NO143414B - Apparat for demodulering av en boelge som er amplitydemodulert med et bipolart signal - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse gjelder et apparat for synkron demo dulering av en bølge som er amplitydemodulert med et bipolart signal med gitt klokkefrekvens, idet apparatet omfatter en modulator som tilføres den modulerte bølge samt en bærebølge og er innrettet for etter filtrering å

avgi det bipolare signal i grunnbåndet, mens bærebølgen fasereguleres ved hjelp av et styresignal avledet fra grunnbåndsignalet.

Ved datatransmisjon er det kjent at anvendelse av bivalente signaler (0,1) medfører overføring av en likestrømkomponent. Det foretrekkes derfor ofte å anvende et bipolart signal

med tre nivåer (+1,0, -1).

Et sådant bipolart signal opprettes ved å kode et bivalent signal ^om i de enkelte tidsperioder av et klokkesignal opp-viser en ener-bit og/eller en null-bit. Det bivalente signals ener-bit som opptrer i klokkesignalets tidsperioder med odde nummer (1,3,5 osv.), kodes da avvekslende med

e .1, -£.1, e. 1 , -e-i osv., mens det bivalente signals ener-bit som opptrer i taktsignalets tidsperioder med like nummer (2,4,6 osv.) kodes avvekslende med e'.1, -e'•1, e'.1, -E'.1 osv. Det er to mulige verdier for henholdsvis eog e', nemlig +1 og -1, hvilket gir fire forskjellige muligheter for det bipolare signal.

Ved et ideelt, bipolart signal er det kjent at det forekommer et avsnitt med nullnivå mellom en overgang fra positiv verdi til nullnivået og en overgang fra nullnivået til negativ verdi. Likeledes vil det være et avsnitt med nullnivå mellom en overgang fra negativ verdi til nullnivået og en overgang fra nullnivået til positiv verdi.

Det er også kjent at man for å transponere et mottatt signal, f.eks. i båndet 480-2880 Hz over til grunnbåndet (0-2400 Hz) kan anvende en modulator som både tilføres det mottatte signal og en bærebølge = 2880 Hz.

Hvis fasen av bærebølgen fQ er riktig innstilt for sykron demodulering av det mottatte signal, vil middelverdien av det demodulerte signal, hvilket vil si grunnbåndsignalet, være lik null mellom to påfølgende signaloverganger i samme retning. Hvis bærebølgens fase derimot ikke er riktig innstilt, vil denne middelverdi ikke lenger være lik null. F.eks. mellom to nedoverrettede overganger (+ -» 0) og deretter (0 -+ -) vil den være positiv eller negativ alt etter som det foreligger en faseforskyvning fremover eller en faseforsinkelse. Den motsatte situasjon foreligger når det gjelder to oppoverrettede overganger 0) og deretter

