DE2330628A1

DE2330628A1 - Empfangseinrichtung fuer die verarbeitung von ueber einen satelliten ausgestrahlte mehrkanalige fernsehprogramme

Info

Publication number: DE2330628A1
Application number: DE19732330628
Authority: DE
Inventors: Stefan Dipl Ing Boensch; Friedrich Dr Ing Kuehne
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1973-06-15
Filing date: 1973-06-15
Publication date: 1975-01-09
Also published as: DE2330628B2

Description

Empfangseinrichtung für die Verarbeitung von über einen Satelliten ausgestrahlte mehrkanalige Fernsehprogramme.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Empfangseinrichtung für die Verarbeitung von über einen Satelliten ausgestrahlte mehrkanalige Fernsehprogramme zur Weiterleitung an Einzel- oder Gemeinschaftsantennenanlagen, wobei das vom Satelliten kominende Signal frequenzmoduliert ist und in der Empfangseinrichtung in der Frequenz umgesetzt und demoduliert wird.

Es ist bekannt, daß durch von einem Satelliten ausgestrahlte Fernsehprogramme eine Direktversorgung von einzelnen Empfangsgeräten oder von Gemeinschaftsantennenanlagon möglich ist (Proc. IEE Vol. 177 No. 3, März 1970, Seiten 515-520). Die vom Satelliten ausgestrahlten Signale müssen dabei vor der Einspeisung in die Empfangsgeräte oder in die Gemeinschaftsantennenanlage in der Frequenz umgesetzt und bei Verwendung von Frequenzmodulation gegebenenfalls zusätzlich demoduliert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Aufwand für die hierzu notwendigen Empfangseinrichtungen klein zu halten und dabei sicherzustellen, daß die Bildqualität ausreichend gut ist. Gemäß der Erfindung, welche sich auf eine Empfangseinrichtung der eingangs genannten Art bezieht, wird dies dadurch erreicht, daß nach dem Frequenzumsetzer und vor dem FM-Demodulator mindestens ein auf den zu empfangenden Kanal der umgesetzten frequenzmodulierten Eingangssignale abgestimmtes mehrkreisiges Tschebyscheff-Filter vorgesehen ist, dessen Dimensionie.rung so gewählt ist, daß die Tschebyscheff-Bandbreite B = Af_„_ + 2 (f_ + Af ) beträgt, wobei Af der Frequenz-

(f + Af

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— 2 —

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hub Spitze-Spitze, f die höchste Modulationsfrequenz und Af die resultierende Schwankung aller Überlägerungs-Oszillatorfrequenzen des Systems ist.

Auf diese Weise läßt sich bei relativ geringem Aufwand eine ausreichend gute JBildqualität erreichen.

Eine besonders zweckmäßige Lösung besteht darin, daß die Kreiszahl des Ischebyscheff-Filters zu η = 3 gewählt ist. Hierbei ist der Aufwand auch bei guter Nachbarkanalselektion noch relativ gering. Biese Lösung ist demnach vor allem für Großserien geeignet.

Eine besonders vorteilhafte Y/eiterbildung hinsichtlich der Auslegung des Filters besteht darin, daß die Welligkeit der Dämpfung des Tsehebyseheff-Filters zwischen 0,5 und 1 dB gewählt ist. Dies ergibt einen guten Kompromiß zv/ischen Nachbarkanalselektion und Qualität im eigenen Kanal sowie vertretbare Fertigungstoleranzen.
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Die Erfindung sowie Weiterbildungen der Erfindung werden anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Empfangseinrichtung für einen Teilnehmer, Fig. 2 eine Empfangseinrichtung für eine Gemeinschaftsantennenanlage,

Fig. 3 eine Filterkurve für einen Empfangskanal, Fig. 4 Einzelheiten aus der Filterkurve nach Fig.3» Fig. 5 die Übertragungsfunktion H(f) des Filters, Fig. 6 den Laufzeitgang (f) des Filters,

