beseitigt ist. Dieses Ausführungsbeispiel enthält einen Resonanzkondensator C'mit einer negativen Temperaturkennlinie, ein temperaturempfindliches Widerstandselement 8 mit einer negativen Temperaturkennlinie seines Widerstandswertes, z. B. einen Thermistor, und eine Spule 4. Diese Teile sind zu einem einheitlichen sondenartigen Fühler 9 zusammengesetzt, der über ein Koaxialkabel od. dgl. mit der Rückkopplungsschaltung des Verstärkers 6' verbunden ist, wie das die Figur zeigt. Da die Spule 4 eine positive Temperaturkennlinie aufweist, bewirkt das temperaturempfindliche Widerstandselement 8 mit seiner negativen Kennlinie eine Kompensation des realen Teils der Impedanz der Spule 4, während der Kondensator C mit seiner negativen Kennlinie eine Kompensation des imaginären Teils bewirkt, wodurch temperaturabhängige Veränderungen der Kennlinie der Spule 4 kompensiert werden. Auf diese Weise ist es möglich, unabhängig von irgendwelchen Temperaturschwankungen Abstände mit höchster Genauigkeit zu messen.
Es ist klar, daß derselbe Zweck erreicht werden kann, wenn der Fühler 9 mit der Gegenkopplungsschaltung
des Verstärkers 6' verbunden wird.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Vorrichtung zum Messen des Abstandes zwischen einer als Fühler dienenden Spule und einem
Metallkörper, wobei die Spule mit einem Kondensator einen Schwingkreis bildet, der von einem
Bezugsoszillator mit einer Spannung vorbestimmter Frequenz beaufschlagt wird, und bei der die
Signale des Bezugsoszillators und die am Schwingkreis anliegenden Signale einem Verstärker zugeführt
werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (6,6') derart rückgekoppelt ist, daß
die Güte Q des Schwingkreises angehoben wird, und daß der Verstärkungsfaktor und/oder die is
Rückkopplung des Verstärkers (6, 6') so einstellbar sind/ist, daß das Ausgangssignal eine lineare
Funktion des zu messenden Abstandes ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (6,6') zwei voneinander
isolierte Eingänge hat, von denen der eine mit dem Bezugsoszillator (2) und der andere
mit dem Schwingkreis verbunden ist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (6') einen mit
dem Bezugsoszillator (2) verbundenen invertierenden Eingangsanschluß und einen mit dem
Schwingkreis verbundenen nicht invertierenden Eingangsanschluß aufweist, und daß der invertierende
Eingangsanschluß mit dem Ausgang des Verstärkers (6') durch einen Gegenkopplungswiderstand
(R1^) bzw. der nicht invertierende Eingangsanschluß
mit dem Ausgang des Verstärkers (6') durch den Rückkopplungswiderstand (Rn)
verbunden ist.
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis
3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Bezugsoszillator
(2) und Eingangsanschluß des Verstärkes (6, 6') ein Reihenwiderstand (R5) geschaltet
ist. -to
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis
4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingkreis zusätzlich ein temperaturempfindliches Widerstandselement
(8) mit negativer Temperaturabhängigkeit seines Widerstandswertes enthält, die komplementär zur Impedanz-Temperatur-Kennlinie
der Spule (4) ist.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis
5, dadurch gekennzeichnet, daß das von dem Bezugsoszillator (2) erzeugte Wechselstromsignal
eine Frequenz gleich der Resonanzfrequenz des Schwingkreises bei mit dem Metallkörper (1) nicht
elektromagnetisch gekoppelter Spule (4) hat.
7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis
6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Verstärkers (6') über eine Wellenformerstufe,
welche die Amplitude des Ausgangs konstant macht, mit einem phasengesteuerten Gleichrichter
(7) verbunden ist, Jessen Steuereingang mit dem Bezugsoszillator (2) verbunden ist.
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