(0 -* +) . ;På grunn av denne mulige variasjon av middelverdien omkring nullverdien vil det demodulerte signal oppvise forvrengning. ;Foreliggende oppfinnelse har som formål å overvinne denne ulempe, og dette oppnås ved et apparat av ovenfor angitt art hvis særtrekk i henhold til oppfinnelsen består i at det omfatter en begrenser som har begrensningsnivå med gitt polaritet og mottar grunnbåndsignalet, samt en annen begrenser som har begrensningsnivå ved den annen polaritet og også mottar grunnbåndsignalet, en styrbar integrator som tilføres grunnbåndsignalet og ved integrering av dette signal avgir nevnte styresignal, og en styrekrets forbundet med såvel den ene som den annen begrenser og anordnet for styring av integratoren på sådan måte at integratoren ut-fører en integrering av avsnitt av grunnbåndsignalet som hver for seg ligger innenfor et tidsintervall mellom et tidspunkt hvor grunnbåndsignalet forlater det ene begrensningsnivå og et etterfølgende tidspunkt hvor signalet når det annet begrensningsnivå, uten i mellomtiden å ha vendt tilbake til det første begrensningsnivå. ;Ved hjelp av dette apparat i henhold til oppfinnelsen er det mulig ved å fastlegge middelverdien i passende avsnitt av det demodulerte signal å frembringe et styresignal som tjener til regulering av bærebølgens fase. Det kan anvendes to korreksjonsledd som svarer til hver sin overgangstype.';I det ene ledd tas signalet i betraktning mellom en viss signalovergang (+ -» 0) og den nærmest påfølgende overgang (0 -> -), når det ikke forekommer noen mellomliggende overgang (0 -► +). I det annet korreksjonsledd tas signalet i betraktning mellom en overgang (- -4 0) og den nærmest på-følgende overgang (0 -> +), når det ikke forekommer noen mellomliggende overgang (0 -> -). ;Ved en hensiktsmessig utførelsesform av apparatet i henhold til oppfinnelsen, hvor integratoren omfatter en integrasjonsforsterker og en ladekondensator, er styrekretsen innrettet for å frembringe utladning av ladekondensatoren i et tidsrom t1 etter at grunnbåndsignalet har forlatt det ene begrensningsnivå, oppladning av ladekondensatoren i et tidsrom x2 etter tidsrommet t1, dannelse av et tidsintervall t3 for signaloverføring etter tidsrommet t2, samt opprettelse av et overføringssignal av varighet x4 når grunnbåndsignalet når det annet begrensningsnivå, idet nevnte overføringssignal sørger for overføring av ladekondensatorens ladning til inngangen av integrasjonsforsterkeren, hvis overføringssignalet opptrer innenfor tidsintervallet t3 for signaloverføring, mens tidsrommet x2 og tidsintervallet x3 er lik henholdsvis 1,5 m og 0,75 m, hvor m betegner varigheten av det bipolare signals klokkeperiode og tidsrommene x1 og x4 er vesentlig kortere. ;Denne utførelsesform gir mulighet for bare å ta i betraktning signalet mellom en overgang (+ -* 0) og den nærmest på-følgende overgang (0-4 -), så sant antallet null-tilstander mellom disse overganger er lik 2. Dette oppnås ved å bruke de gitte verdier for de angitte tidsrom og tidsintervall, hvilket fører til en særlig god korreksjon.

Oppfinnelsen vil nå bli nærmere forklart ved hjelp av ut-førelseseksempler og under henvisning til de vedføyde

skjematiske tegninger, hvorpå:

Fig. 1 viser et prinsippskjerna for en første utførelsesform av apparatet i henhold til oppfinnelsen, Fig. 2 viser et mer detaljert koblingsskjerna for en del av den apparatutførelse som er vist i fig. 1, Fig. 3 viser tidsdiagrammer som angir variasjonen av de forskjellige signaler og tjener til forklaring av de grunn-leggende prinsipper for foreliggende oppfinnelse, og Fig. 4 viser et prinsippskjerna for en annen utførelsesform av apparatet i henhold til oppfinnelsen.

I fig. 1 er det vist at det mottatte signal S1 (480-2880 Hz) tilføres en modulator X, som dessuten mottar en bærebølge fg = 2880 Hz, som er faselåst og utledes fra det mottatte signal ved hjelp av et båndpasfilter F1 (2880 Hz), som på sin utgangsside avgir bærebølgen fQ uten fasekorreksjon. Denne ukorrigerte bærebølge tilføres et fasekorreksjonsledd Y, hvor fasekorreksjonen utføres ved hjelp av en forsterker A6 og en begrenser E3.

Utgangen fra modulatoren X er tilsluttet et lavpasfilter F2, fra hvis utgangsside det oppnås et grunnbåndsignal S2 (0-2400 Hz), som parallelt tilføres en minus-begrenser E1

Dg en pluss-begrenser E2. Utgangssignalene e1 og e2 fra fiisse begrensere E1 og E2 tilføres et summeringsorgan £ , som over sin utgang avgir et tilsvarende bivalent signal S3 .

Samtidig overføres signalene e1 og e2 til en logikkrets L, som også mottar grunnbåndsignalet S2 og er innrettet for å avgi et kontinuerlig langsomt varierende signal T, som til-føres inngangen for et fasekorreksjonsledd Y.

Fig. 2 viser et koblingsskjerna for en utførelsesform av den logikkrets L som er angitt i fig. 1.

Rammen I omslutter en enhet for forbehandling av de begrensede signaler e1 og e2. Rammen II omslutter en samplingsenhet, mens rammen III omslutter en forintegreringsenhet og rammen IV omslutter en integrasjonsenhet. Logikkretsen L omfatter således fire enheter I, II, III og IV.

Signalet e1 (se fig. 1) forsterkes av en forsterker A1 og fordeles deretter på to parallellførte koblingsgrener, som henholdsvis omfatter en inverter N1 og en parallellkrets er RO, CO. Deretter føres signalet til en OG-krets N2,

som når signalet e1 foreligger avgir en kortvarig puls av varighet f.eks. 20^us.

