DE2352184C2 - Schaltung zur gleichzeitigen Ablesung und Signalverarbeitung einer ladungsgekoppelten Anordnung sowie Verfahren zum Betrieb derselben - Google Patents
Schaltung zur gleichzeitigen Ablesung und Signalverarbeitung einer ladungsgekoppelten Anordnung sowie Verfahren zum Betrieb derselbenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur gleichzeitigen Ablesung und Signalverarbeitung einer ladungsgekoppelten
Anordnung mit einer Mehrzahl taktgesteuerter Obergabeeiektroden und mit einem Minoritäisträgerdetektorkreis.
Außerdem bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren zum Betrieb einer derartigen Schaltung.
In einem Aufsatz mit dem Titel »Charge Coupled Semiconductor Devices«, veröffentlicht in B. S. T. ].
April 1970, Seite 587—593, beschreiben W. S. Boyle und G. E. Smith eine neue Klasse von monolithischen
Halbleitereinrichtungen für die Speicherung und sequentielle Übertragung elektronischer Signale, wobei
die gespeicherte Information in Form von »Paketen« überschüssiger Minoritätsträger vorliegt, die in künstlich
eingeführten Potentialquellen angeordnet sind.
Die dort beschriebenen Einrichtungen umfassen einen Metall-Isolator-Halbleiteraufbau (im folgenden
auch abgekürzt als MIS-Aufbau bezeichnet), dem mehrere Metallelektroden in einer Reihe über dem
Isolator (Dielektrikum) angeordnet sind, der seinerseits angrenzend zu einem Halbleiterkörper verläuft Werden
die Metanelektroden aufeinanderfolgend mit einer Spannung beaufschlagt, ergeben sich in der Nachbarschaft
der Halbleiterkörperoberfläche Poteniialquellen, in denen Pakete überschüssiger Minoritätsträger
gespeichert werden können und zwischen denen derartige Pakete auch verschoben werden können. Um
eine vorher bestimmbare Verschieberichtung zu erhalten, müssen die verschiebenden Potentialquellen mindestens
während des Verschiebevorgangs asymmetrisch sein. Wie dem oben erwähnten Aufsatz entnommen
werden kann, sind dazu Taktimpulse mit mindestens drei Phasen notwendig, um die erforderliche Asymmetrie
bei gleichförmiger Dicke des Dielektrikums unter den Steuerelektroden und bei homogenem Halbleiter zu
erlangen.
In der DE-OS 21 58 605, die einen ladungsgekoppelten Halbleiterspeicher beschreibt, mit einem auf einem
Halbleiterkörper einwirkenden Elektrodennetz, ist der Halbleiterkörperaufbau asymmetrisch und zur Erzeugung
von in einer Richtung anwachsenden Verarmungsbereichen
im Halbleiter werden zwei elektrische Signale zugeführt, wobei außer einer Eingangselektrode
zum Injizieren von Ladungen in die Verarmungsbereiche
cmc Ausgangselektrode zum Auslesen der Information vorgsehen ist, wobei die Ausgangsclektrode mit
einer im Halbleiterkoroer gebildeten Diode verkoppelt
l.adungsgckoppelte HiJ'jleilereinrichtungen sind besonders
gut geeignet zur Fertigung von Abbildungsan· Ordnungen, bei denen beispielsweise eine parallele
Ablesung der Abbildungsanordnung in ein angrenzendes Schieberegister übertragen und dann anschließend
das Schieberegister seriell ausgelesen wird. Eine derartige Anordnung wird in einem Aufsatz mit dein
Titel »Charge Coupled Imaging Devices« von G. F. Amelio et al in IEEE Transactions on Electron Devices,
November 1971, Seite 992—996, beschrieben,
ίο Es läßt sich eine Ladungserfassungsschaltung aufbauen, bei der ein erster Feldeffekttransistor während eines periodisch auftretenden Zeitintervalls während eines ersten Zeitabschnitts eingeschaltet wird, um so einen an der Steuerelektrode eines Ausgangsfeldeffekti:> transistors liegenden ersten Kondensator zu laden. Während eines zweiten Abschnittes des Zeitintervalls wird dann ein zweiter Feldeffekttransistor eingeschaltet, um den ersten Kondensator an einen zweiten Kondensator am Ausgang eines ladungsgekoppelten Kreises anzukoppeln. Die Ladung des ersten Kondensators verursacht eine Ladungsumkehr ;<der Ladungsverarrnung unter der feststehenden "lutte des zweiten Kondensators. Wenn der ladungsgekoppelte Kreis geladen ist, d. h. seine Minoritätsträger enthält, wird unter der feststehenden Platte eine Umkehrungszone gebildet, die den zweiten Kondensator elektrisch mit dem ladungsgekoppelten Kreis verbindet. Normalerweise wird der ladungsgekoppelte Kreis geladen, wenn am Eingang des Kreises eine binäre logische »1« auftritt, jo Wenn die Umkehrungszone gebildet wird, verringert sich die Spannung am ersten Kondensator wesentlich und der Ausgangstransistor wird gesperrt. Wenn der ladungsgekoppelte Kreis nicht geladen wird, weil an seinem Eingang eine logische »0« auftritt, kommt es zu einer Verarmung des Halbleitersubstrates unterhalb der zweiten Kondensatorplatte. Die Spannung am ersten Kondensator wird dabei nur geringfügig vermindert, so daß der Ausgangsfeldeffekttransistor eingeschaltet bleibt. Der logische Zustand des ladungsgekoppdten Kreises wird dann abgetastet, indem festgestellt wird, ob der Ausgangsfeldeffekttransistor eingeschaltet oder aber gesperrt ist.
