DE2364733B2 - Schaltungsanordnung zur Messung der Spitzenwerte einer pulsierenden Spannung - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Messung der Spitzenwerte einer pulsierenden SpannungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Messung der Spitzenwerte einer pulsierenden
Spannung, mit einem mit der pulsierenden Spannung beaufschlagten ersten Gleichrichter, der mit einem
ersten Ladeschaltungsteil verbunden ist, welcher eine erste Zeitkonstante hat, mit einem zweiten Gleichrichter,
dem die pulsierende Spannung mit reduzierter Amplitude zugeführt wird und der mit einem zweiten
Ladeschaltungsteil verbunden ist, welcher eine zweite Zeitkonstante hat, die größer als die erste Zeitkonstante
ist.
Bei jedem hochwertigen Bandgerät ist eine Treibrolle vorhanden, die das Band mit einer konstanten
Geschwindigkeit an einem Aufnahme- oder Wiedergabekopf vorbeibewegt. Ferner gehören zu einem solchen
Gerät eine Aufwickelspule mit einer Antriebswelle, eine Vorratsspule mit einer Antriebswelle sowie eine
Bremseinrichtung zum Einstellen der Gegenspannung des Bandes. Die Einrichtung zum Regeln der Gegenspannung
weist einen Generator auf, der eine mit der Drehung der Vorratsspulen-Antriebswelle synchronisierte
Wechselspannung erzeugt, welche z. B. dadurch modifiziert wird, daß sie in eine Kippschwingung
verwandelt wird, deren Spitzenwert eine lineare Funktion der Länge jeder Periode der Wechselspannung
ist. Dieser Spitzenwert wird gemessen und dazu benutzt, die Bremseinrichtung so zu steuern, daß auf das
Band stets eine feste Spannung aufgebracht wird, obwohl sich die Drehzahl der Vorratsspulenantriebswelle
beim Transportieren des Bandes von der Vorratsspule zur Aufwickelspule ändert.
Normalerweise ändert sich die Drehzahl ziemlich langsam, und die Schaltung zum Messen des Spitzenwertes
der Kippschwingung kann eine lange Zeitkonstante haben, so daß die Ausgangsspannung ziemlich
glatt ist, doch gibt es Fälle, in denen die Laufgeschwin- <>5
digkeit des Bandes schnell auf einen höheren Wert übergeht. Wenn dies geschieht, gehl der Spitzenwert
der Kippschwingung plötzlich zurück, da die Kippspannung bei der erhöhten Frequenz innerhalb der kürzeren
Periode nicht genügend Zeit hat, um wieder auf ihren vorherigen Spitzenwert anzusteigen. Daher wird die
Gegenspannung des Bandes so lange nicht einwandfrei geregelt, wie die Ausgangsspannung der Schaltung mit
der langen Zeitkonstante nicht allmählich auf den neuen richtigen Wert zurückgegangen ist
Abhilfe kann eine Schaltung der eingangs beschriebenen Art schaffen, bei der die lange Zeitkonstante
wirkungslos und statt dessen die kurze Zeitkonstante wirksam wird, wenn sich der Spitzenwert der pulsierenden
Eingangsspannung plötzlich ändert.
Es ist eine Schaltung bekannt (DT-AS 11 20 010) bei
der eine Wechselspannung einem Spannungsteiler zugeführt wird. Ein von dem Spannungsteiler abgenommener
höherer Spannungswert wird über einen Kondensator einem ersten gegensinnig geschalteten
Gleichrichterpaar zugeführt, dessen einer Gleichrichter einen Ladekondensator speist. Ein von dem Spannungsteiler
abgenommener niedrigerer Spannungswert wird über einen Kondensator einem zweiten gegensinnig
geschalteten Gleichrichterpaar zugeführt, dessen einer Gleichrichter ebenfalls eine flC-Kombination speist.
