DE2363669B2 - Elektronischer koppelpunkt und koppelpunktanordnung - Google Patents
Elektronischer koppelpunkt und koppelpunktanordnungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen elektronischen Koppelpunkt für das Koppelfeld von Fernsprech-Vermittlungsanlagen, der aus einem in Längsrichtung der Lei-
tungen im Serienzweig angeordneten Durchschalt-Transistor und einem in Querrichtung der Leitungen
angeordneten, mit Halbleiter-Bauelementen versehenen steuerbaren Querzweig bestehv und bei dem
in seinem Durchlaßzustand einem niedrigen Längswi- s derstand ein hoher Wechselstroin-Querwiderstand
und in seinem Sperrzustand einem hohen Längswiderstand ein niedriger Wechselstrom-Querwiderstand
zugeordnet ist, bei dem der Querwiderstand aus einem Steuertransistor, der an semer Basis gesteuert wird,
in der Emitterzuleitung durch einen Widerstand gegengekoppelt und mit seinem Kollektor an der Basis
des Durchschalt-Transistors angeschlossen ist, und aus einem ebenfalls an der Basis des Durchschalt-Transistors angeschlossenen, spannungsabhängigen
Widerstand besteht uud bei dem der Durchschalt-Transistor vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp
wie der Steuertransistor ist.
In der OS 2156166 ist ein als elektronischer Koppelpunkt für das Koppelfeld von Fernsprech-Vermin-
lungsanlagen verwendbarer dämpfungsfreier elektronischer Schalter beschrieben, der aus einem in
Längsrichtung der Leitungen im Serienzweig angeordneten Durchschalt-Transistor und einem in Querrichtung der Leitungen angeordneten, mit Halblei- as
ter-Bauelementen versehenen steuerbaren Querzweig besteht und bei der der Querwiderstand aus
einem Steuertransistor besteht, der an seiner Basis gesteuert wird und mit seinem Kollektor an du Basis
des Durchschalt-Transistors angeschlossen ist.
Dieser Koppelpunkt besitzt jedoch eine Verlustleistung, die zur Erzielung einer hohen Packungsdichte
in einer monolithisch integrierten Schaltung zu hoch ist. Ferner ist er sehr aufwendig und monolithisch nicht
integrierbar, da infolge der Streuung seines negativen Widerstandswertes mit unzulässig hohen Dämpfungsabweichungen gerechnet werden muß.
Durch die DAS 1293 214 wurde ein elektronischer
Koppelkontakt mit bistabilem Verhalten für das Durchschalten von Leitungen in Fernmelde-, insbesondere Fernsprechvermittlungsanlagen der obengenannten Art bekannt, bei dem der Querwiderstand
aus einem spannungsabhängigen Widerstand besteht, dessen Wechselstromwiderstand durch die vom
Schaltzustand des Koppelkontaktes abhängige, am Querzweig liegende Steuerspannung zwischen unterschiedlichen Werten umsteuerbar ist. Darin wird für
den steuerbaren Querzweig entweder eine Kapazitätsvariationsdiode parallel einem Widerstand, ein bipolarer Transistor oder ein PN-Feldeffekttransistor
vorgeschlagen.
Dieser Koppelkontakt ist auf Halbleiterbauelemente mit bistabilem Verhalten im Serienzweig beschränkt. Um ihn nach dem Einschalten im leitenden
Zustand zu halten, ist es erforderlich, daß der über ihn fließende Gleichstrom stets größer als der Haltestrom ist. Ferner können Störimpulse auf der Sprechleitung bewirken, daß sich der Koppelkontakt in unerwünschter Weise selbständig aus- oder einschaltet.
In der Zeitschrift Bulletin Technique PTT 2 (1973), Seiten 79 bis 83, ist ein vollständig integrierter Raumvielfach-Koppelpunkt beschrieben, der vom herkömmlichen Transistorkoppelpunkt ausgeht. Er besteht aus einem bipolaren Transistor im Serienzweig
und einem ohmschen Festwiderstand im Querzweig, über den der Serienzweigtransistor durch eine Steuerschaltung ein- und ausgeschaltet wird. Um ihn in monolithisch integrierter Form auszubilden, wurde er so
abgewandelt, daß im Serienzweig ein NPN-Transistor als Durchschaltelement verwendet wird und statt des
Festwiderstandes im Querzweig eine aus einem PNP-Lateraltransistor bestehende Stromquelle und ein
HPN-Transistor zur Steuerung vorgesehen sind. Beide Transistoren sind mit ihren Kollektoranschlüssen mit
dem Basisanschluß des Serienzweig-Transistors verbunden. Der NPN-Transistor im Querzweig wird
durch ein Halte-Flip-Flop gesteuert. Ist er eingeschaltet (leitend), so wird der Serienzweigtransistor gesperrt, ist er ausgeschaltet (gesperrt), so wird der Serienzweigtransistor vom PNP-Lateraltransistor leitend gesteuert.