Fig. 7 im oberen Seil den Verlauf der differentiellen Amplitude Δ,

im unteren Teil den Verlauf der differentiellen Phase ΔΘ des Filters
Fig· 8 eine erste Grundschaltung für ein Deemphasenetzv/erk,

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Pig. 9 einen Emitterfolger mit der Schaltung nach Pig. 8, Pig. 10 einen Transistorverstärker mit einem Deemphase-Teilnetzwerk im Kollektorkreis und einem weiteren Deemphase-Teilnetzwerk im Emitterkreis, Pig. 11 eine Schaltung mit einem Deemphase-Teilnetzwerk im

Empfangskreis und einem weiteren Deemphase-Teilnetzwerk im Rückkopplungskreis eines Operationsnetzwerks, Pig. 12 eine weitere Grundschaltung für ein Deemphasenetzwerk, Pig. 13 einen Transistorverstärker mit einer etwas abgewandelten Schaltung nach Pig. 12,

Pigc 14- einen Operationsverstärker mit einer etwas abgewandelten Schaltung nach Pig. 12.

In Pig. 1 ist die Parabolantenne der Empfangseinrichtung für nur einen Teilnehmer mit 1 bezeichnet. Hierfür kann aus Kostengründen ein Spiegel verwendet werden, der nicht nachgeführt wird. Dadurch ist der Spiegeldürchmesser nach oben begrenzt, weil die Breite des Richtdiagramms nicht zu klein werden darf. Bei einem maximalen Richtfehler von z.B. - 0,4° durch die Änderung der Satellitenposition und durch die Einstellungsgenauigkeit des Spiegels ergibt sich ein Gewinnverlust von maximal 0,45 dB. Das von der Antenne 1 abgegebene Signal (z.B. zwischen 11,7 und 12,5 GHz), das aus mehreren, z.B. vier frequenzmodulierten Trägern besteht, wird nach Vorfilterung in einem Eingangsfilter 2 und Vorverstärkung in einem Eingangsverstärker 3 (z.B. einem PET-Verstärker) in einem ersten Mischer 4 in die erste ZP-Lage, z.B. bei ca. 1 GHz, umgesetzt. Die Frequenz des zugehörigen ersten Oszillators 5 ist fest. Nach Verstärkung in einem ersten ZF-Verstärker 6, z.B. einem Transistorverstärker, wird das erste ZF~Signal in einem zweiten Mischer 7 in die zweite ZP-Lage, z.B. bei 70 oder HO MHz, umgesetzt und in der Demodulator-Stufe 9 in die Videolage umgesetzt. Die Frequenz des zweiten Oszillators 8 kann zur Kanalwahl durch Pernsteuerung, z.B. vom Fernsehgerät 11 aus, entsprechend der

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Kanalzahl auf mehrere, z.B. vier verschiedene Werte eingestellt werden. Wird ein konventioneller Fernsehempfänger 11 verwendet, so ist noch ein Modulationswandler 10 erforderlich, der das Ausgangssignal des FM-Demodulators der Stufe z.B. in ein in herkömmlicher Weise restseitenbandmoduliertes Signal mit Tonunterträger umsetzt. Der Modulationswandler 9 kann entfallen, wenn ein neuartiger Fernsehempfänger verwendet wird, der das Videosignal mit z.B. eingeblendetem pulscodemoduliertem Tonsignal direkt verarbeiten kann. Die Demodulatorstufe kann am Eingang einen Verstärker 9a enthalten.

Auf jeden Fall ist ein mehrkreisiges Filter 9b vom Tschebyscheff-Typ vorgesehen. Dieses Filter ist so dimensioniert, daß die Tschebyscheff-Bandbreite B = Af + 2 (f_ + Af ) beträgt,