Die Zeitkonstante dieser flC-Kombination ist geringer
als die des von dem ersten Gleichrichterpaar gespeisten Kondensators. Mit der RC-Kombination ist ein weiterer
Gleichrichter verbunden, der mit dem Steuergitter einer Elektronenröhre verbunden ist. Vom Ausgangsanschluß
der Elektronenröhre können die Spitze.: ,verte der Wechselspannung abgenommen werden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannte Schaltung dahingehend zu vereinfachen, daß
sie weniger Schaltelemente enthält.
Die Aufgabe ist erfindungsgemäß gelöst durch einen Transistor, dessen Basiselektrode mit dem zweiten
Ladeschaltungsteil verbunden ist, dessen Kollektorelektrode mit dem ersten Ladeschaltungsteil verbunden
ist und dessen Emitterelektrode mit einem Ausgangsanschluß sowie über einen Widerstand- mit Masse
verbunden ist.
Die erfindungsgemäße Lösung zeichnet sich gegenüber der bekannten Schaltung dadurch aus, daß an Stelle
der Elektronenröhre und des Gleichrichters ein einziger Transistor verwendet ist. Die Emitter-Basis-Strecke des
Transistors ersetzt die Diode; der als Emitterfolger geschaltete Transistor ersetzt die Röhre. Die erfindungsgemäße
Schaltungsanordnung ist dadurch einfacher und billiger.
Die Reduzierung der pulsierenden Spannung für den zweiten Gleichrichter kann — wie bereits nach der
DT-AS 11 20 010 bekannt — mittels eines Spannungsteilers erfolgen.
Die Erfindung wird nachfolgend noch beispielhaft an Hand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt
F i g. 1 das Blockschaltbild einer bekannten Bandspannungsregelschaltung
für ein Tonbandgerät,
F i g. 2A bis 2G Wellenformen, die beim Betrieb von Bandspannungsregelschaltungen auftreten, und sie
veranschaulichen den Unterschied zwischen bekannten Schaltungen und solchen nach der Erfindung,
F i g. 3 die Schaltung eines Spitzendetektors, wie er bei der bekannten Bandspannungsregelschaltung verwendet
wird, und
Fig.4 die Schaltung einer Detektorschaltung nach
der Erfindung.
Bei der bekannten Schaltung nach Fig. 1 ist eine Vorratsspulenantriebswelle 1 mechanisch mit einer
Bremseinrichtung 2 und einem Generator 3 in der durch
gestrichelte Linien angedeuteten Weise gekuppelt Der
Generator 3 erzeugt eine Wechselspannung, die einem Verstärker 4 zugeführt wird, an den eine Schmittsche
Triggerschaltung 5 angeschlossen ist, c.eren Ausgangssignal einen monostabilen Multivibrator 6 steuert, der
sein Ausgangssignal einer Inte^rationsschaltung 7 zuführt. Die Schaltung erzeugt eine Kippspannung,
deren Schwankungen die gleiche Frequenz haben wie die Wechselspannungssignale des Generators 3. Das
Ausgangssignal der Integrationsschaltung 7 wird einem ίο
Spitzendetektor 8 zugeführt, der über einen Verstärker 9 an den Eingangskreis eines Transistors 11 angeschlossen
ist Der Emitter-Kollektor-Kreis dieses Transistors ist mit einer Gleichrichterbrücke 12 verbunden, um
zusammen mit ihr eine Schaltung 13 von variabler Impedanz zu bilden, die mittels eines einer Quelle 14
entnommenen Wechselstroms betrieben wird.
Die Wirkungsweise der bekannten Schaltung nach Fig. 1 wird im foigenden an Hand von Fig. 2A bis 2E
erläutert Wird die Vorratsspulenwelle gedreht, veranlaßt sie den Generator 3, die in Fig.2A dargestellte
Wechselspannung Sa zu erzeugen, die eine niedrige bzw. eine höhere Frequenz haben kann. Das Signal Sa
im linken Teil von F i g. 2A entspricht der Bandlaufgeschwindigkeit von 9,5 cm/sec, und im rechten Teil von
F i g. 2A der Bandlaufgeschwindigkeit von 19 cm/sec.