Signalet e2 forsterkes av en forsterker A2 og overføres deretter til en monostabil vippekrets M1 med tidskonstant x 1, etterfulgt av en ytterligere monostabil vippekrets M2 med tidskonstant x2, som i sin tur etterfølges av ennå en monostabil vippekrets M3 med tidskonstant t3.

Invertere N3, N4 og N5 er koblet i serie etter hver sin ovenfor nevnte vippekrets M1, M2 og M3.

Utgangen fra OG-kretsen N2 samt utgangen fra inverteren N5

er koblet til hver sin inngang av en OG-kirets N6.

Signalet S2 (se rammen II) mottas av en samplingskrets som omfatter en felteffektstransistor W1, hvis drenselektrode er forbundet med en kondensator C1. Transistorens kildeelektrode mottar utgangssignalet S2 mellom en motstand R4. Styreelektroden mottar signalet fra vippekretsen M2 gjennom en forsterker A3 med inngangsseriemotstand R2.

Kondensatoren C1 kan kortsluttes ved hjelp av en ytterligere felteffekttransistor W2, hvis kildeelektrode er forbundet med drenselektroden for transistoren W1, og hvis drenselektrode er ført til jord. Denne transistors styreelektrode mottar utgangssignalet fra vippekretsen M1, idet dette signal forsterkes av en forsterker A4 med inngangsseriemotstand R1.

Kildeelektroden for transistoren W2 er også koblet til kildeelektroden for en felteffekttransistor W3 (se rammen III), hvis styreelektrode mottar utgangssignalet fra inverteren N6 etter at dette signal er forsterket i en forsterker A5 med inngangsseriemotstand R3. Drenselektroden i transistoren W3 er koblet såvel til en kondensator C2 som til styreelektroden for en felteffekttransistor W4 (rammen IV), hvis kildeelektrode er tilsluttet en positiv spenningskilde, og hvis drenselektrode er forbundet med jord gjennom en motstand R5 samt dessuten koblet til minus-inngangen for en integrasjonsforsterker A7 gjennom en motstand R6. Plus-inngangen for forsterkeren A7 er gjennom en motstand R7 koblet til et uttak på en variabel motstand R'7, som er innkoblet mellom den positive og negative pol for en spenningskilde.

Utgangssignalet T fra integrasjonsforsterkeren A7 tilføres inngangen for fasekorreksjonsleddet Y, (se fig. 1).

Fra utgangssiden av filteret F1 (se fig. 1) mottar fase-korreks jonsleddet Y den bærefrekvens f n hvis fase skal korrigeres, og dette signal tilføres basiselektroden for en transistor Q, hvis kollektor er forbundet med spennings-kildens positive pol gjennom en motstand R8, og hvis emitter er forbundet med jord gjennom en motstand R9. Kollektoren i transistoren Q er koblet til kildeelektroden for en felteffekttransistor W5 gjennom en kondensator C3 med ganske stor kapasitetsverdi, f.eks. 100 ^uF. Emitteren i transistoren Q er forbundet med drenselektroden i transistoren W5 gjennom en kondensator C4, som har en lavere kapasitetsverdi, f.eks. 0,1 ^uF. Drenselektroden i transistoren W5 er koblet til styreelektroden i en felteffekttransistor W6, hvis drenselektrode mottar en positiv spenning, mens transistorens kildeelektrode er koblet til jord gjennom en motstand R10. Transistoren W5 virker her som en variabel motstand, hvis motstandsverdi styres av signalet T som tilføres styreelektroden.

Kildeelektroden for transistoren W6 er forbundet med inngangen til forsterkeren A6 (se fig. 1) gjennom en kondensator C5.

Signalet passerer en begrenser E3, og den fasekorrigerte bærebølge fg mottas av modulatoren X, som dessuten tilføres signalet S1 (se fig. 1). Grunnbåndsignalet S2 fra modulatoren føres gjennom filteret S2 og videre til begrenserne E1 og E2, og de begrensede signaler tilføres kretsen E (se fig. 1).

I fig. 3 er det vist syv tidsdiagrammer a) - g).

Diagrammet a) viser kurveformen for et bipolart signal som antas å ha en varighet tilsvarende ti klokkepulsperioder,

og noen sådanne perioder er inntegnet nederst i diagrammet.