SS m ob&

wobei Af_s„ der Frequenzhub Spitze-Spitze, f die höchste Modulationsfrequenz und Af die resultierende Schwankung aller Überlagerungs-Oszillatorfrequenzen des Systems ist. Gegenüber den dem Prinzip nach an sich auch geeigneten Maximal-Flach-Filtern (Butterworth-Filter) erreicht das Tschebyscheff-Filter bei gleicher Nachbarkanaldämpfung bessere Verzerrungswerte im eigenen Kanal. Falls erforderlich, kann ein weiterer Verstärker 9c vorgesehen sein. Der eigentliche FM-Demodulator ist mit 9d bezeichnet. Ausgangsseitig kann ein dritter Verstärker 9e nachgeschaltet werden. Charakteristische Daten der Einzelempfangsanlage nach Fig. 1 sind z.B.:

Spiegeldurchmesser 80 cm

3 dB-Breite des Richtdiagramms 2,25 Antennengewinn 37 dB

Empfindlichkeit G/T 4 dB (°1/Κ)

Empfängerrauschtemperatur 2000° K

Bei der Versorgung von Gerneinschaf tsempfangsanlagen, deren Blockschaltbild in Fig. 2 dargestellt ist, wird der Eingangsteil bis zu dem Verstärker 6 in gleicher Weise aufgebaut wie bei Fig. 1. Hier v/erden aber alle, z.B. vier, Fernsehprogramme in Restseitenbandmodulation mit Tonunterträger über eine

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übliche Verteileranlage an die einzelnen Teilnehmer weitergeleitet.

Die zweite Umsetzung (Umsetzer 7, fest abgestimmter Oszillator 8), die Demodulation in der Stufe 9 und die Modulationswandlung (Stufe 10) erfolgen für -jeden der vier Kanäle getrennt. Für jeden Kanal ist eine Bestückung in der beim Kanal K1 dargestellten Art erforderlich, wobei die Oszillatoren 8 auf verschiedene Frequenzen eingestellt sind, so daß alle Kanäle gleichzeitig übertragen werden können. Ausgangsseitig werden die frequenzmäßig getrennten Kanäle K1 bis K4 z.B. über Frequenzweichen zusammengeschaltet und über eine gemeinsame Leitung einer oder mehreren in bekannter Weise aufgebauten herkömmlichen Gemeinschaftsantennenanlagen 12 zugeführt. Da bei der Verteilung der restseitenbandmodulierten Signale der Störabstand verschlechtert wird, ist zum Ausgleich bei Gemeinschaftsanlagen eine höhere Empfangsempfindlichkeit vorgesehen. Die Differenz gegenüber der Einzelempfangsanlage beträgt bei einer Gemeinschaftsanlage für einen Wohnblock 3 dB und bei einer Großgemeinschaftsanlage für einen ganzen Stadtteil 8 dB. Diese höhere Empfindlichkeit muß durch empfindliche Vorverstärker und/oder durch größere Antennen gegebenenfalls mit Nachführeinrichtungen aufgebracht werden.

Geht man davon aus, daß für das Fernsehrundfunksatelliten-System

1. eine Bildqualität von S/N = 48 dB in 99 $ der Zeit eingehalten wird (am Ausgang des FM-Demodulators 9d von Fig.1), 2. das Träger/Geräuschverhältnis C/N in 99 »9 5° der Zeit über der angenommenen FM-Schwelle von C/N = 12 dB liegt (am Eingang des FM-Demodulators 9d von Fig.1),

dann bestimmen diese beiden Bedingungen bei vorgegebener Basisbandbreite (f = 5 MHz) und Hub (Af = 14,1 MHz) die Min-

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destgröße C/Τ (am Eingang nach der Antenne in Pig. 1) der Übertragung.

Die Kanalfilter stellen ein kritisches Element des Übertragungsweges dar. Bei festliegenden sonstigen Parametern sind diese Filter so zu dimensionieren, daß obengenannte Forderungen eingehalten werden. Das C/N am Eingang des FM-Demodulators 9d wird durch die Selektivität des Kanalfilters 9"b bestimmt. Dieser Einfluß könnte zwar durch entsprechenden Aufwand (hohe Kreiszahl) beliebig klein gehalten werden. Wegen der Forderung nach kostengünstiger Fertigung in großer Stückzahl kommt bevorzugt ein Filter mit nicht mehr als drei Kreisen in Betracht. Ein derartiges dreikreisiges Filter ist. z.B. in Meinke-Gundlach "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik" 1956 Seite 765 ff beschrieben.