Die Wechselspannung Sa wird durch den Verstärker
4 verstärkt und dann der Schmittschen Triggerschaltung
5 zugeführt, die das in Fig. 2B gezeigte impulsiörmige
Signal erzeugt, das ohne Rücksicht darauf, ob die Frequenz dieses Signals für 9,5cem/sec oder für
19 cm/sec gilt, eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50% ist. Wird das Rechteckwellensignal Pb
der Schmittschen Triggerschaltung 5 dem monostabilen Multivibrator 6 zugeführt, veranlaßt sie den Multivibrator,
das in Fig. 2C gezeigte Impulssignal Pc zu erzeugen, bei dem das Tastverhältnis erheblich unter
50% liegt und so niedrig ist, daß ohne Rücksicht auf die jeweilige Bandlaufgeschwindigkeit alle Impulse Pc die
gleiche Breite haben.
Die Impulse Pc werden der Integrationsschaltung 7
zugeführt, die eine Spannung erzeugt, die zwar zeitabhängig linear zunimmt, jedoch jedesmal beim
Auftreten eines Impulses Pc auf einen festen Wert zurückgeführt wird. Somit entsteht die in Fig.2D
gezeigte Kippspannung, die jeweils linear zunimmt, und da sich die Spannung mit einer konstanten Geschwindigkeit
erhöht, ist der Spitzenwert, den diese Spannung erreicht, eine lineare Funktion der Periode der durch
den Generator 3 erzeugten Wechselspannung 5a. Hat die Wechselspannung 5a gemäß dem linken Teil von
Fig.2A eine große Länge, ist der Spitzenwert der Kippspannung Sd nach Fig. 2D hoch, und wenn das
Signal Sa gemäß dem rechten Teil von F i g. 2A kurz ist, wird der Spitzenwert der Kippspannung Sdgemäß dem
rechten Teil von Fig. 2D klein.
Der Spitzenwert der Kippspannung Sd wird durch den Spitzendetektor 8 gemessen, um das in Fig.2E
dargestellte Signal Se zu erzeugen, das in Fig. 2E der
Vollinie entspricht und im linken Teil von Fig. 2E als
gerade Linie den Spitzen der relativ großen Sägezahnschwingungen des Signals Sd folgt. Im äußersten
rechten Teil von Fig. 2E entspricht der Wert des Signals Se wieder den Spitzen der niedrigeren
Sägezahnwellen, doch ist zwischen den beiden Hälften von F i g. 2E ein Abschnitt vorhander., in dem das Signal
Se nicht den Spitzenwerten der plötzlich niedriger gewordenen Sägezahlwellen entspricht.
Das Signal Se wird verstärkt und durch den Verstärker 9 der Basis des Transistors 11 zugeführt, der
die Stärke des Stroms regelt der von der Wechsel stromquelle 14 aus über die Gleichrichterbrücke 12 zu
der Bremseinrichtung 2 fließt Ist der Transistor 11 nicht leitfähig, kann kein Strom zu der Bremseinrichtung 2
fließen, wird er jedoch in hohem Maße leitfähig gemacht wird der Bremseinrichtung ein relativ starker
Strom zugeführt Die Spannung des Bandes wird durch die Stärke des der Bremseinrichtung zugeführten
Stroms geregelt, und wenn die Bandgeschwindigkeit konstant oder nahezu konstant ist muß der durch die
Bremseinrichtung 2 fließende S -om im gleichen Maße konstant sein. Geht die Bandgeschwindigkeit plötzlich
von einem Wert auf einen anderen Wert über, muß der durch die Bremseinrichtung fließende Strom ebenfalls
plötzlich geändert werden, doch da die Bremseinrichtung durch das Signal Se nach F i g. 2E gesteuert wird,
ist ersichtlich, daß sie nicht so schnell umgestellt werden kann, wie es erwünscht wäre, wenn die Laufgeschwindigkeit
des Bandes plötzlich zunimmt.