Die beschriebene Schaltung, die der herkömmlichen Technik monolithisch nachgebildet ist, hat folgende Nachteile: Der PNP-Lateraltransistor ist ständig eingeschaltet, gleichgültig, ob der Serienzweigtransistor gesperrt oder leitend ist. Dadurch tritt
ständig eine relativ hohe Gleichstromverlustleistung im Koppelpunkt auf. Als Folge davon ist die Pakkungsdichte der Halbleiterkoppelpunkte in einem mit
diesen Halbleiterkoppelpunkten erstellten Matrix-Koppelbaustein begrenzt, denn bei dem räumlich
kleinen Matrix-Koppelbaustein ist der Leistungsverbrauch eine wesentliche Einflußgröße, weil
1. die Zuverlässigkeit der Halbleiterkoppelpunkte eine Funktion der Kristalltemperatur der Halbleiter ist und
2. die Verlustleistung pro Gehäuse auf etwa 200 mW begrenzt ist und damit den Integrationsumfang pro Gehäuse bestimmt.
Der beschriebene Matrix-Koppelbaustein enthält so lediglich 2x2 symmetrische Halbleiterkoppelpunkte einschließlich der Steuerschaltung auf dem
gleichen Halbleiterchip.
Ferner ist bei dem beschriebenen Koppelpunkt von Nachteil, daß der Serienzweigtransistor einen gerichteten Kollektor-Vorstrom benötigt, der die Freizügigkeit der Sprechwegeführung im Koppelfeld auf Verbindungen von einer Seite zur anderen beschränkt und
einen aufwendigen Verbindungssatz mit Stromsenken und kapazitiv oder induktiv gekoppelter Durchschaltung verlangt. Ein relativ großer Leistungsverbrauch
in den Verbindungssätzen ist die Folge. Auch ist der über einen Serienzweigtransistor in den Verbindungssatz fließende Kollektorgleichstrom (/c ~ 1OmA) außerordentlich hoch.
Die Erfindung geht aus von dem aus der DT-AS 1283 890 bekannten elektronischen Koppelpunkt der
eingangs genannten Art. Um in seinem Durchlaßviustand einem niedrigen Längswiderstand einen hohen
Wechselstrom-Querwiderstand und in seinem Sperrzustand einem hohen Längswiderstand einen niedrigen Wechselstrom-Querwiderstand zuzuordnen, ist
die Basiselektrode des Durchschalt-Transistors (dort Serientransistor genannt) mit einer ihr ein Sperrpotential zuführenden, mittels eines Hilfstransistors
(dort Steuertransistor genannt) in ihren Sperrzustand überführbaren Diode und mit der Kollektorelektrode
des Steuertransistors (dort Paralleltransistor genannt) verbunden, in dessen Arbeitsstromkreis der die Diode
in ihren Sperrzustand überführende Hilfstransistor steuerbar ist.
Der bekannte Koppelpunkt hat jedoch bei gesperrtem Steuer- und Hilfstransistor den Nachteil, daß
durch den dann fehlenden Basisstrom des Durchschalt-Transistors und den fehlenden Kollektorstrom
des Paralleltransistors auch kein Diodenstrom in
Flußrichtung fließen kann, wodurch die Diode nicht den gewünschten niedrigen differentiellen Widerstand
aufweist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die aufgeführten
Nachteile des Standes der Technik zu beseitigen. Insbesondere soll ein elektronischer Koppelpunkt,
der nur eine geringe Verlustleistung aufweist, sich einfach monolithisch integrieren läßt und eine
hohe Packungsdichte ermöglicht sowie eine vorteilhafte Koppelpunkt-Anordnung unter Verwendung
des vorgeschlagenen Koppelpunktes angegeben werden.
Die Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 genannte Erfindung gelöst. Dabei ist es von Vorteil, daß
der spannungsabhängige Widerstand bei gesperrtem Durchschalt-Transistor einen wirksamen niederohmigen
Querwiderstand verursacht. Die Verlustleistung des Koppelpunktes ist in gewünschter Weise
niedrig, die Anzahl der erforderlichen Bauelemente gering und die Schaltung einfach monolithisch inte- «o
grierbar, so daß eine hohe Packungsdichte der Koppelpunkte erreichbar ist. Dadurch ist nunmehr eine
kompakte, preisgünstige Koppelpunktanordnung realisierbar. Außerdem ist der Koppelpunkt für beide
Übertragungsrichtungen verwendbar. Bei gesperrtem »5 Steuertransistor ist auch der Durchschalt-Transistor
gesperrt, und der spannungsabhängige Widerstand verursacht bei durchgeschaltetem Durchschalt-Transistor
einen hochohmigen Querwiderstand.