ίο Es läßt sich eine Ladungserfassungsschaltung aufbauen, bei der ein erster Feldeffekttransistor während eines periodisch auftretenden Zeitintervalls während eines ersten Zeitabschnitts eingeschaltet wird, um so einen an der Steuerelektrode eines Ausgangsfeldeffekti:> transistors liegenden ersten Kondensator zu laden. Während eines zweiten Abschnittes des Zeitintervalls wird dann ein zweiter Feldeffekttransistor eingeschaltet, um den ersten Kondensator an einen zweiten Kondensator am Ausgang eines ladungsgekoppelten Kreises anzukoppeln. Die Ladung des ersten Kondensators verursacht eine Ladungsumkehr ;<der Ladungsverarrnung unter der feststehenden "lutte des zweiten Kondensators. Wenn der ladungsgekoppelte Kreis geladen ist, d. h. seine Minoritätsträger enthält, wird unter der feststehenden Platte eine Umkehrungszone gebildet, die den zweiten Kondensator elektrisch mit dem ladungsgekoppelten Kreis verbindet. Normalerweise wird der ladungsgekoppelte Kreis geladen, wenn am Eingang des Kreises eine binäre logische »1« auftritt, jo Wenn die Umkehrungszone gebildet wird, verringert sich die Spannung am ersten Kondensator wesentlich und der Ausgangstransistor wird gesperrt. Wenn der ladungsgekoppelte Kreis nicht geladen wird, weil an seinem Eingang eine logische »0« auftritt, kommt es zu einer Verarmung des Halbleitersubstrates unterhalb der zweiten Kondensatorplatte. Die Spannung am ersten Kondensator wird dabei nur geringfügig vermindert, so daß der Ausgangsfeldeffekttransistor eingeschaltet bleibt. Der logische Zustand des ladungsgekoppdten Kreises wird dann abgetastet, indem festgestellt wird, ob der Ausgangsfeldeffekttransistor eingeschaltet oder aber gesperrt ist.
Bei Schaltungen zur gleichzeitigen Ablesung und Signalverarbeitung ladungsgekoppelt^ Halbleiterdatenspeicher
tritt nun ein mit der Rückstellung verbundenes Nyquist-Rauschen auf, ferner auch sogenanntes
Schaltübergangsrauschen sowie ein \/f- Oberflächenrauschen, worauf später noch näher eingegangen
wird. Durch diese Rauschstörungen wird das erreichbare Signalrauschverhältnis begrenzt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es. dieses Signalrauschverhältnis zu verbessern.
Gelöst wird diese Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs hinsichtlich der
■55 Schaltung und durch die kennzeichnenden Merkmale
des Anspruchs 7 hins:chtlich des Verfahrens.
Von besonderer Bedeutung ist dabei, daß der Aufbau derartig gestaltet ist, daß innerhalb einer Arbeitstaktperiode,
während der die Ladung von einem Schieberegibo sterbit zum nächste!, oder vom letzten Schieberegisterbit
aus dem Schieberegister herausgeschoben wird, vier verschiedene zeitliche Unlcrintervalle vorgesehen werden,
wodurch im Zusammenwirken mit dem erfindungsgemäßen Aufbau erreicht wird, daß auftretende
h-, Rauschstörungen teilweise aus dem Ausgangssignnl. rlas
z. B. ein Videosignal da» stellt, durch Subtraktion «icüt-r
entfernt werden können.
Nähere Erläuterungen dazu finden sich in der
nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbcispiclcn
in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen.
In den Zeichnungen zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindtingsgeniäßen
Schaltung;
Fig. 2 einen Teilquerschnitt durch einen monolithischen
ladungsgekoppelten Halbleiterspeicher mit zweiphasig angesteuerten, in unterschiedlichen I lalbleiterebenen
liegenden Übertragungselektroden sowie mit einem MIS-Ausgangsschalter und Auffangdiode;
Fig. 3 schematisch ein Schaltbild eines Lesekreises;
Fig. 4 in größeren Einzelheiten einen Teilschnitt dun.h eine monolithische Halbleiteranordnung einschließlich
dem Lesekreis;
einem üxidisohitnr zeitweilig vertieft wird. Nachdem sie
einmal gespeichert worden sind, können mit der
Potentialquelle gekoppelte Ladungen über die Begrenzungsfläcne
des Halbleiters einfach dadurch bewegt werden, daß die Potentialquelle verschoben wird. Die
Grundlage der Schaltkreisbetiitigung bildet ein Vorgang, bei dem eine Ladung in einem Halbleiter
entweder optisch oder elektrisch eingespeist (eingelesen) und dann mittels der Potentialqtiellen längs der
Begrenzungsfläche des Halbleiters weiterbewegt und schließlich die Anwesenheit oder Abwesenheit der
Ladung an einer anderen Stelle oder zu einer späteren Zeit erfaßt (ausge: sen) wird.
F i g. I zeigt einen CCD-Aufbau 10. der als I inienab-
F ig. 5 in einer schematischen Blockschaltbilddarstel- 15 bildungseinrichtung betätigt werden kann, wie das in
lung eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungs- dem oben erwähnten Aufsatz »Charge Coupled
gemäßen Schaltung;
Fig.6 ein Kurvendiagramm zur Veranschaulichung
der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltung;
tung.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine
Imaging Devices: Experimental Results« beschrieben wird. An diskreten Stellen längs des Aufbaus 10 werden
in Abhängigkeit von einem auf jede diskrete Zone und 20 antreffenden optischen Signa! hv Minoritätsträgerla-
Fig. 7 eine Darstellung des Rauschspektrums zur diingspakete gebildet. Eine gleiche Anzahl Übergabetoweiteren
Verdeutlichung der erfindungsgemäßen Schal- re 12 überträgt gleichzeitig alle Ladiingspakete in dem
Aufbau 10 zu einem CCD-Schieberegister 14. wenn den Übergabetoren 12 vor dem Beginn einer ausgewählten
Schaltung zur gleichzeitigen Ablesung und Signalverar- >5 Taktperiode rein Steuersignal Φτ zugeleitet wird. Das
beitung einer ladungsgekoppelten Anordnung (im Schieberegister 14 hat eine Bitkapazität, die gleich der
folgenden auch CCD-Anordnung genannt), die für eine Anzahl diskreter Zonen und Übergabetore ist. so daß
zeitliche Wechselbeziehung des Ausganges einer jeden ein bestimmtes Bit ein Ladungspaket von seinem
Bitstelle des CCD-Schieberegisters sorgt, der in entsprechenden Aufbauelement empfängt. Das Schiebe-Verbindung
mit einer CCD-Leitungsanordnung ver- 30 register 14 hat einen geeigneten Übergabeelektrodenwendet
wird, um Nyquist-Rauschkomponenten wie aufbau für Zweiphasenbetrieb. Ein Zweiphasentaktgeauch
Schaltüberschwingungen zu entfernen. Die Schal- ber (nicht dargestellt) liefert zueinander um 180°
tung besitzt einen zwischen der letzten Bitstclle des phasenverschobene (gegenphasige) Rechteckwellen-CCD-Schieberegisters
sowie einer in Sperrichtung taktsignale Φ\ und Φ>, die an den Aufbau, der sequentiell
vorgespannten Auffangdiode angeordneten Multiplex- 35 die Ladungspakete zu einem mit der Abkürzung MUX
MIS-Schalter, des weiteren einen Feldeffekttransistor- symbolisierten Multiplexschalter 16 verschiebt, der
entsprechend einem Steuersignal Φμ betätigt wird, das
mit den Taktsignalen Φ, und Φ2 synchronisiert ist.