F i g. 3 zeigt einen Spitzendetektor 8 bekannter Art, wie er bei der Schaltung nach F i g. 1 verwendet wird,
und dessen Eingangsklemme 15 an den Ausgang des Integrators 7 angeschlossen ist. Bei dem Spitzendetektor
8 sind ein Gleichrichter 17 und ein Kondensator 18 zwischen der Eingangsklemme 15 und Masse in Reihe
geschaltet. In F i g. 3 ist mit gestrichelten Linien ein großer Widerstand 19 angedeutet, um darzustellen, daß
es sich einfach um den z. B. auf den Oberflächenwiderstand zurückzuführenden Widerstand und nicht etwa
auf einen Widerstand eines physikalischen Widerstandes handeln kann. Die Ausgangsklemme 20 ist mit dem
Knotenpunkt zwischen der Diode 17 und dem Kondensator 18 verbunden.
Befindet sich der Spitzendetektor nach F i g. 3 in Betrieb, lädt sich der Kondensator 18 bis auf den
Spitzenwert der Sägezahnwelle Sd auf. Die Zeitkonstante des Kondensators 18 und der sehr hohe
Widerstandswert des Widerstandes 19 sind so gewählt, daß die Ladung des Kondensators von einer Sägezahnspitze
zur nächsten nahezu konstant bleibt. Gerade diese Arbeitsweise des bekannten Spitzendetektors 8
nach F i g. 3 verhindert jedoch ein schnelles Ansprechen auf plötzliche Änderungen der Laufgeschwindigkeit
des Bandes.
Bezüglich der an dem Kondensator 18 erscheinenden Spannung ist die Wellenform Se in Fig. 2E etwas
idealisiert dargestellt. Tatsächlich würde die Linie Se nach jeder Spitze der Sägezahnwelle etwas nach unten
geneigt sein. Ändert sich die Laufgeschwindigkeit des Bandes plötzlich so, daß dem Spitzendetektor 8 die
Sägezahnwellen von kleiner Amplitude gemäß dem rechten Teil von F i g. 2D zugeführt werden, würde
andererseits die Entladungskurve der Spannung Se nicht so steil nach unten verlaufen, wie es in Fig. 2E
gezeigt ist. Der Wunsch, nur eine geringe Welligkeit oder Veränderlichkeit der Amplitude des Signals Se von
einer Spitze zur nächsten zuzulassen, ist nicht mit dem Wunsch vereinbar, die Spannung Se in Abhängigken
von einer schnellen Änderung der Bandgeschwindigkeit schnell zu ändern.
Fig. 4 zeigt eine verbesserte Schaltung nach der Erfindung, bei der der Ausgang der Inlegratorschahung
7 an den Eingangsklemmen 21 und 22 liegt, von denen die Klemme 22 geerdet ist. Zwischen den Klemmen 21
unr1 22 sind ein erster Gleichrichter ?3 und ein
Kondensator 24 in Reihe geschaltet, um einen ersten
Gleichrichterkreis 25 zu bilden. Zwischen den Klemmen 21 und 22 liegt ferner ein Spannungsteiler mit zwei
Widerständen 26 und 27, zwischen denen ein zweiter Gleichrichter 28 angeschlossen ist, der mit einem den
Widerstand 27 überbrückenden zweiten Kondensator 29 in Reihe geschaltet ist, um einen zweiten Gleichrichterkreis
31 zu bilden.
Mit dem Kondensator 24 ist ein Widerstand 32 parallelgeschaltet, und die Zeitkonstante dieses WC-Gliedes
ist im Vergleich zur Zeitkonstante der bekannten Schaltung nach F i g. 3 relativ niedrig. Der
Kollektor eines Transistors 33 ist mit dem Knotenpunkt zwischen dem Gleichrichter 23 und dem Kondensator
24 verbunden, und die Basis dieses Transistors ist an den Knotenpunkt zwischen dem Gleichrichter 28 und dem
Kondensator 29 angeschlossen. Der Emitter des Transistors liegt an einer Ausgangsklemme 34 und
einem Ende eines Emitterbelastungswiderstandes, dessen anderes Ende mit einer Ausgangsklemme 36
verbunden ist, die direkt an die Erdungsklemme 22 angeschlossen ist.