Der spannungsabhängige Widerstand kann in einfächer Weise aus einem im Emitter durch einen Widerstand
gegengekoppelten Transistor bestehen, dessen Basis-Emitterstrecke stets stromführend ist.
Aber auch dieser geringe Leistungsverbrauch durch die stromführende Basisemitterstrecke läßt sich noch
reduzieren, wenn statt eines bipolaren Transistors ein Feldeffekttransistor verwendet wird, der stets eufgesteuert
bleibt, dabei aber bekanntlich keinen Gatestrom erfordert.
Ferner ist es zur weiteren Stromeinsparung günstig, die Betriebsspannung für den Kollektor des Durchschalt-Transistors
über einen so hochohmigen Widerstand zuzuführen, daß dieser im durchgeschalteten
Zustand im Übersteuerungsgebiet arbeitet und praktisch keinen Kollektorstrom fuhrt.
Als hochohmiger Kollektorwiderstand für den Durchschalt-Transistor wird vorzugsweise ein spannungsabhängiger
Widerstand vorgeschlagen, der bei fließendem KoUektorstrom hochohmig, bei fehlendem
Kollektorstrom niederohmig ist.
Ein Widerstand mit derartiger Eigenschaft läßt sich in recht einfacher Weise ebenfalls durch die Kollektor-Emitter-Strecke
eines Transistors realisieren, dessen Basis-Emitter-Strecke stets Strom führt, wobei
der Emitterstrom niedriger als der des eingeschalteten
Durchschalt-Transistors gewählt ist. Auch hier kann zur Einsparung des Basis-Emitterstromes ein Feldeffekttransistor
verwendet werden.
Zur Verbesserung der Nebensprechdämpfung ist es
günstig, in einem zweidrähtigen Koppelpunkt die elektronischen Koppelkontakte doppelt vorzusehen,
so daß ein symmetrischer Koppelpunkt entsteht.
Wegen des niedrigen Leistungsverbrauchs des hier vorgeschlagenen Koppelpunktes, dessen Verlustleistung
in gesperrtem Zustand in vorteilhafter Weise unter 1 mW liegt, wird empfohlen, ihn monolithisch
integriert in einem Matrix-Koppelbaustein zu verwenden. Auf einem Silizium-Substrat der Größe
4 X 4 mm2 können dann etwa 5x4 symmetrische
Koppelpunkte untergebracht werden, ohne daß eine unzulässige Erwärmung im Matrix-Koppelbaustein
auftritt.
Wenn die Steuerschaltung für den Koppelpunkt auf
einem vom Koppelpunkt-Substrat getrennten Substrat untergebracht wird und außerdem in einer leistungsarmen
monolithischen Bauweise, z.3. in der MOS-Technik ausgeführt wird, ist eine besonders
hohe Packungsdichte der Koppelpunkte erreichbar.
Der Unteranspruch 10 schließlich bezieht sich in einer Weiterbildung der Erfindung auf eine günstige
Ausgestaltung des Zwischenleitungswiderstandes, der als ein sogenannter »Spaltenkurzschließer« für den
Fall auftritt, daß alle Koppelpunkte, die in der gleichen Spalte liegen, gesperrt sind. In ungeradzahligen
Stufen der Koppelmatrizen wird dies durch einen einzigen Transistor erreicht, der in diesem Fall im übersteuerten
Bereich arbeitet, andernfalls jedoch im aktiven Bereich. Dadurch werden in der Koppelanordnung
unter anderem günstige Nebensprechbedingungen geschaffen. Für den Fall, daß in einer Spalte
mindestens ein Koppelpunkt eingeschaltet ist, ist der »Spaltenkurzschließer« durch den im aktiven Bereich
arbeitenden Transistor zur Zuführung der Kollektorspannung des Durchschalt-Transistors so hochohmig,
daß sein Beitrag zur Einfügungsdämpfung der Koppelanordnung vernachlässigbar klein ist. Die Umschaltung
dieses Spaltenwiderstandes geschieht dabei in vorteilhafter Weise selbsttätig, entsprechend dem
Belegungszustand der Spalte, an den die Zwischenleitung angeschlossen ist.
Die im Unteranspruch 10 vorgeschlagene Verbindung der einzelnen Stufen erlaubt in einfacher Weise
den Aufbau von Konferenzschaltungen, was insbesondere bei der Verwendung der Koppelanordnung
in Nebenstellenanlagen von Bedeutung ist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun an Hand der Figuren 1 bis 5 näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 Schaltbild eines asymmetrischen Koppelpunktes gemäß der Erfindung,
Fig. 2 Schaltbild eines spannungsabhängigen Widerstandes mit bipolarem Transistor,
Fig. 3 Schaltbild eines spannungsabhängigen Widerstandes mit Feldeffekttransistor,
Fig. 4 Schaltbild eines symmetrischen Koppelpunktes gemäß der Erfindung,
Fig. 5 Prinzipschaltbild einer Koppelpunktanordnung gemäß der Erfindung.
In Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel eines Koppelpunktes gemäß der Erfindung dargestellt. Er besteht
aus einem bipolaren Durchschalt-Transistor 21 vom NPN-Leitfähigkeitstyp, dessen Betriebsspannung U1
für den Emitter über die Sekundärwicklung W11 des
Anschlußübertragers 1 eines Fernsprechteilnehmers, der an der Primärwicklung W1 des Übertragers angeschlossen
ist, zugeführt wird.
Der Kollektor des Durchschalt-Transistors ist über einen hochohmigen Widerstand 61 mit der Betriebsspannung
U3 verbunden.
Der Querwiderstand wird zum einen aus einem PNP-Steuertransistor 31, der an seinem Basisanschluß
angesteuert wird, in seiner Emitterzuleitung durch einen Widerstand 41 gegengekoppelt und mit seinem
Kollektor an der Basis des Durchschalt-Transistors 21 angeschlossen ist, gebildet und zum anderen aus einem
ebenfalls an der Basis des Durchschalt-Transistors angeschlossenen spannungsabhängigen Widerstand 51,
der mit seinem anderen Ende an einer Betriebsspannung
U2 liegt.
Die Betriebsspannungsquellen Ux, U2 und U3 haben
eine gemeinsame Bezugsleitung M, an die auch der Emitterwiderstand 41 des Steuertransistors angeschlossen
ist.
Der Emitteranschluß des Durchschalt-Transistors stellt den Eingang A, der Kollektoranschluß des
Durchschalt-Transistors den Ausgang α des aus dem Durchschalt-Transistor, Steuertransistor mit Widerstand
41 und spannungsabhängigem Widerstand 51 bestehenden unsymmetrischen Koppelpunktes KU
dar.
Die Betriebsspannungen können erfindungsgemäß wie folgt gewählt werden:
U1 = -7 V; LZ2= -10 V; M3 = 0 V.
Liegt am Steueranschluß St, d. h. an der Basis des Steuertransistors 31 eine positive Steuerspannung,
dann ist der Steuertransistor gesperrt, sein Kollektorstrom also Null. Über den spannungsabhängigen Widerstand
Sl ist die Basisspannung des Durchschalt-Transistors 21 gleich der Betriebsspannung U2 =
—10 V und durch die Emitterspannung des Durchschalt-Transistors
von t/, = - 7 V ist dieser gesperrt.
Bei dem geringen Spannungsabfall am spannungsabhängigen Widerstand 51 soll dieser Widerstand einen
niederohmigen Widerstandswert aufweisen, so daß die Basis des Durchschalt-Transistors wechselstrommäßig
niederohmig mit der Bezugsleitung M verbunden ist und der Durchschalt-Transistor maximale
Sperrdämpfungseigenschaften erhält, die praktisch nur von seiner parasitären Schaltungskapazität
zwischen Emitter- und Kollektoranschluß abhängt.
Liegt am Steueranschluß St eine Steuerspannung von etwa -1,6 V, dann ist der PNP-Steuertransistor
31 leitend. Wird beispielsweise der Wert seines Emitterwiderstandes 41 mit 500 Ω gewählt, dann fließt ein
Emitterstrom im Steuertransistor von etwa 2 mA, der sich auf den Basisanschluß des Durchschalt-Transistors
und den spannungsabhängigen Widerstand aufteilt. An dem Kollektoranschluß des Steuertransistors
steht dann eine Spannung von etwa - 6,3 V, die durch die Betriebsspannung Uv den Spannungsabfall in der
Sekundärwicklung W21 des Übertragers und den
Spannungsabfall an der leitend gesteuerten Basis-Emitterstrecke des Durchschalt-Transistors gegeben
ist. Die Kollektorspannung des Steuertransistors beträgt damit etwa -5 V, so daß er im aktiven Bereich
arbeitet und somit einen hohen Wechselfitromwiderstand aufweist. Die Spannung am spannungsbhängigen
Widerstand ist etwa 4 V. Gemäß der Erfindung soll der spannungsabhängige Widerstand dann ebenfalls
hochohmig sein. Seine Querdämpfung ist dadurch gering.
Der Kollektoranschluß des Durchschalt-Transistors wird über den Widerstand 61 für Gleich- und
Wechselstrom so hochohmig auf die Spannungsquelle U3 geführt, daß
1. der über diesen Widerstand fließende Kollektorgleichstrom Ic des Durchschalt-Transistors vernachlässigbar
klein ist (Ic < 100 μΑ) und
2. der Wechselstromwert dieser Widerstände sehr groß ist, damit keine zusätzliche Querdämpfung
auftritt.
