DE2156166A1

DE2156166A1 - Daempfungsfreier elektronischer schalter

Info

Publication number: DE2156166A1
Application number: DE19712156166
Authority: DE
Inventors: Erich Dipl Phys Baechle; Horst Dr Ing Ohnsorge
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date: 1971-11-12
Filing date: 1971-11-12
Publication date: 1973-07-19
Also published as: CH551114A; AT322639B; GB1409895A; DE2156166C3; FR2160125A5; DE2156166B2

Description

Licentia

Patent-Verwaltungs-GmbH 6000 Frankfurt, Theodor-Stern-Kai 1

Ulm ^· November 1971

PT-UL/Dr.Dzr/go

UL /*

"Dämpfungsfreier elektronischer Schalter"

Elektronische Schalter in ihrer allgemeinsten Art, schematisch dargestellt in Fig. la (unsymmetrischer Schalter S, der mit einer Steuerschaltung St betätigt wird) und Fig, Ib (symmetrischer Schalter mit Steuerschaltung), besitzen im Normalfall einen mehr oder weniger großen Durchlaß- und Sperrwiderstand, d.h. sie weisen eine mehr oder weniger große Dämpfung für Signale auf, die über sie durchgeschaltet werden müssen. Wenn ihr Durchlaßwiderstand klein und gleichzeitig ihr Sperrwiderstand groß sein sollen, dann ist es vorteilhaft, diese elektronischen Schalter mit Halbleitern zu realisieren. Mit solchen Durchschaltelementen lassen sich im allgemeinen bei Durchlaßströmen bis zu etwa 20 mA Durchlaßwiderstände von 5 ... 20/L und Sperrwiderstände ^ 10 I\. relativ einfach realisieren.

Dämpfungsfreie elektronische Schalter, schematisch dargestellt

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in den Fig. 2a und 2b als dämpfungsbehaftete Schalter S in Serie mit einem Zweirichtungsverstärker (Fig. 2a: unsymmetrische Ausführung, Fig. 2b: symmetrische Ausführung), jeweils mit einer Steuerschaltung St versehen, hat man bisher dadurch verwirklicht, daß man im allgemeinen gerichteten Signalbetrieb über dämpfungsbehaftete Schalter vornahm und deren Dämpfung mit gerichteten Transistorverstärkern aufhob (Vierdraht-Signalübertragung).

In der Fernsprechvermittlungstechnik sind echte Zweirichtungsverstärker, in jüngster Zeit mit Transistoren ausgerüstet, bekannt ge-

worden, die aber mehr zum Zwecke der Leitungsentdämpfung entwickelt wurden. Diese haben den Nachteil, daß sie sehr aufwendig sind. Ihr Einsatz als dämpfungsfreier Schalter, der auch eine hohe Sperrdämpfung aufweist, ist nicht nur aus wirtschaftlichen Gründen unzweckmäßig.

Die Erfindung betrifft ebenfalls einen dämpfungsfreien elektronischen Schalter, der insbesondere als Halbleiterkoppelpunkt in Raumvielfachfeldern der Fernsprech-vermittlungstechnik Anwendung finden kann· Gemäß der Erfindung sind als Durchschaltelemente in den Nachrichtenleitungen liegende Halbleiter vorgesehen, die gleichzeitig zu einer derartigen Entdämpfung der durchgeschalteten Signale in beiden Übertragungsrichtungen ausgenutzt werden, daß ihre Durchlaßdämpfung zumindest aufgehoben wird.

Nach einer bevorzugten Ausführungsform sind die Durchschaltehalbleiter als steuerbarer, leerlaufstabiler Negativwiderstand in Serie mit einem ohmschen Widerstand geschaltet, wobei der Absolutwiderstand des Negativwiderstandes mindestens denselben Wert wie der ohmsche Widerstand aufweist.

.H) 9 8 2 9 / 0 9 7 0

Elektronische Schalter als Halbleiterkoppelpunkte in den Kreuzungspunkten (der horizontal verlaufenden) Zeilen und (der vertikal verlaufenden) Spalten der raatrixförmig aufgebauten Raumvielfachkoppelfelder der Fernsprechvermittlungstechnik sind bereits seit längerer Zeit bekannt (Conference on Electronic Telephone Exchange, Proc. IEE, Part B Supplement, Vol. 107, Nr. 20, November i960). Sie sind jedoch hinsichtlich ihres Durchlaßwiderstandes bekannten mechanischen Kontaktkoppelpunkten unterlegen, und ihr Einsatz in Raumvielfachkoppelfeldern ist aus diesem Grunde oft nicht möglich. Bezüglich ihrer Sperrdämpfung bzw. ihres Sperrwiderstandes können sie den Koppelpunkten, die aus mechanischen Kontakten bestehen, mindestens gleichwertig gemacht werden, so daß die Nebensprechdämpfungsforderungen, die das Koppelfeld betreffen, relativ leicht erfüllt werden können.

