DE2403097A1 - Spannungsgesteuerte triggerschaltung fuer triacs - Google Patents

Description

R. 1927

21. 1. 1974 Ve/Do

Anlage zur

Pat ent anino ld ung

ROBERT BOSCH GMB^ri, 7000 Stuttgart Spannungsf;,esteuerte Trigger schaltung für Triacs

Die Erfindung betrifft eine gleichspanriungsgestüuerte Triggerschaltung für Triacs, mit einer an dia zu steuernde Netzspannung angeschlossenen Reihenschaltung eines Widerstands mit einem Ladekondensator, und mit einer Triggerdiode, über die die Kondensatorspannung dem Gate des Triacs zuführbar ist.

Zur Leistungssteuerung von Verbrauchern an Wechselstromnetzen werden in zunehmendem Maße Triacs eingesetzt. Triacs erlauben den Vollwellenbetrieb der Verbraucher mit Phaserianschnitt auf einfachste Art, da nur ein Leistungsbauelement benötigt wird. An einem bestimmten Winkel jeder Halbwelle muß dabei der Triac gezündet werden.

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Schaltungen, die zur Zündung des Triacs geeignete Zündimpulse erzeugen, sind in großer Zahl bekannt und erfordern einen unterschiedlichen Aufwand an Bauelementen. Eine weit verbreitete, sehr einfache Anordnung ist in der Figur rechts der gestrichelten Linie dargestellt, über einen Widerstand wird ein Kondensator geladen, und ab einer bestimmten Ladespannung zündet die Triggerdiode den Triac. Der Zündwinkel wird dadurch verstellt, daß der Widerstand als variabler Widerstand ausgeführt ist. Bei Schaltungen, die nicht unmittelbar von der Hand bedient, sondern durch eine elektrische Größe, Spannung oder Strom, verändert werden sollen, ergeben sich folgende Schwierigkeiten: Die als Widerstand erforderlichen kontinuierlich steuerbaren unipolaren Widerstände sind unter den Elektronikbauteilen nicht zahlreich vertreten. Es bieten sich Fotowiderstand oder Feldplatte an. Beide sind nicht direkt durch eine Spannung oder einen Strom steuerbar, sondern nur über den Umweg des Lichts bzw. des Magnetismus als sogenannte optoelektronische oder magnetische Koppler ausgeführt, was den Aufwand der Schaltung unnötig erhöht. Als kontinuierlich steuerbares polares Bauelement werden auch Transistoren in Diodenbrückensehaltungen als- veränderliche Widerstände eingesetzt. Diese Anordnung hat den Nachteil, daß der Emitter des Transistors als Bezugspunkt für die steuernde Größe U oder I mit keinem übrigen Punkt der Schaltung galvanisch eindeutig verbunden ist. Dies führt zu Potentialschwierigkeiten in der v/eiteren Schaltungsaus legung. Wenn eine hohe Spannung, z.B. die Netzspannung von 220 Volt, geregelt werden soll, so liegt an dem veränderlichen Widerstand eine hohe Spannung. Feldplatten können hier überhaupt nicht, unter den Fotowider3tänden und Transistoren nur einige wenige teure Typen verwendet werden. Es sind selbstverständlich auch Schaltungen bekannt, die Zündimpulse liefern und direkt von einer elektrischen Spannung oder einem elektrischen Strom gesteuert werden können. Diese haben jedoch gegenüber der bekannten verbreiteten Schaltung einen beträchtlich höheren Aufwand.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung anzugeben, die den schaltungsmäßigen Aufwand der bekannten, verbreiteten Anordnung nicht