Ist beides der Fall, dann kann in einer Koppelanordnung, wenn an die Anschlüsse α alle Kollektoranschlüsse
der an der gleichen Spalte liegenden Halbleiterkoppelpunkte angeschlossen werden, eine Teilnehmerverbindung
direkt über diesen gemeinsamen Spaltendraht ohne die Verwendung eines Verbindungssatzes
vorgenommen werden, wenn die für eine Verbindung erforderlichen Halbleiterkoppelpunkte
der gleichen Spalte eingeschaltet werden.
Fig. 2 zeigt eine Schaltung für einen spannungsabhängigen
Widerstand, der an Stelle des Widerstandes 51 treten kann. Für den Fall, daß der Durchschalt-Transistor
vom NPN-Typ ist, besteht der spannungsabhängige Widerstand aus einem NPN-Transistor 511
mit Emitterwiderstand 521, der mit seinem freien Ende an eine Betriebsspannungsquelle LZ4 anzuschließen
ist. Die Betriebsspannung l/4 des Emitters muß
is so gewählt werden, daß die Basis-Emitter-Strecke des
Transisturs stets leitend ist, beispielsweise kann der Betrg der Spannungsdifferenz U4 — U2 = IV gewählt
sein und der Widerstand 521 etwa 1 kQ haben.
Mit diesen Betriebswerten erfordert die Schaltung einen Emitterstrom von 10 ... 100 μΑ und verursacht
eine Verlustleistung von weniger als 0,6 mW.
Der Kollektor des Transistors 511 ist mit der Basis des Durchschalt-Transistors zu verbinden.
In den in Fig. 1 gezeigten Koppelpunkt eingebaut,
as hat der spannungsabhängige Widerstand der Fig. 2
bei gesperrtem Steuertransistor einen Widerstandswert von etwa 1,1 kQ, so daß der Durchschalt-Transistor
eine Sperrdämpfung erreicht, die praktisch nur von seiner Schaltungskapazität zwischen Emitter und
Kollektor abhängt.
Bei eingeschaltetem Durchschalt-Transistor liegen am spannungsabhängigen Widerstand etwa 4 V. Der
Transistor 511 arbeitet dann im aktiven Bereich und weist einen in gewünschter Weise hohen Wechselstromwiderstand
auf (> 500 kQ).
Fig. 3 entspricht der Fig. 2, nur ist hier der bipolare NPN-Transistor 5Jl durch einen Feldeffekt-Transistor
ersetzt. Es können beispielsweise N-Kanal-MOS-FET vom Depletion-Typ oder N-Kanal-PN-FET
Verwendung finden. Ihr Source-Anschluß kann über den Widerstand 521 mit der Betriebsspannungsquelle
U2 verbunden werden, so daß eine weitere Betriebsspannungsquelle
eingespart wird.
Ebenso kann in vorteilhafter Weise der Kollektorwiderstand 61 des Durchschalt-Transistors durch eine
Schaltungsanordnung, wie sie die Fig. 2 und 3 zeigen, ersetzt werden. Der Kollektor des Transistors 511 ist
hierzu mit dem Kollektor des Durchschalt-Transistors zu verbinden, an Stelle des NPN-Transistors 511 muß
ein Transistor vom umgekehrten Leitfähigkeitstyp verwendet werden, an Stelle der Spannungsquelle U7
tritt die Spannungsquelle U3 und an Stelle der Spannungsquelle
U4 ein um etwa 1 V abweichende Spannungsquelle U5, die die Basis-Emitterstrecke des
Transistors stets leitend hält.
Eine derartige Anordnung ist z. B. in der noch später beschriebenen Fig. 5 durch die aus dem Transistor
611 mk dem zugehörigen Emitterwiderstand 612 bestehende
Schaltung dargestellt.
Der Emitterstrom des Transistors 611 wird übei
die Basisspannung U3 durch den Emitterwiderstand
612 zweckmäßigerweise auf weniger als 0,1 m eingestellt. Sein Emitterstrom ist damit wesentlich niedrigei
als der Emitterstrom des leitend geschalteten Durchschalt-Transistors.
Bei gesperrtem Durchschalt-Transistor arbeitet dei Transistor 611 im Übersteuerungsgebiet, ist dadurch
niederohmig (« 2 kQ) und schließt damit praktiscl
609 524/461
die an den Kollektor des Durchschalt-Transistors angeschlossene Leitung α kurz. Bei Verwendung des
Koppelpunktes in einer Koppelpunktmatrix, bei der eine Anzahl Durchschalt-Transistoren mit ihrem Kollektor
an einer Spaltenleitung angeschlossen sind, wirkt der Transistor 611, der dann für eine Spalte
nur einmal vorgesehen zu werden braucht, bei gesperrten Durchschalt-Transistoren als Spaltenkurzschließer.