Nachfolgend soll noch untersucht werden, welchen Einfluß diese Wahl auf die Schwelle von 12 dB hat und welchen Beitrag das Filter 9b zu den Verzerrungen im Basisband leistet. -

Die pro Fernseh-RF-Kanal belegte Bandbreite errechnet sich aus Systemüberlegungen nach der Carson-Formel zu

^Bc = ^Afss ^{+ 2f}m= 24,2MHz.

Wenn das zur Verfügung stehende Raster entsprechend Fig. 3 pro RF-Kanal eine Bandbreite von RB 30 MHz vorsieht, steht auf beiden Seiten des Kachrichtenbandes der Breite B«# 24 MHz ein Schutzabstand zum Nachbarraster von jeweils « RB/10 zur Verfügung. Die tatsächliche Breite des Bandes, das vom Empfangsfilter im Durchlaßbereich übertragen werden muß, vergrößert sich um die Schwankungsbreite aller Oszillatoren, vor allem des oder der Empfängeroszillatoren z.B. 5 und 8 nach Fig. 1 oder 2. Bei einer angenommenen Stabilität der Oszillatorfrequenz (f™ äj 11 GHz, erster Oszillator 5 bei

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doppelter Umsetzung) von - 90 · 1O~ ergibt sich die zu erwartende Schwankung der Mittenfrequenz des Nachrichtensignals in der ersten ZF-Lage zu etwa - 1 MHz. Daraus resultiert eine Pilterbandbreite von 26 MHz, wenn man die Schwankungen der übrigen Oszillatoren vernachlässigt.

Wegen der geforderten Einfachheit im Aufbau soll das Filter zweckmäßig höchstens dreikreisig sein. Gewählt wird als vorteilhafter Kompromiß zwischen Nachbarkanalselektion und Durchlaßdämpfung ein Tschebyscheff-Filter vom Grade η = 3 mit folgenden Eigenschaften:

Bandbreite B 26 MHz

Reflexionsdämpfung a . 9 dB

Betriebsdämpfung , a, 0,5 dB

a_q1 (Fig.3 Dämpfung am Anfang des
^Dl Nachbarkanals) · 8 dB

a_q9 (Fig.3 Dämpfung in der Mitte des ⁰^ Nachbarkanals) 24 dB

ΔT (Laufzeit nach Fig. 6) 23 ns

In Fig. 4 ist in vergrößertem Maßstab die Betriebsdämpfung a-, über der Frequenz aufgetragen und zwar ausgehend von der Kanal-Mittenfrequenz (f = 0). Die Gesamtkurve der Betriebsdämpfung ergibt sich durch Umklappen der dargestellten Kurve nach links. Die Welligkeit liegt im Durchlaßbereich bei etwa 0,5 dB.

Die spektrale Leistung des zu übertragenden FM-Signals ist in erster Näherung über ein Band B gemäß Carson-Formel verteilt. Die Leistungsdichte N_Q des ebenfalls übertragenen Rauschens wird frequenzunabhängig angenommen. Die gesamte hinter dem Filter vorhandene Rauschleistung N ergibt sich dann durch Integration über das Betragsquadrat der normier-

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- 8 -ten Übertragungsfunktion Η(ω) des Filters

CD

N = ~ I|h(ü>)|² du)

-CD

Als äquivalente Rauschbandbreite B^ des betrachteten Bandpaßfilters bezeichnet man nun diejenige Bandbreite, die ein Filter mit idealer (rechteckförmiger) Betragskurve bei gleicher Bandmittendämpfung haben müßte, um am Ausgang die gleiche Rauschleistung N aufzuweisen. Für steilflankige Filter (n ^ 4) stimmen Rauschbandbreite und 3 dB- bzw. equalripple-Bandbreite überein. Bezogen auf den normierten Tiefpaß findet man für η = 3 und a^ _m&x = 0,5 dB

=30,3 MHz

Das am FM-Demodulator (9d nach Fig. 1 oder 2) auftretende Verhältnis O/N von Träger- zu Rauschleistung ist deshalb um den Faktor

10 log —= 1 dB
c

geringer als bei idealer Filterung mit der Bandbreite B .