Dadurch wird eine Parallel-/Serienumwandlung be-
rücksetzschalter der Feldeffekttransistorhalbleiterbauart (nachstehend MOS abgekürzt), wobei das Halbleitermaterial
von einer ersten Art ist, sowie einen
MOS-Feldeffekttransistorverstärker mit einem Halb- 10 wirkt. Der Multiplexschalter 16 steuert sequentiell
leitermaterial entgegengesetzter Art, weicher Verstär- Minoritätsladungspakete aus der letzten Bitstelle des
ker der Auffangdiode nachgeschaltet ist. Dem Verstärker wiederum ist ein Abtast- und Haltekreis nachge
schaltet, der einen ersten Kondensator aufweist.
Schieberegisters 14 heraus zu einer in Sperrichtung vorgespannten Auffangdiode 18, die periodisch mittels
eines MOS-Rücksetzschalters 20, der — wie weiter
welcher mit dem Ausgang des MOS-Verstärkers 45 unten noch zu erläutern — in Übereinstimmung mit
gekoppelt ist. Der Schaltung werden Steuersignale derart zugeführt, daß sich vier zeitliche Subintervalle
während einer Ladungsübertragungszeitperiode bilden, innerhalb der die Auffangdiode zunächst über den
Rücksetzschalter auf eine vorgegebene Referenzspan nung zurückgesetzt wird, woraufhin die Kapazität des
Schaltverbindungspunktes zwischen der Auffangdiode. dem Rücksetzschalter und dem Verstärker sich auf
einen vorgegebenen Rücksetzwert auflädt. Der Abtast-
einem Rücksetzsignal Φ/ι betätigt wird, auf eine
Referenzspannung Vr zurückgesetzt wird. Ein MOS-Elektrometerverstärker 22 speist dann in einen Austast-
und Haltekreis 24 ein, dessen Ausgang sequentielle so Videosignale abgibt, die dem sequentiellen Ausgang des
Schieberegisters 14 entsprechen.
Auf den CCD-Aufbau 10 auftreffende Photonen erzeugen Minoritätsträger, die im CCD-Aufbau 10
gespeichert und von diesem über die Übergabetore 12
und Haltekreis liest bzw. tastet dann den vorgegebenen 55 zu dem Schieberegister 14 verschoben werden und von
Rücksetzwert an dieser Kapazität ab und hält diesen dort sequentiell dem Multiplexschalter 16 zugeordnet
Wert am ersten Kondensator fest Dann wird der werden, der sich in Nachbarschaft der letzten
Multiplex-MIS-Schalter aktiviert, um so die Minoritäts- Übertragungselektrode (nicht dargestellt) befindet Der
träger zu der Auffangdiode zu steuern, woraufhin ein in Fig. 1 wiedergegebene Aufbau bezieht sich zwar in
Differenzsignal zwischen dem zuvor abgetasteten 60 erster Linie auf eine optische Beaufschlagung, jedoch
Rücksetzsignal-Wert und dem Signalausgang von der kann auch in jeder anderen gewünschten Weise für die
Auffangdiode an einen zweitön Kondensator gebildet Erzeugung von Minoritätsträgern gesorgt werden,
wird. beispielsweise durch elektrische Einspeisung (Injektion).
Ladungsgekoppelte Schalteinrichtungen (CCD) bil- Fig.2 zeigt ein geerdetes Substrat 26 von einem
den und speichern Minoritätsträger (bzw. deren 65 ersten Halbleitertyp (hier als n-Halbleitertyp wiederge-Abwesenheit)
in Potentiaiqueiien, die räumlich festge- geben), über das sich eine dielektrische Lage 2S aus
legte Zonen sind, in denen die Verarmung der beispielsweise Siliziumdioxid (SiOi) erstreckt Überga-Grenzfläche
zwischen einem homogenen Halbleiter und beelektroden 30 und 32 bilden die beiden letzten
IJbcrgabeeleklroden des Schieberegisters 14 nach
Fig I. Die Ubergabeelektroden weisen Elemente in
unterschiedlichem Niveau auf. die einander gewünschtenfalls für Zweiphasenbetrieb überlappen können, wie
das in den eingangs genannten Aufsätzen gelehrt wird. Auf der dielektrischen Lage 28 ist ferner eine weitere
Metallelektrode 34 angrenzend zur letzten Übergabeelektrode
32 und benachbart zur Auffangdiode 18 vorgesehen, die von einer Zone 40 eines zweiten
Halbleitertyps (P( + )-Typ) gebildet ist, die in das Substrat 26 eindiffundiert ist. An der Innenfläche 38
zwischen der Isolicrlage und der P( + )-Diffusionszone 40 ist eine Elektrode 36 gebildet. Die Übergabeelektroden
30 und 32 lassen sich mit den gegenphasigen Taktsignalen Φ\ bzw. Φι koppeln, während die Elektrode
34 an das Steuersignal Φμ anschließbar ist. Die
Steuerelektrode 34 und die SiO? Lage 28 sollen als Schalter dienen, um die Anwesenheit von Minoritätsträgern
(beziehungsweise deren Abwesenheit) von der letzten Potentialquelle, die an der Innenfläche 38 unter
der letzten Schieberegisterübergangselektrode 32 gebildet ist, zu der Auffangdiode 18 zu steuern, was auftritt,
wenn das der Elektrode 34 zugeführte Signal Φμ ins
Negative geht.
Fig. 3 zeigt den zusätzlichen verwendeten Lesekreis.
Der mit Fig. 1 wiedergegebene Rücksetzschalter 20 enthält einen n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor (nachstehend
als FET abgekürzt), der auf demselben monolithischen I lalbleiteraufbau der F i g. 2 gebildet ist,
während der Elektrometer-Verstärker 22 einen komplementären
p-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor enthält.