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wesentlich übersteigt und direkt durch eine Spannung gesteuert werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß parallel zum Ladekondensator die Reihenschaltung eines zweiten Ladekondensators mit dem Kanal DS (Drain-Source) eines Feldeffekttransistors (FET) vorgesehen ist, dessen Gate durch die Steuerspannung steuerbar ist. Um den Phasenanschnitt in beiden Halbwellen gleich zu halten, ist in weiter Ausgestaltung der Erfindung eine abgeglichene Brükkenschaltung vorgesehen, bei der der eine L'ängszweig aus dem Kanal des FET und der andere Längszweig aus einem Spannungsteiler besteht, und in deren Querzweig zwischen den Abgriff des Spannungsteilers und das Gate des FET ein Kondensator geschaltet ist.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß bei sehr geringem Bauteileaufwand ein Triac direkt durch eine Gleichspannung kontinuierlich-gesteuert werden kann. Durch Verwendung eines Feldeffekttransistors erfolgt die Steuerung praktisch leistungslos, da" der Eingangswiderstand sehr hochohmig ist. Durch den hochohmigen Gleichspannungseingang funktioniert die Schaltung auch als Bindeglied zwischen einem Gleich- und einem Wechselstromkreis in Reglerschaltungen. Die Steuerung erfolgt sehr linear über nahezu den gesamten Phasenwinkelbereich zwischen 0 Grad und 180 Grad. Die Steuerung kann hochohmig gewählt werden. Der Phasenanschnitt der Halbwellen ist sehr gleichmäßig. Für die praktische Verwertbarkeit der Schaltung ist es weiterhin von Bedeutung, daß ein Steuerspannungsanschluß mit einer Anode des Triac galvanisch verbunden ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Rechts der gestrichelten Linie durch das Schaltbild des Ausführungsbeispiels ist die bisher bekannte, verbreiterte Anordnung zur Phasenanschnittsteuerung durch einen Triac gezeigt. Eine Netzspannung Un liegt an zwei Klemmen Io, 11 an, die

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über einen Lastwiderstand 12, bzw. Verbraucher, und die Schalt- ■; ''; strecke eines Triacs 13 miteinander verbunden sind. Der Triac

13 wird durch die Reihenschaltung eines Ladnwiderstands 14 mit einem Ladokondonsator 15 überbrückt. Der Verknüpfungspunkt der Bauteile 14, 15 ist sowohl über eine Triggerdiode 16 niit dem Gate des Triac 13, wie auch über die Reihenschaltung einus zweiten Ladekondensators 17 mit der Drairi-Source-Strecke eines N-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistors 18 (FET) mit der Klemme 11 verbunden. Parallel zum Kanal des Feldeffekttransistors 18 ist ein aus zwei Widerständen 19, 20 bestehender Spannungsteiler geschaltet. Das Gate des Feldeffekttransistors 18 ist sowohl über einen Kondensator 21 mit dem Abgriff des Spannungsteilers ly, 20, wie auch über einen Eingangswiderstand 22 mit einer Klemme 23 verbunden. Die Steuergleichspannung Us liegt zwischen den Klemmen 23 und 24, wobei die Klemme 24 mit der Klemme 11 verbunden ist. Der Spannungsteiler 19, 20 bildet zusammen mit dem Kanal des Feldeffekttransistors 18 eine Brückerischaltung. Die Widerstände 19, 20 sind so dimensioniert, daß sich bei einem symmetrischen Feldeffekttransistor mit spannungslosem Gate mit der Kanalmitte eine abgeglichene Brückenschaltung ergibt.

Im folgenden ist zunächst die Wirkungsweise des rechts der gestrichelten Linie dargestellten bekannten Teils der Schaltung beschrieben. In der Sperrphase des Triacs 13, d.h. zu Beginn jeder Netzhalbwelle, wird der Ladekondensator 15 über den Ladewiderstand 14 geladen. Erreicht die Kondensatorsρannung die Durchbruchsρannung der Triggerdiode 16, dann wird diese schlagartig leitend und liefert einen Zündimpuls an das Gate des Triacs 13· Durch den nun leitenden Triac verschwindet die Netzhalbwelle an der Zündschaltung. Der Kondensator 15 wird zunächst über die Triggerdiode,dananch über den Widerstand

14 und den Triac nahezu vollständig entladen. Mit Beginn der nächsten. Wechselnetzhalbwelle, bei der der Triac 13 wieder in die Sperrphase übergeht, wiederholt sich der Vorgang mit umgekehrter Polarität.

Bei der bekannten Schaltung i3t der Widerstand 14 variabel und es können damit unterschiedliche Ladegeschwind!gkeiten für den Kondensaator 15 und damit variable Phasenanschnittswinkel eingestellt werden.

In der vorliegenden Schaltung ist der Widerstand 14 konstant , und liefert einen durch den Widerstand unveränderlichen Lade-