Sollten sich die Dämpfungen a_g1 und a„₂, die allein durch das Empfangsfilter erreicht werden, als zu klein erweisen, kann die Nachbarkanaldämpfung durch zusätzliche Maßnahmen (z.B. Polarisationsentkopplung von ilachbarkanälen) oder durch die Wahl eines breiteren Kanalrasters erhöht werden.

Durch das Filter der Bodenempfangsanlage wird das RF-Signal linear verzerrt. Beim FM-modulierten Farbfernsehsignal äußert sich diese Verzerrung als differentielle Phase ΔΘ und Amplitude Δ des Farbunterträgers in Abhängigkeit vom Hub. Dadurch wird im Basisband ein Übersprechen vom Luminanz- in den Farbkanal bewirkt.

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Die Verzerrungen des Farbunterträgers müssen gegebenenfalls durch Anwendung einer geeigneten Preemphase reduziert werden. Differentielle Phase und Amplitude können aus dem Betrag der in Pig. 5 dargestellten Übertragungsfunktion jH(f)j und dem in Pig. 6 dargestellten Laufzeitgang T(f) des betrachteten dreikreisigen Filters entnommen werden.

Der Verlauf von Δ und ΔΘ über der Frequenz für eine Unterträgerfrequenz von f.j = 4,43 MHz ist in Fig. 7 dargestellt. Zur Berechnung wird verwiesen auf AEÜ Bd.27 (1973) Seiten 98-100. Über den Hubbereich des Luminanzsignals von -2,8 bis 7 MHz (ohne Preemphase) bzw. -0,8 bis 2 MHz (mit z.B. CCI-Preemphase 11 dB) können Δ und ΔΘ aus dem Diagramm abgelesen werden:

ft

ohne Preemphase mit 11 dB Preemphase Δ_ρρ = 10,9 * Δ·_ρρ = 2,1 *

Δθ_ρρ =4° Δθ_ρρ = 0,34 9&

Die Angabe der FM-Schwelle mit O/N = 12 dB setzt gleiche Bandbreite der zu vergleichenden Leistungen voraus. Das nichtideale Filter der Bodenempfangsanlage erfordert deshalb zur Einhaltung der Forderung 2 eine um 1 dB höhere Trägerleistung.

Für die gesamte Übertragungsstrecke zwischen den Videoklemmen auf Sende- und Empfangsseite können folgende Toleranzwerte angenommen werden:

V Ge₃ - ²⁰ * ' ^Δθ = 15 °

Den größten Beitrag zu den Gesamtverzerrungen liefert das FiI-ter der Bodenempfangsanlage, d.h. Preemphase ist nur dann erforderlich, wenn die Beiträge durch andere Teile des Übertragungsweges (Richtfunkstrecken Studio - Sendebodenstation, Transponder usw.) größer als

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^Δρρ Ge₃ - ¹⁰·9 * - 9 *

werden, oder wenn die obengenannten Forderungen verschärft werden.

Die Übertragungsfunktion für das Deemphasenetzwerk ist gegeben durch

Up 1 + 3<oZ.

ip = c (vergl. auch CCIR Rec-405)

Eine Grundschaltung hierzu ist in Fig. 8 angegeben. Sie besteht aus der Parallelschaltung jeweils eines ohmschen Wider standes R-j bzw. Rp und einer Kapazität C₁ bzw. C₂ und zwar einmal im Längszweig (Cj, R₁) und einmal im Querzweig (Cp, R Ein derartiges Deemphasenetzwerk (zu einem sendeseitig angeordneten Preemphasenetzwerk) wird zweckmäßig nach dem FM-Demodulator 9d und vor dem Normwandler 10 (z.B. nach Fig.2) eingeschaltet.