Ein Querschnitt durch den Schaltungsaufbau der F i g. 3 bei Ausbildung als integrierter Schaltkreis ist im
einzelnen mit Fig.4 wiedergegeben. Entsprechend F i g. 4 enthält das η-leitende Halbleiter-Substrat 26 der
Fig. 2 zusätzlich zu der p( + )-Diffusionszone 40 zur
Bildung der Auffangdiode 18 eine n(+ )-Diffusionszone 42, die als Isolierzone wirkt. Der einen p-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor
(nachstehend als MOSFET abgekürzt) enthaltende Elektrometer-Verstärker 22 ist zwischen der Auffangdiode 18 und dem
n-kanal-MOSFET-Rücksetzschalter 20 ausgebildet, so
daß die p-( + )-Diffusionszonen 44 und 46 die Quelle bzw. Senke des p-Kanal-Feldeffekttransistors bilden,
während die Steuer-Elektrode eine Kontakt-Elektrode 48 aufweist, die auf der Oxid-Lage 28 angeordnet ist, die
die Quelle- und Senke-Diffusionszonen 44 bzw. 46 überlappt. Der n-Kanal-MOSFET-Schalter enthält
n-( +)-Diffusionszonen 50 und 52, die die Quelle und die Senke eines Feldeffekttransistors innerhalb einer
p-leitenden Diffusionszone 54 bilden. Die Steuer-Elektrode des n-Kanal-MOSFET-Rücksetzschalters 20 enthält
die Kontakt-Elektrode 56, die auf der Oxid-Lage 28 angeordnet ist und die Quelle- und Senke-Diffusionszonen
50 und 52 überlappt, wobei eine Metallisierung 58 durch eine zweite Oxid-Lage 29 hindurch gebildet ist
Das Steuersignal #«kann mit der Steuer-Elektrode des
MOSFET-Rücksetzschalters 20 über die Metallisierung 58 verkoppelt werden. Mit der Quellen-Diffusionszone
50 ist über die Oxid-Lagen 28 und 29 eine Metallisierung 60 verbunden, die mit einem Rücksetz-Referenzpotential
— Vr beaufschlagt werden kann. Eine gemeinsame
Verbindung zwischen der Diffusionszone 40 der Auffangdiode 18, der Senke-Diffusionszone 52 des
n-Kanal-MOSFET-Schalters 20 und der von der
Kontaktelektrode 48 des p-Kanai-MOSFET-Verstärkers
22 gebildeten Steuer-Elektrode wird durch die überbrückende Metallisierung 62 gebildet Ohmsche
Kontakte für die Quellen-Diffusions/one 44 und die
Senken-Diffusionszonc des p-Kanal-Verstärkers 22
werden mittels einer aufgebrachten Metallisierung erhalten, so daß sich der Ausgangs- bzw. -V-Anschluß
ergibt.
Wie mit dem Schaltbild der F i g. 5 veranschaulicht, ist die Kathode der Auffangdiode (8 an Masse angeschlossen
(Substrat 26 befindet sich auf Massepotential), während die Anode mit der Senke des Rücksetzschal-
in ters 20 und der Steuer-Elektrode des Verstärkers 22
verbunden ist. Diese gemeinsame Verbindung (Metallisierung 62 der Fig. 4) bildet eine Schaltverbindung 64
mit einer verteilten Kapazität Cn gegenüber Masse. Eine solche verteilte Kapazität C\i besteht ebenfalls
zwischen der Steuer-Elektrode 34 des Multiplexschalters 16 und der Schaltverbindung 64. Ferner besteht eine
verteilte Kapazität Cf zwischen der Steuer-Elektrode
des Rücksetzschalters 20 und der Schaltverbindung 64. Diese Kapazitäten beeinflussen die Wirkungsweise der
Schaltung, wie das nachstehend dargelegt wird. Wie schon erwähnt, wird die Steuer-Elektrode 34 mit einem
Steuersignal Φμ beaufschlagt, während die Steuer-Elektrode
des Rücksetzschalters 20 mit einem Rücksetz-Steuersignal Φκ beaufschlagt wird. Die Rücksetz-Refe-
2-; renzspannung - VR beaufschlagt die Quelle des Rücksetzschalters
20, während eine geringfügig größere Vorspannung -(Vk \- Vte), worin Veb gleich einem
Emitter-ZBasis- Dioder.- Durchlaßspannungsabfall ist,
das Substrat des MOSf-ΈΤ-Rücksetzschalters 20 beauf-
JO schlagt. Dieses Substrat entspricht der p-Diffusionszone
54 der Fig. 4. Das Substrat des n-Kanal-MOSFET-Rücksetzschalters
20 ist etwas negativer vorgespannt als die Quelle, um eine Durchlaß-Vorspannung der
Senke gegenüber dem Substrat-Übergang zu vermei-
j5 den, wenn der Rücksetzschalter gesperrt wird. Wenn
beispielsweise Vp= -6 V und VVe=-0,7 V. wenn
nämlich die Spannung Φ« zwischen 0 und —6 V
schwankt, so sorgen die als Spannungsteiler wirkenden Kapazitäten C- und Cv bei Sperrung des Rücksetzschalters
20. d.h. für Φ«=-6,0ν dafür, daß eine der
Beziehung -6,0[GVfO■ + CnJ]= -0,2 V entsprechende
Spannung an der Schaltverbindung 64 auftritt, wobei typische Werte für Cr und Cn in der Größenordnung
von 0,035 pF bzw. 1,0 pF liegen. Die Spannung des Schaltkreises am Verbindungspunkt würde somit auf
-6,2 V, d.h. - VR + (-0.2 V) gehen. Mit der erhöhten
Vorspannung, d.h. —6.7V. die das Substrat des Rücksetzschalters 20 beaufschlagt kann jedoch die
Senke niemals negativer als das Substrat werden. Wenn somit der Rücksetzschalter gesperrt wird, bildet die
Schaltverbindung 64 einen Spannungspunkt mit verhältnismäßig
großer Zeitkonstante, die durch die Schaltverbindungspunkt-Kapazität Ca· und den Sperrwiderstand
der in Sperrichtung vorgespannten Auffangdiode 18
sowie den Senke-/Substrat-Übergang des Rücksetzschalters 20 gebildet wird.