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ström. Die» unterschiedliche Ladfigeschwindigkeit und damit die Veränderung des Zündseitpunkts wird durch den zweiten Ladekondensator 17 erreicht. Bei hinreichend kleinen Strömen unterhalb des Pineh-Qff-Sffekts stellt die Drain-Source-Streeke des FET 18 einen unipolaren, steuerbaren ohm^sehen Widerstand dar. Bei spannungslosem üate des FET 18 ist dieser Widerstand sehr niederohirdg. Die beiden Ladekondensatoren 1?, 15 sind damit parallelgeschaltet und der Ladestrom durch den Widerstand Ik verteilt sich auf beide Kondensatoren 15 > If. Dadurch wird der LadeVorgang verlangsamt und es ergeben sieh kleine Stromflußwinkel. Bei hohen Gatespaimungen ist der Kanalwiderstand praktisch unendlich und damit der Ladekondensafeor 15 allein wirksam. Die Ladegeschwindigkeit wird erhöht Und es ergeben sich große Stromflußwinkel. Durch kontinuierliche Veränderung der Gatespannung wird der Kanalwiderstand stetig gesteuert. Dadurch kann bei geeigneter Dimensionierung der Kondensatoren 15, 17 nahezu der gesamte Stromflußwinkelbereich kontinuierlich zwischen 0 Grad und l8ö Grad überstrichen warden»

Bei einem symmetrisch aufgebautem Feldeffekttransistor kann der Kanalwriderstand in derselben Weise sowohl durch öine Qate-Source- als auch durch eine gleich große Gate-Drain-Spannung gesteuert werden. Ia der vorliegenden Schaltungsanordnung ist ein jeweils gleieh großer Kanalwiderstandswert in jeder Halbwelle erforderlich» wenn beide Stromflußwinkel in Jeder ¥ollweile der Netzspannung gleieh groß sein sollen. Ba die Polarität der Draiii-Souree-SpannuKg in jeder Halbzelle wechselt, ist aine direkte Einspeisung dar Steuerspatinurig zwischen Qata und Source nicht möglich. Bie negative Spannung des Gate gegenüber dem Brairi-Sourea-Kanalj insbesondere gegenüber der Kanalmitte, wilrd© bei positiver Drain wesentlich höher als bei negativer. Damit wäre die Steuerung des FeIdeffakttrarisistors in ofen Halbwellen ungleich·. Gleiche Kanal— widerstandswerte in den Halbwellen erhält man_s wenn die Steuerspannung symmetrisch gegenüber Drain und Source eingespeist wird. Die symmetpisehe Einspeisung wird erreicht,

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indem die? Steuergleichspannung Us über den V/iderstand 22 dem opeieherkondensator 21 zugeführt wird. Wird die Zeitkori3tante T = R 22 · C 21 groß gegenüber dor 3etzperiodenzeit gemacht, darm ist aufgrund der Einspeisung der Steuerspaimung auf den im abgeglichenen Brückenzweig liegenden Speicherkondensator die Spannung des Gate gegenüber der Kanalmitto in jedem Augenblick einer IJetzperiode gleich groß. Damit ist die wechselnde Polarität der Brain-Souree-Sparinung ohne Einfluß auf die Steuerung des Feldeffekttransistors 18. Ss ergeben sich-jeweils gleiche Kanalwiderstandswerte und Stromflußwinkel unabhängig von der betreffenden Netzhalbwelle.

Soll statt mit einer negativen Steuerspannung mit einer positiven gesteuert werden, so ist statt eines.N-Kanal-Feldeffekttransistors ein P-Kanal-Feldeffekt transistor zu wählen.

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Claims (4)

1. l.\Gl$ichspannuiigs gesteuerte Triggers ehaltung für Triacs,.mit '; einer an <iie zu: öteüernde Netzspannung angeschlossenen .-,"■" Reihenschaltung eihös Widerstands mit einem Ladekondensator, und mit einer Triggerdiode, über die die Kondensatorspannung dem Gate des Triacs guführbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum' Ladekondensator (15) die Reihenschaltung · sines zweiten Ladekoiidensators (17) mit dem Kanal DS (Drain-Source) eines Feldeffekttransistors (FET) (18) vorgesehen ist,-dessen Gate.durch die Steuarspannung Us^- steuerbar is't.
2. Z\- Triggerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, " daß ein" Steuersparinurigsanschluß (24) mit der Anode 1 des Triacs (13) galvanisch verbunden ist. ·
3. 3· Triggerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

   daß zur symmetrischen Einspeisung die Steuergleichspannung . Us mitwenigstens einem Teil der Drainwechselspannung überlagert, dem Gate des FET (18) zuführbar ist.
4. 4. Triggerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, •'daß eine abgeglichene Brückenschaltung vorgesehen ist, bei de-r d6r eine Längs zweig aus dem Kanal des FET (18) und der . andere Längszweig aus einem Spannungsteiler (19, 2o) besteht und daß im Querzweig der Brückenschaltung zwischen den Abgriff. des Spannungsteilers (19, 2o) und das Gate des FET (18) ein Kondensator (21) geschaltet ist und an dessen Verbindung mit dem Gate die Stßuerspannung Us über einen Widerstand (22) heran* geführt wird.

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