Es gelten folgende Definitionen:
T₁ = ^Rr^ci

^r2 ⁼

C =

R₁ +

Der hierzu benötigte niedrige Quellwiderstand wird zweckmäßg durch einen Emitterfolger gebildet, der in Fig. 9 dargestellt ist. Die unbezeichneten Y/iderstände dienen hier und in den nachfolgenden Zeichnungen nur der Arbeitspunkteinstellung.

Eine weitere Lösungsmöglichkeit zeit Fig. 10. Es gelten fol-YPA 9/643/3006 - 11 -

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gende Definitionen:

T₁ = R₁ C₁

χ₂ = R₃ C₃

c = -ν «-Β

ν = Spannungsverstärkurig bei Gleichstrom

Diese Schaltung zeichnet sich dadurch aus, daß in einem Transistorverstärker das eine Deemphase-Teilnetzwerk R~, C^ im Kollektorzweig das zweite Deemphase-Teilnetzwerk R₁, C₁ im Emitterzweig liegt.

In Fig. 11 ist eine Lösung mit einem Operationsverstärker dargestellt. Sie zeichnet sich dadurch aus, daß das eine Deemphase-Teilnetzwerk C₁, R₁ im Eingangskreis und das zweite Deemphase-Teilnetzwerk C,, R^ im Rückkopplungszweig eines Operationsverstärkers liegt. Hier gilt:

p = —■
^R1

Ein weiteres Grundnetzwerk ist in Fig. 12 angegeben. Es gelten folgende Definitionen:

R₁-R₂ = L/C

r, = l/r₂ ·

R + R₁
To = ^T

R₁(R + R₂)

c -h—

^c R + R₂

Das erste Teilnetzwerk besteht aus der Induktivität L und dem ohmschen Widerstand R₁, das zweite Teilnetzwerk aus der Kapazität C und dem ohmschen ?/iderstand R₂. Außerdem ist ein (hier in Serie zu den im Querzweig liegenden Teilnetzwerken geschal-

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teter) weiterer ohmscher Widerstand R vorgesehen. Beide Teilnetzwerke R*, L; Ro, C sind in Serie geschaltet. Bei diesen Grundnetzwerk kann der Quellwiderstand einer vorangegangenen Stufe,z.B. eines Verstärkers oder des FM-Demodulators, in den Widerstand R eingezogen werden.

Diese Schaltung kann deshalb im Kollektorkreis einer Emitterstufe "betrieben werden. Ein Beispiel hierzu mit im Querzweig liegenden Widerstand R ist in Pig. 13 dargestellt. Es gelten folgende Definitionen:

c = - v₀

ν = Spannungsverstärkung bei niedrigen Frequenzen.

Der unbezeichnete Kondensator am Emitter ist ein Blockkondensator.

Eine andere vorteilhafte Möglichkeit besteht darin, die Schaltung nach Fig. 12 direkt hinter dem FM-Demodulator anzuordnen. Der Widerstand R kann ganz oder teilweise durch den Innenwiderstand des Demodulators gebildet werden.

Eine weitere Möglichkeit mit einer etwas abgewandelten Schaltung nach Fig. 12 ist in Fig. 14 dargestellt. Es gelten folgende Festlegungen:

TT₁ = L/R₂

T₂ = ^L/^R3
R₂ R₃ = L/C

Der Verstärker ist als Operationsverstärker ausgelegt. Das Deemphasenetzwerk liegt im Rückkopplungszweig. 30

15 Patentansprüche
H Figuren

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Claims

Patentansprüche .