Hinsichtlich des Verstärkers 22 liegt das Substrat auf Massepotential, da es praktisch Bestandteil des
η-leitenden Halbleiter-Substrats 26 der F i g. 4 ist Die Senkenelektrode ist mit einer negativen Vorspannung
— V gekoppelt und das Ausgangssignal des Lesekreises wird von der Quelle des Verstärkers 22 abgenommen.
Wie mit Fig.5 gezeigt ist der Ausgang des Verstärkers 22 mit dem Austast- und Haltekreis 24 über
eine Vorverstärkerstufe gekoppelt die einen Operationsverstärker 6ö und einen Rückkoppeiungswiderstand
68 aufweist Die Quellenelektrode des Verstärkers 22 ist femer mittels eines Potentiometers 70 vorge-
308 108/47
spannt, das /wischen cine (Quelle positiver Vorspannung
+ Vund einen Testwiderstand 72 geschaltet ist, der mit
dem Schleifer des Potentiometers 70 in Verbindung steht. Der Auslast· und llaltckreis 24 enthält einen
ersten oder »KIcninv-Kondeir-ator 74. dessen eines
Ende mit der Schalt verbindung- Kapazität Cv über den Ausgang des Operationsverstärkers 66 gekoppelt ist,
während sein anderes finde mit dem elektrisch gesteuerten Schalter 76 gekoppelt ist. der beispielsweise
von einem MOS-Schalter gebildet sein kann. Der
Schalter 76 ist mit einer negativen Referenzspannung — V( verbunden, die von einem /wischen Masse und das
Potential - V geschalteten Potentiometer 78 zur Verfügung gestellt wird. Der Schalter 76 läßt sich
entsprechend einer synchronisierten Steuerspannung öffnen und schließen, die einen Anschluß 80 des
Schalters 76 beaufschlagt und mit F i g. 6 veranschaulicht ist. Der Verbindungspunkt 82, der die gemeinsame
Verbindung zwischen dem Kondensator 74 und dem .Schalter 76 bildet, ist mit einem Eingang eines
Operationsverstärkers 84 gekoppelt, der an einem weiteren Eingang an der Referenzspannung — Vc des
Potentiometers 78 lieg!, die gleichzeitig als Klemmspannung oder Wiederaufladu.gs-Gleichspannung für den
Kondensator 74 und den Operationsverstärker 84 dient. Zusätzlich hat der Operationsverstärker ein Rückkopplungsnetzwerk
mit Widerständen 86 und 88. wobei der Widerstand 86 zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers
84 und dem Eingang des Operationsverstärkers 84 liegt, der mit der Referenzspannung - V(
beaufschlagt ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 84 speist einen zweiten elektrisch betätigten
Schalter 90. der in Abhängigkeit von einer weiteren synchronisierten Steuerspannung geöffnet und geschlossen
wird, die einem Anschuß 92 (vgl. Fig. 5) in ähnlicher Weise wie dem Anschluß 80 des Schalters 76
zugeführt wird.
Der Schalter 90 kann gewünschtenfalls ebenfalls von einem MOS-Schalter gebildet sein. Der Schalter 90 ist
mit einem zweiten oder »Austast«-Kondensator 94 gekoppelt, dessen anderes Ende an Masse liegt. Der
Verbindungspunkt 96. der die gemeinsame Verbindung zwischen dem elektrisch oetätigten Schalter 90 und dem
Kondensator 94 bildet, ist mit einem weiteren Operationsverstärker 98 gekoppelt, dem ein Rückkopplungsnetzwerk
mit einem veränderlichen Widerstand 100 und einem Festwiderstand 102 zugeordnet ist. Der
veränderliche Widerstand 100 verbindet dabei den Ausgang des Operationsverstärkers 98 mit einem
weiteren Eingang desselben. Der Ausgang des Operationsverstärkers ist mit einem Anschluß 104 verbunden,
der ein Video-Ausgangssignal des der Auffangdiode 18 zugeführten Minoritätsträger-Ladungspaketes abgeben
kann.
Die Arbeitsweise der Lese- und Signalverarbeitungs-Schaltung
nach der Erfindung läßt sich am besten in Verbindung mit den zeitgebenden Signalen verstehen,
wie sie mit den zeitlich einander zugeordneten Kurven der F i g. 6 veranschaulicht sind. Jede Taktperiode That
vier verschiedene zeitliche Subintervalle. Die Taktperiode T entspricht der Zeit, innerhalb der das
Zweiphasen-Taktsystem jedes Ladungspaket von einer Übergabeelektrode zu einer weiteren in dem mit F i g. 1
wiedergegebenen Schieberegister 14 um einen Schritt weiterbringt. Während die einzelnen Ladungspakete
verschoben werden, wird das letzte oder Ausgangs-Bit
des Schieberegisters ausgelesen und durch die Schaltung der Fig. 5 verarbeitet. Das Zeitdiagramm der
F i g. 6 enthält eine Kurve 106, die der Steuerspannung Φι entspricht, w.'s periodisch die parallele Über'ragung
aller Minoritätsträger-Ladungspakete von dem CCD-Aufbati
10 zu dem Schieberegister 14 mittels der ί Übergabe-Tore 12 bewirkt. Diese Kurve geht ins
Negative und erscheint vor dem Beginn der Gegenphnscn-Taktspannungen
Φι und <l>i, die mit den Kurven 108
bzw. 110 wiedergegeben sind. Die zweite Takispannung
Φι beaufschlagt die letzte Übergabe-Elektrode .32 des
ι« Schieberegisters (Fig. 2). Ein Ladungspaket wird von
dem vorletzten Bit des Schieberegisters nicht zum letzten Bit übertragen, ehe nicht die Potcmiulquelle
unter der letzten Übergabe-Elektrode 32 weiter ins Negative geht, was nach einer Hälfte einer Taktperiode
is Tder Fall ist. Während eines Teils der ersten Hälfte der
Taktperiode Twird die Steuer-Elektrode des Rückse.zschalters 20 mit einem Rücksctzsteuersignal '/ κ
beaufschlagt, so daß der Rücksetzschalter 20 auf ei:··
höheres Potential geht, d. h. von - b.O V auf 0 V. wie das
2i) mit der Kurve 1J2 veranschaulicht ist. 'wenn die Kurve
112 das Niveau von OV erreicht hat. wird der n-Kanal-MOSFET-Riicksetzschalter 20 eingeschaltet.
so daß die Verbindungspunkt-Spannung V',;. die an der Verbindungspunkt-Kapazität Cv auftritt, nach einem
anfänglichen Übergang
AV=C1(Vr- Vr)ICy+ Cv.
wobei Vr =-6,0 V und V>
(Schwellspannung der Schalteinrichtung)= -2,0 V. auf die Referenzspannung
J0 - VK geht. Nach dem Schaltübergang /?,>vCv = 10 ns ist
die Verbindungspunktspannung = — I'«. so daß die
Verbindungspunkt-Kapazität Cv aufgeladen wird. Beim Aufladen der Verbindungspunkt-Kapa/ität Cv weist die
Spannung - V'k eine Umbestimmtheit auf. die durch die
Nyquist-Spannung
ausgedrückt werden kann, wobei k gleich der Bolt/manschen
Konstante. Tgleich der Temperatur und Cv gleich
in der Verbindungspunkt-Kapazität sind.