Für den Betrieb der Schaltung nach Fig.4 gelten
ebenfalls die in Fig. 2 A bis 2 D dargestellten Wellenformen.
Der Widerstand 32 ist so gewählt, daß er den Kondensator 24 während des Intervalls zwischen
aufeinanderfolgenden Spitzen des Sägezahnsignals Sd der Integrationsschaltung 7 in einem bemerkbaren
Ausmaß entlädt, wie es in Fig.2F gezeigt ist. Die Spannung am Ausgang des Gleichrichterteils 25 ist
durch die Vollinien Vc dargestellt und weist einen exponentiell verlaufenden Abklingabschnitt auf, der mit
jeder Spitze der Sägezahlwelle beginnt und sich nach untern erstreckt, bis er den ansteigenden Teil der
nächsten Sägezahnwelle Sd schneidet. Der Pegel dieser Schnittpunkte entspricht gemäß Fig. 2F einer Spannung
Vx.
F i g. 2G zeigt mit gestrichelten Linien die dem Gleichrichterteil 31 zugeführten Sägezahnwellen Sg, bei
denrn es sich einfach um gedämpfte Nachbildungen der dem Gleichrichterteil 25 zugeführten Sägezahnwellen
Sd handelt Der Entladungsweg des Kondensators 29 des zweiten Gleichrichterteils 31 hai normalerweise
einen sehr hohen Widerstand, so daß die Spannung Vb an dem Kondensator im wesentlichen konstant auf dem
Spitzenpegel der Sägezahnwelle Sg verbleibt. Diese Spannung Vb wird an die Basis des Transistors 3?
angelegt und ist gemäß F i g. 2F etwas niedriger als die Spannung Vx, & h. die niedrigste Spannung, die an dem
Kondensator 24 von einer Spitze zur nächsten erreicht wird.
Gemäß Fig.2F und 2G sei angenommen, daß im
Zeitpunkt π die Laufgeschwindigkeit des Bandes z. B.
plötzlich von 9,5 cem/S auf 19 cm/s zunimmt. Wie erwähnt, wird hierbei die Integrationsschaltung 7
veranlaßt, Sägezahnwellen zu erzeugen, die erheblich niedrigere Spitzenwerte haben als bei der vergleichsweise
niedrigeren Bandlaufgeschwindigkeit. Anfänglich nimmt die Spannung an dem Kondensator 24 lediglich
entsprechend ihrer regelmäßigen Exponentialkurve ab, doch da sie nicht den nächsten ansteigenden Teil einer
Sägezahnwelle bei dem Pegel Vx schneidet, durchläuft sie diesen Pegel, um gemäß Fig.2F den Pegel Vb zu
erreichen. Wenn dies geschieht, ist die am Kollektor des Transistors 33 liegende Spannung die gleiche wie die an
seiner Basis erscheinende. Da sich der Kondensator 24 weiter entlädt, wird der PN-Übergang zwischen Basis
und Kollektor des Transistors 33 in der Vorwärtsrichtung vorgespannt, was bedeutet, daß jetzt ein geringer
Widerstand zwischen der oberen Klemme des Kondensators 29 einerseits und den oberen Klemmen des
Kondensators 24 und des Widerstandes 3i2 andererseits vorhanden ist. Durch diesen Leitungsweg von geringem
Widerstand werden der Kondensator 24 und der Widerstand 32 praktisch mit dem Kondensator 29
parallelgeschaltet, so daß eine Ladung von dem Kondensator 29 zu dem Kondensator 24 gelangen kann,
um über den Widerstand 32 entladen zu werden. Daher bildet der Kondensator 29 nicht mehr einen Bestandteil
eines Schaltkreises mit großer Zeitkonstante, sondern er ist an einen relativ kleinen Widerstand angeschlossen,
was in dem Zeitpunkt te beginnt, in dem die Entladungsspannungskurve bewirkt, daß die Spannung
Vc gleich der Spannung Vb ist Das plötzliche Anschließen des Schaltkreises mit dem relativ kleinen
Widerstand an den Kondensator 29 ermöglicht es der Spannung Vb, sich gemäß Fi g. 2G um einen Betrag