Fig. 4 zeigt einen symmetrischen Koppelpunkt mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, der in
bekannter Weise eine höhere Nebensprechdämpfung, insbesondere bei monolithisch integrierter Ausführung,
aufweist. Für die monolithisch integrierte Ausführung ist es zweckmäßig, die Betriebsspannungen
IZ1 = SV1U2= -8 V, i/j = 2 V und t/4 = -9V
zu wählen, um das Basispotential des Steuertransistors den Ausgangsspannungen üblicher TTL-Schaltungen
anzupassen. Hierzu ist auch die Emitterbetriebsspannung der Steuertransistoren 31 und 32 anzuheben auf
Ub — 2 V. Für U3 und U6 können die gleichen Betriebsspannungsquellen
benutzt werden.
Für einen Kollektorstrom unter 100 μΑ, einen Basistrom
von 2 mA, einen mittleren normalen und inversen Stromverstärkungsfaktor in Emitterschaltung
= 70 bzw. = 2 und einen Gesamtwiderstand von Emitterbahnwiderstand und Kollektorbahnwiderstand
von etwa 5 Ω ist der Wechselstromwiderstand eines leitenden, monolithisch integrierten NPN-Durchschalt-Transistors
^ 10 Ω. Ist dann der Wechselstromwiderstand des Kollektorwiderstandes 61
> 200 kQ, so ist die durch ihn zusätzlich auftretende Querdämpfung für den symmetrischen Koppelpunkt
vernachlässigbar klein (< 1 mN für ein Übertrager-Übersetzungsverhältnis
W1/ w21 = 1 und einem Abschlußwiderstand
von 600 Ω). Die Durchlaßdämpfung ist also allein durch den Widerstand des Durchschalt-Transistors bestimmt und ist für den
symmetrischen, monolithisch integrierten Halbleiterkoppelpunkt < 30 mN. Die im eingeschalteten Koppelpunkt
auftretende Verlustleistung ergibt sich zu etwa 20 mW.
Die Fig. 5 zeigt den Zusammenschluß von Matrix-Koppelbausteinen, gebildet aus den erfindungsgemäßen
symmetrischen Koppelpunkten, zu einer Zwischenleitungs-Koppelanordnung. Dabei ist der
Einfachheit halber angenommen, daß die Matrix-Koppelbausteine jeweils eine Stufe einer 3stufigen
Koppelancrdnung bilden. Von den symmetrischen Koppelpunkten ist jeweils zur besseren Übersicht nur
ein Durchschalt-Transistor eines Koppelpunktes dargestellt.
Ατι die Spaltenleitungen der ungeradzahligen Stufen
sind als spanruingsabhängige Widerstände, wie bereits erwähnt, bipolare Transistoren 611 angeschlossen.
Die Kopplung der Stufen ist erfindungsgemäß so vorgenommen, daß ζ. B. durch die Zwischenleitung
Zwl2und ZwIl die Spalte 1 bzw. die Spalte 2
in der ersten Stufe mit der Zeile 1 bzw. Zeile 2 in der zweiten Stufe verbunden sind, wobei an die Spalten
der ersten Stufe und an die Zeilen der zweiten Stufe jeweils die Kollektoranschlüsse der Durchschalt-Transistoren
angeschlossen sind. Die Zusammenschaltung zur Koppelanordnung wird in vorteilhafter
Weise auf diese Art ausgeführt, weil über die Kollek toranschlüsse eingeschalteter Koppelpunkte nur eil
ganz geringer Strom fließt und über die Spaitenleitun gen der ersten Stufe oder der driten Stufe eine Verbin
dung der Teilnehmer miteinander erfolgen kann. Da bei ist es infolge des kleinen Kollektorstromes de!
erfindungsgemäßen Koppelpunktes möglich, mehren Teilnehmer über eine Spaltenleitung miteinander zi
verbinden (Konferenzgespräch), weil die Transistorer
ίο 611 bei bereits einem einzigen leitend geschalteter
Durchschalt-Transistor immer im aktiven Arbeitsbereich, also wechselstrommäßig hochohmig, bleiber
und sich der Arbeitspunkt der Transistoren 611 nui geringfügig durch das Zusammenschalten der Teilnehmer
ändert.
Wird festgestellt, daß eine Teilnehmerverbindunf
schon in der ersten Stufe über eine gemeinsame Spaltenleitung erfolgen kann, dann kann dies bereits in
dieser Stufe durch Einschalten der entsprechender
so Koppelpunkte vorgenommen werden. Die folgenden Stufen werden zur Herstellung der Verbindung nicht
mehr beansprucht.