Ein Raumvielfachkoppelfeld, bei dem die Eingänge an den horizontal verlaufenden Schienen, den Zeilen, und die Ausgänge an den vertikal verlaufenden Schienen, den Spalten, liegen, ist in Fig» dargestellt. Wenn jeder Eingang und jeder Ausgang ein Klemmenpaar haben, so kann diese Matrixanordnung unsymmetrisch oder symmetrisch aufgebaut sein. Im unsymmetrischen Fall (Fig. 3) sind alle Eingänge und alle Ausgänge einseitig fest miteinander verbunden und Eingangs- und Ausgangsklemmenpaare müssen über Übertrager angeschlossen werden. Die Verbindung eines bestimmten Eingangs mit einem bestimmten Ausgang erfolgt durch Verbindung

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der betreffenden Zeile mit der betreffenden Spalte an der Kreuzungsstelle durch den dämpfungsfreien Schalter oder Koppelpunkt (Fig. 4, eingerahmt), der aus Transistoren und ohmschen Widerständen zusammengesetzt ist. Der entsprechende dämpfungsfreie symmetrische Schalter oder Koppelpunkt ist in Fig. 5 zu sehen. Sein Hauptbestandteil ist der leerlaufstabile Negativwiderstand, der aus dem NPN-Transistor TsI, dem PNP-Transistor Ts2 und den Widerständen R, Rp₂» ^Rn zusammengesetzt ist (Fig. 6).

Für U χ oV sind die Transistoren TsI und Ts2 gesperrt. Wird U ο ο

vergrößert (die Spannung am Emitter von TsI negativer), dann beginnt einesteils über die im Durchlaßbereich betriebene Emitterdiode von TsI und R, andernteils über die Emitter-Kollektorstrecke und R der Strom I anteilig zu fließen: über Emitteris

Diode und Widerstand R der Basisstrom I_R. des Transistors TsI, über R_R der Kollektorstrom Ip. dieses Transistors, d. h. ¹ * ¹Bl ^{+ 1}Cl"

Ist der über IL gelangende Stromanteil des Stromes I (= I^-t) so groß geworden, daß die Emitterdiode des PNP-Transistors leitend zu werden beginnt, so setzt auch der Kollektorstrom I_rp dieses Transistors ein. Dies bedeutet, daß bei gleichbleibender Spannung U ein größerer Basisstrom I₀. des NPN-Transistors TsI flie-

O r>l

ßen kann, der den Kollektorstrom dieses Transistors und damit den Spannungsabfall an R_R vergrößert, was ein weiteres Anwachsen

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des Kollektorstromes I„ des Transistors Ts2 zur Folge hat. Durch den Spannungsabfall am Begrenzungswiderstand R verringert sich jetzt die Spannung U am Negativwiderstand bei gleichzeitigem Anstieg des über den Negativwiderstand fließenden Stromes I. Die weitere Erhöhung von U bringt eine weitere Vergrößerung des Stromes I und die entsprechende Verkleinerung der Spannung U (durch den größeren Spannungsabfall an R ) mit sich usf. .

Schließlich gelangen beide Transistoren in den Sättigungsbereich (Übersteuerung), und erst von da an bewirkt die weitere Erhöhung von U mit der Vergrößerung des Stromes I wieder ein Ansteigen der Spannung U am Negativwiderstand.

Aus dem geschilderten Vorgang beim Negativwiderstand ergibt sich seine Kennlinie (Fig. 7): Der negative Widerstandsbereich (Kennlinie mit negativer Steigung) liegt zwischen den Koordinaten (U , I) und (U , I) im Bereich II. Im Bereich I ist der Transistor T^s1 leitend, Ts2 ist gesperrt. Im Bereich III sind beide Transistoren übersteuert. Die Kennlinie zeigt, daß es sich um einen leerlaufstabilen Negativwiderstand handelt.