Als nächstes wird das Rücksrtzsignal Φ« aufgehoben,
indem Φ ft wieder auf -6.0 V gebracht w d. Da die
Auffangdiode 18 in Sperr-Richtung vorgespannt ist und der MOSFET-Rücksetzschalter 20 sich nunmehr im
gesperrten Zustand befindet, wird die Entladungs-Zeitkonstante der Verbindungspunkt-Kapazität Cv extrem
lang (in der Größenordnung von 10 s) im Verhältnis zu
der Taktperiode T (die typischerweise weniger als 100 μ$ beträgt). Somit hält die Verbindungspunkt-Kapazität
Cvdie Ladung, die der Referenzspannung
entspricht. Dadurch wird das erste Subintervall »RESET« bestimmt, das auch als die »Rücksetz«-Zeit
bezeichnet wird. Im Anschluß daran umfaßt das zweite Subintervall »READ RESET« die Beaufschlagung des
elektrisch gesteuerten Schalters 76 in dem Austast- und Haltekreis 24 (der dann schließt) mit einer langdauernden
Steuerspannung entsprechend der Kurve 116.
Dadurch wird der Kondensator 74 parallel zur Verbindungspunkt-Kapazität Cv geschaltet und auf die
daran anstehende Spannung aufgeladen, wobei er an die Spannung — Vc angeklemmt ist. Die Kurve 116 kehrt
dann auf Nullniveau zurück, so daß der Schalter 76 öffnet Die Öffnung des Schalters 76 über die Kurve 116
beendet das zweite Subintervall, das auch als »Lese-Rücksetz«-Zeit bezeichnet wird, wobei die Spannung
am Kondensator 74 einen Wert annimmt, so daß die
Spannung
die die Verbindungspiinkt-Kapazität Cv beaufschlagt,
gelesen und "festgeklemmt« wird. Als nächstes .vim diu
F.lektrodc 34 (Fig. 2) des MUX-Schallers mit einem
negativen oder sinen niedrigen Wert annehmenden Steuersignal '/'((entsprechend der Kurve 118 der F i g. 6
beaufschlagt, worauf das Minoritätsträgerpaket in der Potentialijuelle unter der Übergabe-Elektrode 32 des
letzten Bits an die in Sperrichtung vorgespannte Aiiffangdiode 18 übertragen wird. Das Auffangen der
Minoritätsiräger führt zu einer Änderung der Spannung an der Verbindungspunkt-Kapazität Cv um eine
Spannung
wobei l\f die Spanmingsamplitude des »MUX«-Signals
Φ« der I- i g. 6 ist. Die Spannung an der Schaltverbindiing
64 wahrt nii dieses Subintcrvalls ist
wie das mit F" i g. 6 gezeigt ist, wobei Vs die
Signalspannung ist. Nimmt man an, daß der CCD-Aufbau 10 ein Abbildungs-Aufbau ist und das augenblickliche
Ladungspaket einem Dunkelwert entspricht, so nimmt die Spannung \'c, entsprechend der Kurve 114 ab.
während — wenn ein helles Signal erscheint — die Spannung V1-, positiver zu werden sucht. Das Steuersignal
Φκι wird dann aufgehoben, so daß das dritte
Subintervall »MINCARR SIG IN« wird, das auch als die »Minoritätsträger-Signaleingangs-rtZeit bezeichnet
wird. Wenn das »MUX«-Signal 'I'm von - V\t aut 0
absinkt, wie das mit F: i g. 6 gezeigt ist, wird eine Ladung
von der SchaltvcrL:r"lnnK 64 ;«ht>eführt, die + Vm
entsrri«.'1I. Dadurch wird die Schaltübergangsiadung
auj :r Signalverarbeitung eliminiert, wodurch der
dynamische Bereich der verarbeitenden Schaltung erhöht wird. Während des »RF.AD SIG« oder
»Auslese-Minoritätsträger-Signal«-SubIntervalls ist das
.Spannungsniveau der .Schaltverbindung 64
_ V »-A V ± (VJf -+ Vs= V4,
wobei Vs=CVCn der durch div Signalladung O1
bestimmte Signaleingang ist. Nachdem der Multiplexer 16 gesperrt worden ist. besteht die Ausgangsspannung
nm Kondensator 74 aus einem zeilbezogenen Referenzsignal
zwischen dem Hingangssignal p'us dem Rücksetzniveau und dem Rücksetzniveau, infolge
der Tatsache, daß der Schalter 76 sich jetzt im offenen Zustand befindet. Das vierte oder »Aus-Iege-Minoritätsträger-Signal«-Subintervall
tritt auf, nachdem c'er Multiplexschalter 16 sperrt, und ein
negatives oder abnehmendes Steuersignal beaufschlagt den zweiten Schalter 90 mit einem Signal entsprechend
der Kurve 120 in F: i g. b, das dem Anschluß 92 zugeführt
wird, worauf der Schalter 90 schließt. Da das Rücksetzniveau an der Schaltverbindung 64 nur
vernachlässigbar abfällt, weil die F.ntladungs-Zeiikonstantc
Roff-Cs extrem lang ist. führt die Schließung de.->
Schalters 90 zu einer ausgetasteten Spannung am Kondensator 94 die ein Maß für die Zeiidifferen/
zwischen dem Signal plus dem Rücksctzrmcau minus dem Rücksctznivciii ist. d. h.
\-vr-av+ κ,±(K1 2)"2] - \-vR-AV±(Kr)u2)= »:.
Die Entladungszeitkonstante /?o«Cv wird dabei
durch die Verbindungspunkt-Kapazität Cv und den dem gesperrten Zustand entsprechenden Widerstand gebildet,
der sich aus dem Übergang zwischen nichtleitender Senke und Substrat des Rücksetzschalters 20 sowie der
in Sperrichtung vorgespannten Auffangdiode 18 ergibt. Bemerkenswert ist an der so erläuterten Arbeitsweise.
<iaß das ausgetastete Rauschen, d. h. die Nyquist-Spanriüngöunbcjtimmtheit,
zu der »Lese-Rücksetzu-Zeit dieselbe ist wie sie zur »Lese-Minoritätsträger-Signal-
«Zeit ausgetastet wird. Daher läßt sich sagen, daß das Rauschen in Wechselbeziehung gebracht worden ist.
Aus dieser Art der Signalverarbeitung ergeben sich verschiedene wesentliche Vorteile, die besonders für
eine mit geringen Lichtwerten arbeitende Erfassung durch eine Abbildungsanordnung wichtig sind. Vor
allem werden Schaltübergänge oder Schaltüberschwingungen beseitigt, da die Durchführungsspannung
ausgetastet und während des »Lese-Rücksetz«-Subintervalls gehalten wird, wenn der Rücksetzschalter 20
sich im gesperrten Zustand befindet. Ebenso wird die gespeicherte Durchführt! gs-Ladungsüberschwingung
vom einschaltenden Multiplexschalter 16 »herausgezogen«, wenn der Schalter gesperrt wird. Weiter führt der
Austast- und Haltevorgang zu einer Beseitigung der Nyquist-Raurciikoniponer.ien, da die Ladungspaket-Signalspannung
von dem Schieberegister auf einen bekannten Rücksetzwert multipiexiert wird, d. h. der
zuvor ausgetastete und gehaltene Rücksetzwert
anderen Worten, es ist ein zeilbezogenes Verfahren zur
Entfernung des Nyquist-Rausehens geschaffen worden. Ebenso orgt die Erfindung für eine Dunkelwert-Subtraktion,
um den dynamischen Bereich zu erhöhen und
.μ für Gleichförmigkeit über dem Aufbau zu sorgen. Das
Videosignal ist an eine Referenzspannung - V, angeklemmt, was analog der Gleichspannungs-Wiederaufladung
in Aufnahnieröhren ist.
Die Analog-Signalverarbeitungseinrichtung woist in-
4j sofern ein weiteres wesentliches Merkmal auf. als
dadurch die l/f-Rauschkomponente in dem Signal, der Auffangdiode, dem Rücksetzschalter und dem Elektrometer-Verstärker
verlängert werden kann. Um dies zu verstehen, kann eine einfache Analyse durchgeführt
so werden, die zeigt, daß die Verarbeitungseinrichtung-Übergangsfunktion
sich wie folgt schreiben läßt:
\Η(ω)Ϋ = ft (sin2
— der Rauschspannungsantei! von Λ\λ\ Rf-rksetzscH»!-
ter — wird in den? Ziii-iifferenzvorga'ig beseitigt '**'".
worin OJ = Zt f, Hn einstellbare Verstärkung T0 die
Zeitdifferenz zwischen Lesevorgängen, wie das mit Fig. 6 gezeigt ist, und RC die Zeitkonstante des
Vorverstärkers 66 der F i g. 5 sind. Wenn 1//-Rauschen
auftritt, sorgt die obengenannte Übergangsfunktion für eine Unterdrückung des Rauschenergiespektrums bei
niedrigen Frequenzen, während das Signal ungedämpft und verstärkt passieren kann. Diese Zusammenhänge
sind mit F i g. 7 veranschaulicht, wo eine Kurve 122 das Ι/ω-Rauschenefgiespektrum am Eingang der Verarbeitungseinrichtung
zeigt, während eine Kurve 124 das Rausclienergiespektrum am Ausgang der Verarbei-T-jngseiiuichlüMg
und die Kurve 126 die Übergangsfunk-
tion \Η(ω)\2 wiedergeben.
Die vorliegende Erfindung ist somit auf eine Lese- und Signalverarbeitungs-Schaltungsanordnung für einen
parallel-/seriellumwandelnden CCD-Aufbau gerichtet, wobei das weiße Rauschen, d. h. das Nyquist-Rauschen,
zunächst gemessen und dann der Signalwert
selbst, einschließlich des weißen Rauschens, gemessen
wird. Es erfolgt dann eine Subtraktion der beiden Größen, wodurch das Rauschen in einem zeitbezogenen
oder Zeitwechselbeziehungsvorgang innerhalb derselben Taktperiode beseitigt wird.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (8)
1. Schaltung zur gleichzeitigen Ablesung und Signalverarbeitung einer ladungsgekoppelten An-Ordnung
mit einer Mehrzahl taktgesteuerter Übergabeelektroden und mit einem Minoriiätsträgerdetektorkreis,
gekennzeichnet durch einen Minoritätsträgerschalter (16), mit einer an ein periodisches Steuersignal (Φμ) angekoppelten
Steuerelektrode (34), die zwischen dem Detektorkreis (18) und einer Übergabeelektrode (30, 32) der
ladungsgekoppelten Anordnung angeordnet und in Abängigkeit von dem Steuersignal (Φμ) während
eines dritten vorgegebenen zeitlichen Subintervalls einer Minoritätsträgertaktperiode betätigbar ist, um
ein Minoritätsträgerpaket in den Detektorkreis (18) einzusteuern: ein Feldeffektschaltelement (20) eines
ersten Halbleitertyps, das als zwischen eine vorgegebene Referenzspannung (- Vr) und den Detektorkreis
(18) geschalteter Rücksetzschalter (20). ferner in Abhängigkeit von einem zweiten periodischen
Steuersignal (Φ11) betätigbar ist, um während eines
ersten vorgegebenen zeitlichen Subintervalls (RESET) der Taktperiode (T) leitend zu werden; ein
Feldeffektschaltelement (22) eines zweiten Halbleitertyps, das als Verstärker (22) betätigbar ist und
eine mit einem Verbindungspunkt (64) zwischen dem Feldeffektschal'element (20) des ersten Halbleitertyps
und dem Detektorkreis (18) gekoppelte EingangseleHrode (G) hat, wobei der Verbindungspunkt (64) eine Verbindungspunktkapazität bildet
(CN. CF. CM), die wahrend des ersten zeitlichen
Subintervalls (RESET) au', die Referenzspannung (— VV aufgeladen wird; einen .uslast- und Haltekreis
(24, Fig.5) mit einem ersten, mit einer Ausgangselektrode (S)des Feldeffektschaltelements
(22) zweiten Halbleitertyps gekoppelten Kondensator (74), der mit einem ersten elektrisch betätigbaren
Schalter (76) gekoppelt ist, der seinerseits in Abhängigkeit von einem dritten periodischen
Steuersignal betätigbar ist, um so den Schalter (76) während eines zweiten vorgegebenen zeitlichen
Subintervalls (READ RESET) der Taktperiode (T) zu schließen, so daß der erste Kondensator sich auf
die an der Verbindungspunktkapazität (CN) auftretende Referenzspannung (- Vr) auflädt, wobei der
Minoritätsträgerschalter (16) anschließend während des dritten zeitlichen Subintervalls (MIN CARR SIG
IN) betätigbar wird, währenddessen ein Minoritätsträgerladungspaket
mit dem Detektorkreis (18) und einer dafür repräsentativen Signalspannung mit dem
ersten Kondensator (74) gekoppelt wird, so daß sich eine Spannungssubtraktion ergibt, sowie durch einen
zweiten elektrisch betätigten Schalter (90). der in Abhängigkeit von einem vierten periodischen
Steuersignal betätigbar ist, um den zweiten Schalter (90) während eines vierten und letzten vorgegebenen
zeitlichen Subintervalls (READ SIG) der Taktperiode (T) zu steuern, ferner durch einen
/weilen Kondensator (94) zur Auslastung der Spinnning an dem ersten Kondensator (74) während
des vierten zeitlichen .Subintervalls (READ SIG) und zur Abgabe eines Videosignals (VG) des daran
anstehenden Minoritätsträgersignals. <v*>
2. Schaltung nach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet,
daß clic reldcffcktschaltelcmente (20, 22) des ersten Iw. /weiten I lalbleitertyps Metalloxidhalbleitertransistoren
(MOS-Transistoren) enthalten.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der MOS-Transistor (20) des ersten Halbleitertyps ein n-Kanalschaltelement und der
MOS-Transistor des zweiten Halbleitertyps (22) ein p-Kanalschaltelement aufweist.
4. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei der Minoritätsträgerdetcktorkreis eine Diode uufweist,
dadurch gekennzeichnet, daß die Feldeffektschaltelemente
(20,22) des ersten und zweiten Halbleitertyps komplementäre MOS-Transistoren aufweisen, die
jeweils eine Steuerelektrode (G), eine Quellen- (S) sowie eine Senkenelektrode (D) haben und daß die
Quellenelektrode (S) des MOS-Transistors des ersten Halbleitertyps (20) mit der Referenzspannung
(— Vg) gekoppelt ist, während die Senkenelektrode
(D) mit der Diode (18) und die Steuerelektrode (G) mit dem zweiten periodischen Steuersignal (Φκ)
gekoppelt isL
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4. dadurch gekennzeichnet, daß der MOS-Transistor
des ersten Haibleilertyps (20) ein Substrat (SUB) aufweist, das mit einer zweiten vorgegebenen
Referenzspannung (—(Vr+ VEB)) gekoppelt ist,
deren Amplitude die Amplitude der ersten vorgegebenen Referenz*.pannung (— Vr) übersteigt und die
gleiche Polarität wie die erste Referenzspannung hat.
6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der MOS-Transistor (22) des zweiten
Halbleitertyps eine Steuer- (G), eine Quellen- (S) sowie eine Senkenelektrode (D) aufweist und die
Steuerelektrode (G) die Eingangselektrode, die Quellenelektrode (S) die mit dem Auslast- und
Haltekreis (24) gekoppelte Ausgangselektrode bildet und die Senkenelektrode (D) mit einem
Vorspannungspotential (- '//gekoppelt ist.
7. Verfahren zum Betrieb eine ladungsgekoppelten Anordnung nach einem oder mehreren der
Ansprüche 1 bis 6, zur gleichzeitigen Ablesung und Signalverarbeitung von Minoritätsträgersignalpaketen,
dadurch gekennzeichnet, daß aufeinanderfolgend der Halbleiterrücksetzschalter (20) geschlossen
und eine Schaltkreisverbindungspunktkapazität (Cn), die eine gemeinsame Verbindung mit dem
Minoritätsträgerdetektorkrcis (18) hat, mit einer Referenzspannung (Vr)beaufschlagt wird, wobei die
Referenzspannung (Vr) eine Unbestimmtheit entsprechend der Nyquist-Rauschspannung
hat, wenn diese an die Schaltkreisverbindungspunktkapazität (Cn) angelegt wird: daß hierauf der
Rücksetzschalier (20) geöffnet wird; die an der Verbindungskapazität (Cn) auftretende Referenzspannung
(Vr) durch Anlegen eines Kondensators (74, 96) parallel zu der Verbindungspunktkapazität
(Cn) gelesen und gehalten wird; eine Seite (82, 96) des Kondensators (74, 94) von einer Seite der
Verbindungspunktkapa/ität (Cn) abgetrennt wird,
dem Dctcktorkreis (18) 7.11 verbunden bleibt; ein Minoritätsträgersignal = paket (hy) in den Detektorkreis
(18) eingekoppelt wird, so daß die Minoritätsträger den Ladungszustand der Verbindungspunktkapazität
(Cs) und des Kondensators (74) ändern; und schließlich die Spannung über dem
Kondensator abgelesen, ferner die Spannung über
dem Kondensator abgetastet wird, die die Differenz zwischen der Referenzspannung (Vr) und dem
Signal plus der Referenzspannung bildet, so daß die Nyquist.-Spannung (Vn) und Schalt-Überschwingungen
aus dem Ausgangssignal entfernt und damit der dynamische Bereich verbessert sowie eine
l/ARauschfilterüng des Schaltkreises geschaffen
wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dau bei Schaltung eines Kondensators (74)
parallel zu der Verbindungspunkt-Kapazität zusätzlich die Spannung an dem Kondensator an eine
zweite Referenzspannung Vc»geklemmt« wird.
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