Das Zusammenschalten mehrerer Teilnehmer zu einer Konferenzschaltung ist nur angebracht in den
Spalten der ungeradzahligen Stufen. An den Spalten der geradzahligen Stufen sind jeweils die Emitteranschlüsse
der Durchschalt-Transistoren angeschlossen. Über die Zwischenleitungen ZwIl, Zw22 usw. werden
diese Emitteranschlüsse mit den Emitteran-Schlüssen der Durchschalt-Transistoren der Zeilen der
nächsten ungeradzahligen Stufe verbunden. In den Emitteranschlüssen der Durchschalt-Transistoren
fließt jedoch der im Vergleich zum Kollektorstrom große Emitterstrom.
Da der Emitterstrom eines Durchschalt-Transistors etwa 2 mA beträgt, muß in geradzahligen Stufen für
jede Spalte eine für Gleichstrom niederohmige, jedoch für Wechselstrom hochohmige Einrichtung 614
zur Zuführung der unterschiedlichen Emitterströme einer Spalte vorgesehen sein.
Das kann z.B. dadurch erreicht werden, daß die Emitterspannung U1 jeder Spalte über eine Drossel
oder eine Übertragungswicklung eines beispielsweise für Kontrollzwecke vorgesehenen Übertragers zuge-
führt wird.
Falls in einer geradzahligen Stufe niemals mehr als zwei Durchschalt-Transistoren eingeschaltet werden,
läßt sich der Spaltenstrom ähnlich wie in den Spalten ungeradzahliger Stufen durch einen im Emitter durch
5c einen Widerstand gegengekoppelten Transistor bereitstellen,
dessen Leitfähigkeitstyp demjenigen der Spaltentransistoren 611 entgegengesetzt ist Im Ausführungsbeispiel
kann beispielsweise die Einrichtung 614 aus einem mit seinem Kollektor an die Zwischenleitung
angeschlossenen NPN-Transistor bestehen, dessen Emitterstrom in der gleichen Weise, wie zu
Fig. 2 beschrieben, auf den doppelten Wert des Emit-•terstromes eines Durchschalt-Transistors, also im
Beispiel auf 4 mA, eingestellt wird.
Dadurch wird in vorteilhafter Weise erreicht, daß auch bei gesperrten Durchschalt-Transistoren einer
Spalte einer geradzahligen Stufe die Spalte durch den dann im Restspannungsgebiet arbeitenden Transistor
kurzgeschlossen wird.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (11)
1. Elektronischer Koppelpunkt für das Koppelfeld von Fernsprech-Vermittlungsanlagen, der aus
einem in Längsrichtung der Leitungen im Serienrweig angeordneten Durchschalt-Transislor und
einem in Querrichtung der Leitungen angeordneten, mit Halbleiter-Bauelementen versehenen
steuerbaren Querzweig besteht und bei dem in seinem Durchlaßzustand einem niedrigen Längswiderstand ein hoher Wechselstrom-Querwiderstand und in seinem Sperrzustand einem hohen
Längswiderstand ein niedriger Wechselstrom-Querwiderstand zugeordnet ist, bei dem der
Querwiderstand aus einem Steuertransistor (31), der an seiner Basis gesteuert wird, in der Emitterzuleirung durch einen Widerstand (41) gegengekoppelt und mit seinem Kollektor an der Basis
des Durchschalt-Transistors (21) angeschlossen ist, und aus einem ebenfalls an der Basis des
Durchschalt-Transistors (21) angeschlossenen, »pannungsabhängigen Widerstand (51) besteht
und bei dem der Durchschalt-Transistor (21) vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp wie der Steu- »5
ertransistor ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag einer ersten Betriebsspannung ( U1) für
den Emitter des Durchschalt-Transistors höher als der Betrag der Basisspannung des leitend geschalteten Steuertransistors (31), der Betrag einer
zweiten Betriebsspannung (LZ2) des nicht an die
Basis des Durchschalt-Transistors (21) angeschlossenen Anschlusses des spannungsabhängigen Widerstandes (51) höher als der Betrag der
ersten Betriebsspannung ({/,) ist und daß eine dritte Betriebsspannung (IZ3) für den Kollektor
des Durchschalt-Transistors etwa gleich der Betriebsspannung der Emitterspannung des gesperrten Steuertransistors (31) ist und über einen so
hochohmigen Widerstand (61) dem Durchschalt-Transistor (21) zugeführt wird, daß dieser im
durchgeschalteten Zustand im Übersteuerungsbereich arbeitet.
2. Koppelpunkt nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der spannungsabhängige Wi-
demand (51) aus einem bipolaren Transistor (511) besteht, dessen Leitfähigkeitstyp gleich dem
des Durchschalt-Transistors ist und dessen Kollektor mit der Basis des Durchschalt-Transistors
und dessen Emitter über einen Widerstand zur definierten Emitterstromeinspeisung mit einer vierten Betriebsspannung (U4) verbunden ist und dessen Basispotential durch die zweite Betriebsspannung (U1) so gewählt ist, daß seine Basis-Emitterstrecke stets stromführend ist.
3. Koppelpunkt nach Anspruch 1, für den Fall, daß der Durchschalt-Transistor vom NPN-Typ ist,
dadurch gekennzeichnet, daß der spannungsabhängige Widerstand aus einem N-Kanal-Feldeffekttransistor besteht, dessen Drain mit der Basis,
dessen Gate mit der zweiten Betriebsspannung ((Z2) und dessen Source über einen Widerstand
(521) zur definierten Source-Stromeinspeisung ebenfalls mit der zweiten Betriebsspannung verbunden ist.
4. Koppelpunkt nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Feldeffekttransistor ein
MOS-Feldeffekttransistorvom Depletion-Typ ist.
5. Koppelpunkt nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Feldeffekttransistor vom
PN-Typ ist.
6. Koppelpunkt nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der
hochohmige Widerstand (61) zur Zuführung der Kollektorspannung des Durchschalt-Transistors
(21) ein spannungsabhängiger Widerstand ist.
7. Koppelpunkt nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der spannungsabhängige Widerstand (61) aus einem Transistor (611) besteht,
dessen Leitfähigkeitstyp dem des Durchschalt-Transistors (21) entgegengesetzt ist, dessen Kollektor mit dem Kollektor des Durchschalt-Transistors, dessen Emitter über einen Widerstand (612)
zur definierten Emitterstrom-Einspeisung mit einer fünften Betriebsspannung ( U5) verbunden ist,
dessen Basispotential durch die dritte Betriebsspannung (U3) so gewählt ist, daß seine Basis-Emitter-Strecke stets Strom führt und dessen
Emitterstrom so eingestellt ist, daß sein Wert niedriger als der des Durchschalt-Transistors (21)
ist, so daß der Transistor bei eingeschaltetem Durchschalt-Transistor (21) im aktiven Bereich,
bei ausgeschaltetem Durchschalte-Transistor (21) im Übersteuerungsgebie" arbeitet.
8. Koppelpunkt nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er in einem zweidrähtigen Koppelpunkt in symmetrischer Anordnung vorgesehen ist.
9. Koppelpunkt nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er
monolithisch integriert in einem Matrix-Koppelbaustein verwendet ist, bei dem alle Koppelpunkte
ein gemeinsames Silizium-Substrat besitzen.
10. Koppelpunktanordnung, bei Verwendung von Koppelpunkten nach einem der vorangegangenen Ansprüche in einem vielstufigen Koppelfeld, bei der die Koppelpunkte matrixförmig
angeordnet sind und mehrere Koppelpunkte jeweils eine Stufe bilden, dadurch gekennzeichnet,
daß die Anordnung eine ungeradzahlige Stufenzahl aufweist, daß die Kopplung der Stufen durch
Zwischenleitungen so durchgeführt ist, daß jeweils die Spalte i einer Stufe mit der jeweiligen Zeile i
der darauffolgenden Stufe verbunden ist, daß die Kollektor-Anschlüsse der Durchschalt-Transistoren der ungeradzahligen Stufen mit den Kollektoranschlüssen der Durchschalt-Transistoren der
darauffolgenden geradzahligen Stufen und die Emitteranschlüsse der Durchschalt-Transistoren
der geradzahligen Stufen mit den Emitteranschlüssen der Durchschalt-Transistoren der darauffolgenden ungeradzahligen Stufen verbunden
sind und daß in ungeradzahligen Stufen für jede Spalte jeweils ein einziger Transistor (611) zur
Zuführung der Kollektorspannung der Durchschalt-Transistoren (21) vorgesehen ist.
11. Koppelpunkt nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektorgleichstrom des
Durchschalt-Transistors (21) im eingeschalteten Zustand kleiner als 100 μΑ ist.
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| DE19732363669 DE2363669C3 (de) | 1973-12-21 | 1973-12-21 | Elektronischer koppelpunkt und koppelpunktanordnung |
| US05/533,696 US3931475A (en) | 1973-12-21 | 1974-12-17 | Electronic switches and switch networks |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19732363669 DE2363669C3 (de) | 1973-12-21 | 1973-12-21 | Elektronischer koppelpunkt und koppelpunktanordnung |
Publications (3)
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|---|---|
| DE2363669A1 DE2363669A1 (de) | 1975-06-26 |
| DE2363669B2 true DE2363669B2 (de) | 1976-06-10 |
| DE2363669C3 DE2363669C3 (de) | 1977-02-03 |
Family
ID=5901454
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| DE19732363669 Expired DE2363669C3 (de) | 1973-12-21 | 1973-12-21 | Elektronischer koppelpunkt und koppelpunktanordnung |
Country Status (2)
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| US7098719B2 (en) * | 2003-10-09 | 2006-08-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Multiplexer with clock suppression |
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-
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