Im Bereich Il befinden sich die Transistoren im aktiven Betriebszustand. Zur Berechnung des negativen Widerstandes, d. h. der

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differentiellen Steigung der Kennlinie in einem Gleichstromarbeitspunkt Z χ -j=· * τ- in diesem Bereich benutzt man am besten

die Kleinsignalparameter des T-Ersatzschaltbildes des Transi-/

stors. Man findet dann

„ dU u R

Z * -τ=· μ τ- » r „ +
dl χ el

dl i el r_{e2 +} R_E2

mit

r _t, r_e2 * Emitterdiffusionswiderstand des Transistors TsI, Ts2 ^hfbi» ⁿfb2 * ^{Wecnselstromverstärkun}S^sf'^{als:to:r des} Transistors

TsI, Ts2 in Baisisschaltung bei kurzgeschlossenem Ausgang.

Z ist negativ, wenn h_fblh_fb2R_ß ^(1 - h_fbl)(r_e2 + Rg₂) ist.

Man erkennt, daß durch geeignete Wahl der Transistorparameter h . , r und der äußeren Widerstände R, R„, R_₂ der negative Widerstand in weiten Grenzen einstellbar ist.

Der Kennlinie (Fig. 7) entnimmt man den negativen Widerstand im Bereich II als die Steigung in dem betrachteten Gleichstromarbeitspunkt .

Wird nun gemäß Fig. k bzw. Fig. 5 dem leerlaufstabilen Negativwiderstand der ohmsche Widerstand R. vorgeschaltet und R. =* Z

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gewählt» dann geschieht die Durchschaltung von Signalen, insbesondere von Wechselspannungen, von 1—^2 bzw. 2 ^l (Fig. 4, 5)

dämpfungsfrei, wenn man mit Hilfe von R und U für den Negativwiderstand z. B. den Gleichstromarbeitspunkt (U , I ) (Fig. 7)

a a

festgelegt und in diesem Arbeitspunkt den Negativwiderstand mit der am Übertrager Ü (Fig. 4, Fig. 5) anliegenden Wechselspannung aussteuert.

Der Negativwiderstand ist eingeschaltet, wenn der Transistor Ts3 bzw. die Transistoren Ts3 und Ts4 (Fig. 4, 5) gesperrt sind.

Er ist ausgeschaltet, wenn diese Transistoren sich im leitenden, und zwar im übersteuerten Zustand befinden (durch eine Steuerspannung U„. an deren Basisanschluß). Je nach dem Grad der Übersteuerung dieser Transistoren zeigen sie einen Widerstand von 1 ... lo/L. Durch die Hilfsspannung U₁ ? 2 V wird dann die Etnitteriode des Transistors TsI des Negativwiderstandes in Sperrrichtung vorgespannt und damit der Transistor TsI und der Transistor Ts2, d. h. der ganze Koppelpunkt, gesperrt.

Die Kombination des leerlaufstabilen Negativwiderstandes mit dem Steuertransistor Ts3 bzw. den Steuertransistoren Ts3 und Ts4 (Fig. 4, 5) führt so zum geschalteten Koppelpunkt, der keine Dämpfung aufweist und dessen Sperrdämpfung wegen der niederohmi-

gen Ableitung durch Ts3 bzw. Ts3 und Ts^ groß ist (für f ^ k kHz im allgemeinen>11 If bei einem Abschlußwiderstand von 600-TL).

Wird der negative Widerstand Z größer gewählt als der positive Widerstand R₁ des Koppelpunktes, dann kann mit diesem Koppelpunkt auch eine Verstärkung der Eingangssignale erreicht werden. Dadurch ist sein Einsatz insbesondere im Verbindungssatz zur Entdämpfung eines Raumvielfachkoppelfeldes möglich, das mit üblichen Halbleiterkoppelpunkten mit Dämpfungswiderständen von 10 ... 30JX realisiert ist.

Der Ersatz der Transistorkombination (NPN- und PNP-Transistör) im Negativwiderstand (Fig. 6) durch eine Thyristortetrode ist möglich.