Δ Vb zu verringern, der der Differenz zwischen den Spitzen des Signals Sg bei der niedrigen Bandlaufgeschwindigkeit
und den Spitzen des Signals Sg bei der hohen Bandlaufgeschwindigkeit entspricht. Geht die
Spannung Vb in dieser Weise zurück, wird der Pn-Übergang zwischen Basis und Kollektor des
Transistors 33 nicht mehr in der Vorwärtsrichtung vorgespannt, so daß der Entladungsweg von geringem
Widerstand für den Kondensator 2.9 praktisch abgeschaltet wird. Es ist ersichtlich, daß eine gewisse
zeitliche Verzögerung zwischen dem Zeitpunkt n, in dem sich die Bandlaufeeschwindigkeit plötzlich ändert
und dem Zeitpunkt fi auftritt, in dem sich die Schaltung
entsprechend der neuen Bandlaufgeschwindigkeit wieder stabilisiert, doch ist diese zeitliche Verzögerung
erheblich geringer, als es bei einer Entladungsschahun§
bekannter Art nach Fig.3 mit einer festen großer Zeitkonstante erreichbar sein würde.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (2)
1. Schaltungsanordnung zur Messung der Spitzenwerte einer pulsierenden Spannung, mit einem mit
der pulsierenden Spannung beaufschlagten ersten Gleichrichter, der mit einem ersten Ladeschaltungsteil
verbunden ist, welcher eine erste Zeitkonstante hat, mit einem zweiten Gleichrichter, dem die
pulsierende Spannung mit reduzierter Amplitude zugeführt wird und der mit einem zweiten
Ladeschaltungsteil verbunden ist, welcher eine zweite Zeitkonstante hat, die größer als die erste
Zeitkonstante ist, gekennzeichnet durch einen Transistor (33), dessen Basiselektrode mit dem
zweiten Ladeschaltungsteil (29) verbunden ist, dessen Kollektorelektrode mit dem ersten Ladeschaltungsteil (24, 32) verbunden ist und dessen
Emitterelektrode mit einem Ausgangsanschluß (34) sowie über eine Widerstand (35) mit Masse
verbunden ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem zweiten Gleichrichter (28)
die pulsierende Spannung über einen Spannungsteiler (26,27) zugeführt wird.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP83673 | 1972-12-26 | ||
JP1973000836U JPS5352368Y2 (de) | 1972-12-26 | 1972-12-26 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2364733A1 DE2364733A1 (de) | 1974-07-11 |
DE2364733B2 true DE2364733B2 (de) | 1975-10-30 |
DE2364733C3 DE2364733C3 (de) | 1976-06-16 |
Family
ID=
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3238302A1 (de) * | 1981-10-15 | 1983-05-05 | Tokyo Shibaura Denki K.K., Kawasaki, Kanagawa | Signalgleichrichterschaltung mit einer ansprechzeit, die in abhaengigkeit von dem eingangssignalpegel veraenderbar ist |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3238302A1 (de) * | 1981-10-15 | 1983-05-05 | Tokyo Shibaura Denki K.K., Kawasaki, Kanagawa | Signalgleichrichterschaltung mit einer ansprechzeit, die in abhaengigkeit von dem eingangssignalpegel veraenderbar ist |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA984920A (en) | 1976-03-02 |
FR2211655A1 (de) | 1974-07-19 |
GB1429728A (en) | 1976-03-24 |
DE2364733A1 (de) | 1974-07-11 |
NL7317736A (de) | 1974-06-28 |
US3885168A (en) | 1975-05-20 |
NL176886C (nl) | 1985-06-17 |
JPS49103409U (de) | 1974-09-05 |
JPS5352368Y2 (de) | 1978-12-14 |
FR2211655B1 (de) | 1979-06-29 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
E77 | Valid patent as to the heymanns-index 1977 | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |