DE2336355A1

DE2336355A1 - Phasensteuervorrichtung fuer die demodulation von bipolaren signalen

Info

Publication number: DE2336355A1
Application number: DE19732336355
Authority: DE
Inventors: Rene Filaferro; Francois Hebert
Original assignee: Alcatel CIT SA; Compagnie Industrielle de Telecommunication CIT Alcatel SA
Current assignee: Alcatel CIT SA
Priority date: 1972-07-19
Filing date: 1973-07-17
Publication date: 1974-02-07
Also published as: IE38040L; US3891927A; GB1421974A; DK134959B; CA1023013A; IE38040B1; FI57198C; DK134959C; IT992652B; LU68026A1; FI57198B; NO143414B; NO143414C; NL7310091A

Description

C 27

1225110

Js/F/RCH 2336355

F 8271 - F 8307

'AUlW

COMPAGNIE INDUSTRIELLE DES TELECOMMUNICATIONS CIT-ALCATEL 12_r rue de la Baume, 75008 PARIS (Frankreich)

PHASENSTEUERVORRICHTUNG FUR DIE DEMODULATION VON BIPOLAREN SIGNALEN

Die Erfindung gehört in das Gebiet der Datenübertragung mit Hilfe bipolarer Signale. Sie betrifft eine Phasensteuervorrichtung einer Trägerfrequenz von 2880 Hz, mit der das empfangene Signal (480 - 2880 Hz-Band) in das Basisband (0 - 2400 Hz) umgesetzt wird. Diese Korrektur beruht auf formalen Kennzeichen des Signals im Basisband. Als Anwendungsbereich ist der Einsatz bei Empfängern für Datenübertragung vorgesehen.

Bei der Datenübertragung wird einem zweiwertigen Signal (0,1), das die übertragung einer Gleichstromkomponente erfordert, häufig ein bipolares Signal mit drei Ebenen (+1,0,-1) vorgezogen, das von diesem Zwang befreit ist. Für den vorlie-

309886/0884 ../

genden Fall sei das verwendete Signal ein bipolares miteinander verschränktes Signal zweiter Ordnung. Wie bekanntwerden bei diesem Signaltyp die Bits "1", die auf gerade Takte folgen, abwechselnd durch £l, -ξ.1, ξ.1, -£l, usw. wiedergegeben, die Bits "1", die auf ungerade Takte folgen, durch £»1, -£^fl, ξ/1, -£.*!, usw., wobei £ und £* beliebig positiv oder negativ sein können, jedoch während der Übertragung einer Nachricht unverändert bleiben.

Bekanntlich gibt es bei einem idealen bipolaren Signal zwischen einem fallenden Übergang von + nach 0 und einem Übergang von 0 nach -, der ihm folgt, eine Stufe 0. Ebenso gibt es zwischen einem steigenden übergang von - nach 0 und einem steigenden übergang von 0 nach +, der ihm folgt, eine Stufe 0.

Andererseits wird üblicherweise für das Umsetzen in das Basisband von 0 - 2400 Hz des in dem Band von 480 - 2880 Hz empfangenen Signals ein Modulator verwendet, in den einerseits das im 480 - 2880 Hz-Band empfangene Signal und andererseits eine Trägerfrequenz fo = 2880 Hz eingegeben wird.

Ist die Phase der Trägerfrequenz fo richtig, so findet man tatsächlich an den gewünschten Stellen eine Stufe 0 vor; anderenfalls erhält man entweder eine positive oder eine negative Stufe, je nachdem, in welcher Richtung die Trägerfrequenz phasenverschoben ist.

Zur Umsetzung des empfangenen bipolaren Signals in ein zweiwertiges enthält ein Modem einen positiven Begrenzer, der

309886/088/»

3 233635S

positive Rechteckimpulse liefert und einen Übergang (0,+) von einem darauffolgenden Übergang (+,0) trennt, sowie einen negativen Begrenzer, der negative Rechteckimpulse liefert, die einen Übergang (0,-) von dem darauffolgenden Übergang (-,0) trennt. Durch Summieren der Ausgangssignale der beiden Begrenzer erhält man das rekonstruierte zweiwertige Signal.

Die Erfindung verwendet diese üblicherweise in einem Modem eingesetzten Bauteile. Sie besteht darin, das im Basisband befindliche bipolare Signal zwischen dem Augenblick, wo es den (z.B.) positiven Begrenzerpegel verlasst, und dem Augenblick, wo es den negativen Begrenzerpegel erreicht, zu integrieren. Falls andererseits das Signal, nachdem es den positiven Begrenzerpegel verlassen hat, ein weiteres Mal den positiven Begrenzerpegel erreicht, ohne den negativen Begrenzerpegel berührt zu haben, so wird der betreffende Signalanteil bei der Integration nicht gezählt.

Man kann die Integration auch zwischen dem Augonblick,wo das bipolare Signal im Basisband den negativen Begrenzerpegel verlässt, und dem Augenblick, wo das Signal den positiven Begrenzerpegel erreicht, vornehmen und noch dazu üblicherweise eine Korrekturfolge des ersten Typs und eine Korrekturfolge des zweiten Typs zur Erhöhung der Sicherheit verwenden.

Das unter diesen Umständen erhaltene integrierte Signal wird dazu benutzt, die Phase der Trägerfrequenz fo auf den gewünschten Wert einzustellen, indem auf den Ausgang des Modulators ein Signal im Basisband gegeben wird, das den oben genannten Kriterien entspricht.

Gemäss einem ersten Ausführungsbeispiel ist das integrierte Signal in einem Synchronisationskreis enthalten, zu dem ein elektronisch gesteuerter Phasenschieber gehört, der auf eine Trägerfrequenz fo = 2880 Hz einwirkt, die mit dem empfangenen Signal (480 - 2880 Hz-Band) übertragen und durch Filterung ausgesondert wird.

Gemäss einem zweiten Ausführungsbeispiel ist das integrierte Signal in einem Synchronisationskreis enthalten, zu dem ein elektronisch gesteuerter Oszillator gehört. Dieses zweite Beispiel bringt im Vergleich zum ersten eine Vereinfachung mit sich, da es keine Leitungsübertragung der Trägerfrequenz fo sowie keine Filterung erfordert, die zum Aussondern dieser Trägerfrequenz aus dem empfangenen Spektrum notwendig ist.

An Hand der beiliegenden Zeichnung wird die Erfindung näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt schematisch einen Apparat, bei dem das oben dargelegte Funktionsprinzip gemäss dem ersten Ausführungsbeispiel eingesetzt ist.

Fig. 2 zeigt im einzelnen einen Teil der Fig. 1.

Fig. 3 stellt die Signalformen in Abhängigkeit von der Zeit dar, die dem grundlegenden Prinzip der Erfindung entsprechen.

Fig. 4 zeigt schematisch einen Apparat gemäss dem zweiten Ausführungsbeispiel.

FIGUR 1 - Das empfangene Signal Sl (480 - 2880 Hz) wird in einen Modulator X geleitet, der im übrigen die Trägerfrequenz fo (2880 Hz) phasenblockiert erhält, die dem Signal entnommen wird, das durch einen Bandfilter Fl (2880 Hz) empfangen wird und das die nicht-phasenkorrigierte Trägerfrequenz fo liefert; letztere wird in einen Phasenentzerrer Y geleitet, den sie nach Durchlaufen eines Verstärkers A6 und eines Begrenzers E3 entzerrt verlässt.

Am Ausgang des Modulators X, und zwar nach einem Tiefpassfilter F2, wird das im Basisband befindliche Signal S2 (0 - 2400 Hz) erhalten und auf einen negativen Begrenzer El und einen dazu parallelgeschalteten positiven Begrenzer E2 gegeben. Die Signale el und e2 aus den Begrenzern El bzw. E2 werden in ein Summationsteil ·£ gegeben, das am Ausgang ein entsprechendes zweiwertiges Signal S3 liefert.

Gleichzeitig werden die Signale el und e2 einem Logikteil L zugeführt, der ebenfalls das Signal S2 im Basisband empfängt und ein Dauersignal T liefert, das nur langsam veränderlich ist und das in den Eingang des Phasenentzerrers Y geleitet wird.

FIGUR 2 - Sie zeigt schematisch ein Ausführungsbeispiel des Logikteils L aus Fig. 1.

Der Rahmen I stellt eine Untereinheit für die Vorbehandlung der begrenzten Signale el und e2 dar.

Der Rahmen II bezeichnet eine Probennahmeuntereinheit,

309886/0R8Ä

der Rahmen III eine Vorintegrationsuntereinheit, der Rahmen IV eine Integrationsuntereinheit.

Der Logikteil L umfasst die vier Untereinheiten I, II, III, IV.

Das durch einen Verstärker Al verstärkte Signal el (s. Fig. 1) durchläuft den Schaltkreis mit zwei parallelen Zweigen (Inverter Nl und Ableitschaltung Ro, Co) , dem eine ÜIJB-Torschaltung N2 folgt. N2 liefert einen kurzen Impuls {etwa. 20/us z.B.) als Antwort auf die Erregung durch el.

Das durch einen Verstärker A2 verstärkte Signal e2 wird über eine erste monostabile Kippstufe Ml (Dauer Zl) mit nachfolgender zweiter monostabiler Kippstufe M2 (Dauer T2), der wiederum eine dritte monostabile Kippstufe M3 (Dauer f3) folgt, geleitet.

Am Ausgang jeder dieser drei Kippstufen Ml, M2, M3 sind Inverter N3, N4 und N5 in Reihe geschaltet.

Der Ausgang der Torschaltung N2 und der Ausgang des Inverters N5 sind mit den Eingangen einer ÜTHJ-Schaltung No verbunden.

Das Signal S2 (Rahmen II) wird durch ein Probennahmeoi-gan empfangen, das durch einen Feldeffekttransistor Wl gebildet wird, dessen Senke mit einem Ladungskondensator Cl verbunden ist. Die Quellenklemme ist über einen Widerstand R4 mit dem Signal S2 verbunden. Die Torklemme empfängt das Ausgangssignal von M2, das durch einen Verstärker A3 mit in Reihe geschaltetem Eingangswiderstand R2 verstärkt wurde.

../ 309386/0 8 84

Der Kondensator Cl kann durch einen Feldeffekttransistor W2 kurzgeschlossen werden, dessen Quellenklemme mit der Senkenquelle von Wl verbunden ist, dessen Senkenklemme an Masse liegt und dessen Torklemme das durch einen Verstärker A4 verstärkte Ausgangssignal von Ml erhält. Der Verstärker A4 basitat einen in Reihe geschalteten Eingangswiderstand Rl.

Die Quellenklemme von W2 ist ebenfalls an die Quellenklemme eines Feldeffekttransistors W3 angeschlossen (Rahmen III), dessen Torklemme das Ausgangssignal von N6 erhält, das durch einen Verstärker A5 mit einem in Reihe geschalteten Eingangswiderstand R3 verstärkt wurde. Die Senkenklemme von W3 ist einerseits mit einem Kondensator C2 verbunden, andererseits mit der Torklemme eines Feldeffekttransistors W4 (Rahmen IV), dessen Quellenklemme an den positiven Pol einer Spannungsquelle angeschlossen ist und dessen Senkenklemme einerseits über einen Widerstand R5 an Masse liegt und andererseits mit einem negativen Eingang eines Verstärkerintegrators A7 über einen Widerstand R6 verbunden ist. Die Plusklemme des Verstärkers A7 ist über einen Widerstand R7 mit dem Schieber eines veränderlichen Widerstands R*7 verbunden, der zwischen den positiven und negativen Pol einer Spannungsquelle geschaltet ist.

Die Ausgangsleitung T des Verstärkerintegrators A7 ist mit dem Eingang des Phasenschiebers Y (Fig. 1) verbunden.

Der Phasenschieber Y empfängt vom Ausgang des Filters Fl (Fig. 1) die an der Basis eines Transistors Q in der Phase zu korrigierende Frequenz fo. Der Kollektor dieses Transistors

309888/0B8A

Q steht über einen Widerstand R8 mit dem Pluspol einer Spannungsquelle in Verbindung, ihr Emitter liegt über einen Widerstand R9 an Masse. Der Kollektor von Q steht ausserdem mit der Quellenklemme eines Feldeffekttransistors W5 über einen Kondensator C3 hoher Kapazität (z.B. 100/u F) in Verbindung. Der Emitter von Q ist über einen Kondensator Ck geringerer Kapazität, z.B. 0,1/u F, mit der Senkenklemme von W5 verbunden. Die Senkenquelle von W5 ist mit der Torklemme eines Feldeffekttransistors W6 verbunden, dessen Senkenklemme an + und dessen Quellenklemme über einen Widerstand RIO an Masse liegt. W5 arbeitet als variabler Widerstand, der durch das auf seine Torklemme gegebene Signal T gesteuert wird.

Die Quellenklemme von W6 ist durch einen Kondensator C5 mit dem Eingang des Verstärkers A6 (s. Fig. 1) verbunden.

Über den Begrenzer E3 wird die phasenkorrigierte Trägerfrequenz fo dem Modulator X zugeführt, der im übrigen das Signal Sl (s. Fig. 1) erhält. Das Signal im Basisband S2 erscheint nach dem Filter F2.

Im übrigen wird das Signal S2 auf die Begrenzer El und E2 gegeben, und die begrenzten Signale werden in den Schaltkreis 1 (s. Fig. 1) weitergeleitet.

FIGUR 3 - Sie enthält sieben graphische Darstellungen

Die graphische Darstellung (a) zeigt die Form eines angenommenen bipolaren Signals, welches für eine Dauer von etwa

309886/0884

zehn Takten dargestellt ist. Die Taktfolge ist unten in der Darstellung (a) angegeben.

Die ansteigende Flanke des Taktsignals kennzeichnet die Trennung der einzelnen Schritte. Für eine Telegrafiegeschwindigkeit von 4800 Baud beträgt ein Telegrafieschritt etwa 208 ms. In der graphischen Darstellung (a) wurden die positiven und negativen Begrenzungspegel (EL bzw. E2) gekennzeichnet.

Kurve (b) zeigt das Signal e2: es weist eine negative Flanke auf, wenn das Telegrafiesignal unter den Wert E2 absinkt, und eine positive Flanke, wenn es über diesen Wert ansteigt.

Kurve (c) zeigt das Signal el: hier erscheint eine positive Flanke, wenn das Signal den negativen Begrenzungspegel unterschreitet, und eine negative Flanke, wenn das Signal den negativen Begrenzungspegel überschreitet.

Kurve (d) stellt das Signal (Rechteckimpuls der Dauer "^i) dar, das durch die monostabile Kippstufe Ml an der Torklemme von W2 geliefert wird.

Kurve (e) stellt das Signal (Rechteckimpuls der Dauer f2) dar, das durch die monostabile Kippstufe M2 an der Torklemme von Wl geliefert wird.

Kurve (f) stellt das Signal (Rechteckimpuls der Dauer f3) dar, das durch N5 auf einen Eingang der Torschaltung N6 gegeben wird.

Kurve (g) zeigt einen kurzen Impuls einer Dauer Xk (etwa 20/us), der durch den positiven Anstieg des Signals el

309886/0884

(Kurve (c)) ausgelöst wird. Der als durchgezogene Linie dargestellte Impuls Vk, der während eines Rechteckimpulses auftritt, bedeutet einen tatsächlichen Umsetzungsbefehl. Die gestrichelt gezeichneten Impulse, die ausserhalb eines Rechteckimpulses T3 auftreten, sind nicht wirksam werdende Umsetzungssignale.

ARBEITSWEISE - Der Abtastprozess beginnt, wenn das Signal den positiven Begrenzerpegel unterschreitet: die negative Flanke von (b) löst einen Impuls *tl (d) aus, der den Ladungskondensator Gl über W2 kurzschliesst und ihn so entlädt.

Der Feldeffekttransistor Wl wird während XZ freigegeben: der Kondensator Cl lädt sich unter dem Einfluss des Signals,

Tritt während eines Umsetzungsfensters 7Γ3 (Kurve f) ein Umsetzungsbefehl (Kurve g) auf, wird W3 durch den Ausgang von N6 freigegeben, die Ladung von Cl wird auf C2 übertragen, der mit Hilfe des Feldeffekttransistors W4 hoher Eingangsimpedanz die Ladung auf den negativen Eingang des Verstärkerintegrators A7 überträgt.

Tritt jedoch ein Umsetzungssignal (gestrichelt gezeichnet in Kurve g) ausserhalb eines Umsetzungsfensters Ϊ3 auf, so wird es von N6 gesperrt.

Die Zeiträume Tl, ?2, T3 sind nicht kritisch. Es sei beispielsweise Tl - 5Cyus, ΊΤ2 etwa 1,5 mal die Dauer eines Telegrafieschritts m, 7T3 etwa 0,75 mal die Dauer eines Telegraf ieschritts. Für eine Telegrafiegeschwindigkeit von 4800 Baud ergibt sich für m = 208/us oder XZ » 270/us, 13 « 130/us, z.B. mit 74 fts20/us.

../ 30988 6/0884

U 233635S

FIGUR 4 - Eine nicht hier dargestellte Übertragungsleitung gibt auf eine Eingangsklemrne ein bipolares Signal S, das nach einem Bandfilter Fl (480 - 2880 Hz) ein Signal Sl liefert, das wiederum an einen Eingang eines Modulators X mit zwei Eingängen weitergeleitet wird. Nach einem Tiefpassfilter F2 mit einer Grenzfrequenz von 2400 Hz erhalt man ein bipolares Signal im Basisband S2, das auf zwei Begrenzer El(-) und E2(*) gegeben wird, die zwei Ausgangssignale el bzw. e2 liefern. Die Signale el und e2, die in einem Addierer £ addiert werden, liefern am Ausgang ein zweiwertiges Signal S3.

Im übrigen werden die Signale S2 einerseits und el -und e2 andererseits in einen Logikteil L gegeben, der dem an Hand der Fig. 2 beschriebenen Logikteil L gleicht.

Das Ausgangssignal des Logikteils L läuft durch ein Tiefpassfilter F3, das als Verzögerungsorgan wirkt and eine Grenzfrequenz von etwa 5 Hz besitzt, und wird anschliessend durch einen Verstarker A verstärkt, dessen Ausgangssignel T zur Steuerung eines elektronisch gesteuerten Oszillators J verwendet wird. Aus Gründen technischer Vereinfachung schwingt der Oszillator J nicht in der Frequenz fo = 2880 Hz, sondern mit einer Frequenz F, die das N-fache davon ist. Im vorliegenden Fall wurde für N der Wert 32 gewählt. Daraus ergibt sich F - 92160 Hz.

Nach einem Teiler D für den Divisor N (z.B. N = 32), der an den Oszillator J geschaltet ist, erhält man die Frequenz fo, die auf den zweiten Eingang des Modulators X geleitet wird.

../ 309886/Ό88&

Bei einem Ausführungsbeispiel werden folgende Parameterwerte gewählt:

Einfangbereich für die Regelung (auf der Ebene der Tragerfrequenz fo): Λ f = + 7 Hz. Wie bei allen Frequenzsteuerkreisen ist die erfindungsgemässe Vorrichtung mit einem Frequenzabtastsystem ausgestattet, das hier nicht dargestellt ist und mit dem die Frequenz des Oszillators J in den Regelbereich gebracht wird.

Maximale Sperrzeit: 300 ms.
Maximale Phasenabweichung: Δ/u = 5°. Schwebungen der Tragerfrequenz: 2% der Periode.

Das Signal T ändert sich entsprechend der Phasendifferenz zwischen der Trägerfrequenz, die beim Aussenden für das Umsetzen eingesetzt wurde, und der beim Empfang rekonstruierten Trägerfrequenz. Es kann zwei Werte annehmen, die zwei um 180° voneinander abweichenden Phasenlagen entsprechen. Dies hat keinerlei Bedeutung, da die Begrenzung der durch den Demodulator gelieferten Signale ihrer Polarität jegliche Bedeutung nimmt, da nach der Begrenzung sowohl ein positives als auch ein negatives Signal in eine logische "1" umgesetzt wird (el, e2).

- Patentansprüche 309886/0884

Claims

PATENTANSPRÜCHE

Phasensteuervorrichtung ffrr die Demodulation von bipolaren Signalen zur Erzielung der synchronen Demodulation einer amplitudenmodulierten Welle durch ein "bipolares Signal, die funktionsmassig einem an sich bekannten Modem zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass sie mindestens eine Vorrichtung enthält, mit der das bipolare Signal im Basisband zwischen dem Augenblick (Tl), wo das Signal einen positiven (bzw, negativen) Begrenzungspegel verlässt, und dem Augenblick (T2), wo das Signal einen negativen (bzw. positiven) Begrenzungspegel erreicht, integriert wird und mit dem ein Signalabschnitt, der den positiven (bzw. negativen) Begrenzungspegel verlässt und anschliessend wieder den positiven (bzw. negativen) Begrenzungspegel erreicht, von der Integration ausgeschlossen wird.
2. Phasensteuervorrichtung getnäss Anspruch 1, die mit einem Ladungskondensator und einem Verstärkerintegrator arbeitet, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung ein Mittel besitzt, um den Kondensator während einer Dauer (Tl) nach dem Augenblick (Tl) zu entladen, um den Ladungskondensator während eines Taktes (Γ2), der auf ('Cl) folgt, zu laden, um ein Umsetzungsfenster während eines Taktes (T3), der auf (T2) folgt, zu schaffen, um ein Umsetzungssignal der Dauer CtT4) hervorzurufen, das für die Übertragung der Ladung des Ladungskondensators auf den Eingang des Verstärker-

• 30388R/088A

integrators wirksam wird, wenn das Signal während der Dauer (r3) auftritt, wobei die Dauern (?2) und (T3) mit vorzugsweise etwa 1,5 m und 0,75 tn gewählt werden, wobei m die Dauer des Telegrafieschrittes darstellt und die Dauern (ti) und (?4) erheblich kürzer sind.
3. Phasensteuervorrichtung gemäss Anspruch 2, d a durch gekennzeichnet, dass sie einen ersten Feldeffekttransistor oder ein analoges Element besitzt, mit dem der Ladungskondensator durch das Signal im Basisband aufgeladen wird, weiter einen zweiten Feldeffekttransistor oder analoges Element, mit dem der Ladungskondensator kurzgeschlossen wird, sowie einen dritten Feldeffekttransistor oder analoges Element enthält, mit dem die Ladung des Kondensators auf einen Übertragungskondensator geleitet wird, der mit dem Eingang des Verstärkerintegrators verbunden ist.
4« Phasensteuervorrichtung gemäss den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das integrierte Signal in einem Synchronisationskreis enthalten ist, der einen elektronisch gesteuerten Phasenschieber enthält, der auf eine mit dem empfangenen Signal übertragene und durch Filter ausgesonderte Trägerfrequenz einwirkt.
5. Phasensteuervorrichtung gemäss den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das integrierte Signal in einem Synchronisationskreis enthalten ist, der einen elektronisch gesteuerten Oszillator enthält.

30988R/088A

Leerseite