Es ist sehr schwierig, bisher übliche Halbleiterkoppelpunkte mit Transistoren in der heute gängigen Technik monolithisch zu integrieren, weil dann erhöhte Kollektorbahnwiderstände auftreten, die den Durchlaßwiderstand und damit die Durchlaßdämpfung dieser Koppelpunkte erheblich vergrößern. So zeigen konventionelle Transistoren Kollektorbahnwiderstände von O,l ... 0,5 SL, während monolithisch integrierte Transistoren solche von 10 ... 50 IL aufweisen, einfach dadurch, weil der Kollektorstrom durch das relativ hochohmige^Epitaxie-Bubstrat geleitet wird, um an dessen Kollektoranschluß zu gelangen. Dabei ist schon vorausgesetzt,

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daß für den monolithisch integrierten Transistor eine "vergrabene Schicht" (buried layer) Verwendung findet. An diesem Problem scheitert der Einsatz des monolithisch integrierten Halb— leiterkoppelpunktes in Koppelfeldern der Vermittlungstechnik,
wenn man nicht durch zusätzliche Mittel dafür sorgt, daß diese hohe Durchlaßdärapfung weitgehend aufgehoben wird* Dies kann im Verbindungssatz durch Zweirichtungsverstärker, durch Vierdrahtbetrieb im Koppelfeld mit gerichteten Verstärkern oder aber, wie weiter oben schon gesagt, mit dem hier vorgestellten, dämpfungsfreien Koppelpunkt erfolgen, wenn man diesen als verstärkendes Element einsetzt«

Bei dem hier vorliegenden dämp fungsfreien Transistorkoppelpunkt gibt es diese Probleme bei seiner monolithischen Integration
nicht. Transistorinterne Kollektorbahnwiderstände werden wie
äußere Widerstände mit entdämpft, sind also dem Koppelpunktwiderstand R. (Fig. 4, 5) zuzuschlagen. Vergrabene Schichten erweisen sich beim monolithisch integrierten Koppelpunkt im allgemeinen nicht mehr als notwendig, was seine diesbezügliche Ausführung einfach und relativ wenig kostspielig macht.

Der PNP-Transistor des dämpfungsfreien Halbleiterkoppelpunktes (Fig. 4, 5) wird bei seiner monolithischen Realisierung ein Transistor mit einer lateralen, d.h. in horizontaler Richtung wir-

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kenden Zonenfolge, wenn nicht eine tecbologisch schwierige und teuere Oxydisalation die beiden Transistoren des Koppelpunktes voneinander trennt» Laterale Transistoren besitzen nach dem heutigen Stand der Technik für Kollektorströnie 2 2 laA kleine Stromverstärknngs faktor en (B ^ 5), für kleine Kollektorströme von etwa 1OO >uA aber steigen die Stromverstärkungsfaktoren dieser Lateralgebilde auf einem Wert B » 30 ,,, 4θ an. Weil die Grenzfrequeaz f^, ^f des Koppelpunktes proportional zum Stronrver-

¥ Stärkungsfaktor bei Niederfrequenz B '^,'"i der Transistoren in Emitterschaltung ist, ist sie umso größer, je größer 4 ist. Dies bedeutet aber, daß der monolithisch integrierte därapfungs— freie Koppelpunkt in der Form gemäß Fig. k bzw. Fig. 5 ™it kleinem Kollektorstrom des PNP-Transistors (Ts2) betrieben werden muß, wenn der Koppelpunkt möglichst breitbandig sein soll. Ee bedeutet ebenso, daß für den Fall Breitbandigkeit und niedriger negativer Widerstand des Koppelpunktes (Z ^ -30 ... — 6Ο-/2.) nur die in den Fig. 2 und 3 dargestellte Koppelpunktkonfiguration Verwendung finden kann, denn der linke Transistor Ts1 muß dann einen relativ großen Kollektorstrom führen herzogen auf den Transistor Ts2 (Iq₁ =* 12 ... l6 mA). Der Stromverstärkungsfaktor dieses NPN-Transistors fällt aber bei diesem Kollektorstrom im allgemeinen mit einem Wert h ^* 50 an.

Damit ist zugleich der mögliche Fall der Vertauschung der bei-

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den Transistoren in den Fig. k und 5 angedeutet, der auch eine Änderung des Leitungstyps des Steuertransistors Ts3 (Ts4) und eine Umpolung der Gleichspannungen U , U. und der Steuerspannung υ_ς. beinhaltet.

Um bei bipolaren Si-Transistoren den Gleichstrom im Arbeitspunkt bei variabler Außentemperatur konstant zu halten, ist es notwendig, deren Emitter-Basis-Spannung U„_ mit Erhöhung der Umgebungstemperatur um - 2 mV/ C zu ändern. Diese U„ -Änderung müßte auch bei dem im aktiven Bereich betriebenen Transistoren TsI und Ts2 des dämpfungsfreien Halbleiterkoppelpunktes (Fig. 4, 5) vorgenommen werden. Um das zu erreichen, bietet sich die Möglichkeit an, den Koppelpunktwiderstand R„ (Fig. 4, 5) temperaturabhängig zu machen, was z. B. durch Parallelschalten einer (oder von zwei) Si-Dioden geschehen kann.