Det er den oppoverrettede flanke på hver klokkepuls som tidsmessig definerer klokkeperioden. Ved en transmisjonstakt på 4800 Baud har klokkepulsen en varighet på ca.

208 yus. I diagrammet er også begrensningsnivåene -E1 og +E2 angitt.

Diagrammet b) representerer signalet e2. Dette diagram angir en nedoverrettet signalovergang når signalet forlater det positive begrensningsnivå, samt en oppoverrettet overgang når signalet når det positive begrensningsnivå.

Diagrammet c) viser signalet e1 . Dette diagram viser en oppoverrettet signalovergang når signalet når det negative begrensningsnivå samt en nedoverrettet signalovergang når signalet forlater dette negative begrensningsnivå.

Diagrammet d) viser det signal eller den puls med varighet

t1 som avgis fra den monostabile vippekrets M1 til styreelektroden for transistoren W2 .

Diagrammet e) viser det signal eller den puls av varighet

x2 som avgis fra den monostabile vippekrets M2 til styreelektroden i transistoren W1.

Diagrammet f) viser det signal eller den puls av varighet

t3 som avgis fra inverteren N5 til inngangen for OG-kretsen N6.

Diagrammet g) viser at en kortvarig puls med varighet x 4 på ca. 20 ^us frembringes av den oppoverrettede overgang i signalet e1, se diagrammet c). Den puls t4 som er opptegnet med helt opptrukket linje utgjør en effektiv overføringsordre, mens de pulser som er tegnet med stiplet linje og faller utenfor alle pulser x 3, utgjør ikke effektive overførings-ordre.

Med hensyn til anordningens virkemåte begynner samplings-prosessen når signalet forlater det positive begrensningsnivå. Den nedoverrettede signalovergang i signalet b) utløser en puls t1 (se diagram d) som kortslutter kondensatoren C1 ved hjelp av transistoren W2, således at kondensatoren utlades.

Felteffekttransistoren W1 befinner seg i ledende tilstand under varigheten av pulsen x2, således at kondensatoren C1 opplades under påvirkning av signalet.

Hvis det under varigheten av en puls x 3 (se diagram f) oppstår en overføringsordre (se diagram g), vil transistoren W3

bli brakt i ledende tilstand under påvirkning av signalet fra OG-kretsen N6. Ladningen av kondensatoren C1 over-

føres til kondensatoren C2, som gjennom felteffekttransistoren W4 med høy inngangsimpedans overfører ladningen videre til

inngangen av integrasjonsforsterkeren A7.

Når en overføringsordre opptrer utenfor en puls t3 (pulser tegnet med stiplet linje), vil OG-kretsen N6 ikke overføre denne ordre.

Varighetene x1, t2 og x3 er ikke kritiske. Man kan f.eks. velge t1 lik 50 ^us, \ 2 lik ca. 1,5 ganger varigheten av klokkepulsperioden m, og t3 lik ca. 0,75 ganger varigheten av denne periode. Ved en transmisjonstakt på 4800 Baud har man m lik 208 ^us, hvilket tilsvarer T2 lik 270 ^us, x3 lik 130 ^us, mens t4 f.eks. er lik ca. 20 ^us.

I den utførelse som er vist i fig. 4 avgir en ikke vist transmisjonslinje et bipolart signal S til apparatets inngang, og dette signal overføres gjennom et båndpasfilter F1 (480-2880 Hz), hvorfra det utgående signal S1 tilføres den ene inngang for en modulator X med to innganger. Det signal som avgis fra denne modulator passerer gjennom et båndpasfilter F2 med en grensefrekvens på 2400 Hz, og derved oppnås et bipolart signal S2 i grunnbåndet. Dette signal tilføres to begrensere E1(-) og E2(+), som avgir utgangs-signaler, henholdsvis e1 og e2, som adderes i en summerings-enhet Z , hvorfra det avgis et bivalent utgangssignal S3.

Videre overføres signalet S2 og signalene e1 og e2 til en logikkrets av samme art som beskrevet under henvisning til fig. 2.

Utgangssignalet fra denne logikkrets L føres gjennom et lavpasfilter F3 eller en forsinkelseskrets, som har en grensefrekvens på ca. 5 Hz, hvoretter signalet forsterkes i forsterkeren A, hvis utgangssignal T tilføres styreinngangen for en elektronisk styrt oscillator J. Av teknologiske grunner bringes ikke oscillatoren J til å svinge ved frekvensen Fq = 2880 Hz, men ved en frekvens F som er N ganger større. I det foreliggende eksempel har man valgt

N = 32, således at F = 92160 Hz.