j Empfangseinrichtung für die Verarbeitung von über einen ^ Satelliten ausgestrahlte mehrkanalige Fernsehprogramme zur Weiterleitung an Einzel- oder Gemeinschaftsantennenanlagen, wobei das vom Satelliten kommende Signal frequenzmoduliert ist und in der Empfangseinrichtung in der Frequenz umgesetzt und demoduliert wird, dadurch gekennzeichnet , daß nach dem Frequenzumsetzer (7) und vor dem FM-Demodulator (9d) mindestens ein auf den zu empfangenden Kanal der umgesetzten frequenzmodulierten Eingangssignale abgestimmtes mehrkreisiges Tsehebyscheff-Filter (9ΐ>) vorgesehen ist, dessen Dimensionierung so gewählt ist, daß die Tschebyscheff-Bandbreite B = Af + 2 (f_ + Af __) beträgt, wobei Af _, der Frequenzhub Spitze-Spitze, f die höchste Modulationsfrequenz und Af die resultierende Schwankung aller Überlagerungs-Oszillatorfrequenzen des Systems ist.
2. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Kreiszahl des Tschebyscheff -Filters (9*>) zu η = 3 gewählt ist.
3· Empfangseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Welligkeit der Dämpfung des Tschebyscheff-Filters (9"b) zwischen 0,5 und 1 dB gewählt ist.

4· Empfangseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, daß zur Verkleinerung der Verzerrungen des Filters (9t) und zur Verbesserung der Übertragungsquälitat des Farbträgers sendeseitig ein Preemphase-Netzwerk und empfangsseitig ein Deemphasenetzwerk vorgesehen ist.

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5· Empfangseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichne t , daß das Deemphasenetzwerk nach dem FM-Demodulator (9d) angeordnet ist.
6. Empfangseinrichtung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeich net , daß das Deemphasenetzwerk in einem dem FM-Demodulator (9d) nachgeschalteten Verstärker (9e) dadurch realisiert wird, daß dieser Verstärker für einen entsprechenden Frequenzgang ausgelegt ist.
.Empfangseinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß das Deemphasenetzwerk (C-,, R₁, C₂, R₂) im Emitterkreis eines Emitterfolger liegt (Fig. 9).
8. Empfangseinrichtung nach Anspruch 6, dadurch g e kennze ichne t , daß in einem Transistorverstärker das eine Deemphase-Teilnetzwerk (R.,, C^) im Kollektorzweig, das zweite Deemphase-Teilnetzwerk (R.,, C₁) im Emitterzweig liegt (Fig. 10).
9· Empfangseinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß das eine Deemphase-Teilnetzwerk (Ο.., R₁) im Eingangskreis und das zweite Deemphase-Teilnetzwerk (CU, R-z) im Rückkopplungszweig eines Operationsverstärkers liegt (Fig.11).
10. Empfangseinrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 9> dadurch gekennzeichnet, daß das Deemphasenetzwerk derart aus zwei Teilnetzwerken gebildet ist, daß jedes Teilnetzwerk aus der Parallelschaltung eines ohmschen Widerstandes und einer Kapazität besteht (R₁, O₁; R,, CS.,) und beide Teilnetzwerke unterschiedlich dimensioniert sind.

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11. Empfangseinrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Deemphasenetzwerk aus zwei in Serie geschalteten Teilnetzwerken aufgebaut ist, von denen das eine aus der Parallelschaltung einer Induktivität und eines ohmschen Widerstandes (L, R^) und das zweite aus der Parallelschaltung einer Kapazität und eines ohmschen Widerstandes (C, Rp) "besteht und daß in Serie oder parallel zu den beiden Teilnetzwerken ein weiterer ohmscher Widerstand (R) angeschaltet ist (Pig. 12).
^.Empfangseinrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß der Quellwiderstand einer vorangegangenen Stufe in den weiteren ohmschen Widerstand (R) einbezogen wird.
13· Empfangseinrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet , daß der Quellwiderstand des FM-Demodulators in den weiteren ohmschen Widerstand einbezogen wird.
H· Empfangseinrichtung nach einem der Ansprüche 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Deemphasenetzwerk im Kollektorkreis eines Transistorverstärkers liegt (Pig. 13) und der weitere ohmsche Widerstand (R) parallel zu den beiden Teilnetzwerken (L, R^; C, R₂) liegt.
15. Empfangseinrichtung nach Anspruch 10 bis I3, dadurch gekennzeichnet , daß das Deemphasenetzwerk im Rückkopplungszweig eines Operationsverstärkers liegt (Pig. H).

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