Besser aber ist es, den Gleichstrom für den dämpfungsfreien Koppelpunkt durch einen Stromgenerator einzuprägen. Dies geschieht in bekannter Art durch Ersatz des Widerstands R durch einen bi-

polaren Transistor oder einen FET, dessen Arbeitspunkt so eingestellt werden muß, daß er im aktiven Bereich betrieben wird. Dann ist der Gleichstromarbeitspunkt für den Koppelpunkt im wesentlichen temperaturstabil·

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Übrig bleibt noch eine geringe Änderung der Stromverstärkungsfaktoren der beiden Transistoren des Halbleiterkoppelpunktes mit der Temperatur, die bei etwa 0, 5 %/°C liegt, sich aber in praktischen Fällen kaum bemerkbar machte

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Claims

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Patentansprüche

Iv Dänipfungsfreier elektronischer Schalter, insbesondere als Halbleiterkoppelpunkt in Raumvielfachkoppelfeldern der Fernsprechvermittlungstechnik, dadurch gekennzeichnet, daß als Durchschaltelemente in den Nachrichtenleitungen liegende Halbleiter vorgesehen sind, die gleichzeitig zu einer derartigen Entdämpfung der durchgeschalteten Signale in beiden Übertragungsrichtungen ausgenutzt werden, daß ihre Durchschaltdämpfung zumindest aufgehoben wird.
2. Dämpfungsfreier elektronischer Schalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Durchschaltehalbleiter als steuerbarer, leerlaufstabiler Negativwiderstand in Serie mit einem ohmschen Widerstand geschaltet sind und daß der Absolutwert des Negativwiderstandes mindestens denselben Wert wie der ohrasche Widerstand aufweist,
3. Dämpfungsfreier elektronischer Schalter nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß Schalttransistoren zur Steuerung des Negativwiderstandes vorgesehen sind.
4. Dämpfungsfreier elektronischer Schalter nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß sein leerlaufstabiler Negativwi-

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derstand aus der Kombination eines NPN-Transistors (TsI) und eines PNP-Transistors (Ts2) besteht, deren Kollektor- und Basisanschlüsse jeweils miteinander verbunden sind, wobei ein ohmscher Widerstand (Rp₁₂) an den Emitteranschluß des PNP-Transistors und ein ohmscher Widerstand (H₀) an dessen Basis— anschluß jeweils mit einem Ende angeschlossen ist, während die beiden anderen Enden miteinander verbunden sind, und ein weiterer ohmscher Widerstand (R) einerseits am Verbindungspunkt vom Basisanschluß des NPN-Transistors (TsI) und Kollektoranschluß des PNP-Transistors (Ts2), andererseits am gemeinsamen Verbindungspunkt der beiden anderen Widerstände (H„ , .,R„) angeschaltet ist.
5. Dämpfungsfreier elektronischer Schalter nach Anspruch 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt des Kollektoranschlusses des PNP-Transistors (Ts2) und des Basisanschlusses des NPN-Transistors (TsI) des Negativwiderstandes mit dem Kollektoranschluß des NPN-Transistors (Ts3) verbunden ist«
6* Dämpfungsfreier elektronischer Schalter nach Anspruch 1 bis 3_r dadurch gekennzeichnet, daß er im Verbindungssatz eines Koppelfeldes zur Entdämpfung aller im Verbindungszug liegenden dämpfungsbehafteten Halbleiterkoppelpunkte dient.
7. Dämpfungsfreier elektronischer Schalter nach Anspruch k und 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorkombination (TsI,

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Ts2) des Negativwiderstandes durch eine Thyristortetrode ersetzt ist.
8. Dämpfungsfreier elektronischer Schalter nach Anspruch 3 bis 5 j dadurch gekennzeichnet, daß er monolithisch integriert ist und dabei der PNP-Transistor (Ts2) lateral realisiert ist.

9· Dämpfungsfreier elektronischer Schalter nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß sein Gleichstrom über einen bipolaren Transistor oder einen Feldeffekttransistor (FET) eingeprägt wird.

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