Utgangen fra oscillatoren J er tilsluttet en frekvensdeler med et delingsforhold 1/N, således at man igjen oppnår frekvensen fg, som tilføres den annen inngang til modulatoren

X.

Ved en praktisk anvendbar konstruksjon har man målt følgende verdier:

Frekvenslåseområdet i forhold til bærebølgen fq er A f =

+_ 7 Hz. Liksom alle vanlige frekvensreguleringssløyfer er apparatet i henhold til oppfinnelsen utstyrt med en inn-retning for frekvensavsøkning, således at den avgitte frekvens fra oscillatoren J kan bringes innenfor frekvenslåseområdet .

Signalet T vil variere i avhengighet av faseforskjellen mellom den bærebølge som ble anvendt for transponering ved utsendelse av signalet, og den gjenvundne bærebølge i mottageren. Signalet kan innta to verdier svarende til to faselåsinger, som er 180° innbyrdes forskjøvet. Dette har imidlertid ingen betydning, da begrensningen av signalene fra de - modulatoren undertrykker betydningen av signalenes polaritet, idet et plus-signal og et minus-signal etter begrensningen begge omdannes til signaler med logisk ener-verdi.

Claims (3)

1. Apparat for synkron demodulering av en bølge som er amplitudemodulert med et bipolart signal med gitt klokkefrekvens, idet apparatet omfatter en modulator som til-føres den modulerte bølge samt en bærebølge og er innrettet for etter filtrering å avgi det bipolare signal i grunnbåndet, mens bærebølgen fasereguleres ved hjelp av et styresignal avledes fra grunnbåndsignalet, karakterisert ved at apparatet videre omfatter en begrenser (E1) som har begrensningsnivå med gitt polaritet og mottar grunnbåndsignalet (S2), samt en annen begrenser (E2) som har begrensningsnivå ved den annen polaritet og også mottar grunnbåndsignalet (S2), en styrbar integrator (II, III, IV) som tilføres grunnbåndsignalet (S2) og ved integrering av dette signal avgir nevnte styresignal, og en styrekrets (I) forbundet med såvel den ene som den annen begrenser og anordnet for styring av integratoren (II, III, IV) på sådan måte at integratoren utfører en integrering av avsnitt av grunnbåndsignalet som hver for seg ligger innenfor et tidsintervall mellom et tidspunkt hvor grunnbåndsignalet forlater det ene begrensningsnivå og et etterfølgende tidspunkt hvor signalet når det annet begrensningsnivå, uten i mellomtiden å ha vendt tilbake til det første begrensningsnivå.

2. Apparat som angitt i krav 1, og hvor integratoren omfatter en integrasjonsforsterker (IV) og en ladekondensator (C1) , karakterisert ved at styrekretsen (I) er innrettet for å frembringe utladning av ladekondensatoren (C1) i et tidsrom x1 etter at grunnbåndsignalet har forlatt det ene begrensningsnivå, opplading av ladekondensatoren i et tidsrom r2 etter tidsrommet x1, dannelse av et tidsintervall x3 for signaloverføring etter tidsrommet \ 2 , samt opprettelse av et overføringssignal av varighet x4 når grunnbåndsignalet når det annet begrensningsnivå, idet nevnte overføringssignal sørger for overføring av ladekondensatorens ladning til inngangen av integrasjonsforsterkeren (IV), hvis overføringssignalet opptrer innenfor tidsintervallet x 3 for signaloverføring, mens tidsrommet x2 og tidsintervallet x3 er lik henholdsvis 1,5 m og 0,75 m, hvor m betegner varigheten av det bipolare signals klokkeperiode og tidsrommene x1 og x4 er vesentlig kortere.

3. Apparat som angitt i krav 2, karakterisert ved at integratoren (II, III, IV) omfatter en første felteffekttransistor (W1) for oppladning av ladekondensatoren (C1), en annen felteffekttransistor (W2) for kortslutning av kondensatoren, samt en tredje felteffekttransistor (W3) for overføring av kondensa-torens ladning til en overføringskondensator (C2), som er tilsluttet inngangen til integrasjonsforsterkeren (IV).