DE2252849A1 - Verfahren und vorrichtung zur automatischen kanalentzerrung bei der uebertragung pulsamplitudenmodulierter signalfolgen - Google Patents

Description

GRETAG AKTIENGESELLSCHAFT, REGENSDORF (SCHWEIZ)

Anwaltsakte 22 9**9 ^% 27. Okt. 1972

Case 87-7823/GTD-579/K

Verfahren und Vorrichtung zur automatischen Kanalentzerrung bei der Uebertragung pulsamplitudenmodulierter Signalfolgen.

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum automatischen Entzerren eines Uebertragungskanales für die Uebertragung pulsamplitudenmodulierter Signalfolgen, wobei in einer ersten Abgleichphase auf der Sendeseite ein Testsignal dem Uebertragungskanal zugeführt, auf der Empfangsseite ein identisches Testsignal erzeugt, während einer zweiten Abgleichphase zum Minimalisieren der mittleren quadratischen Felder zwischen dem ankommenden Signal und dem Sollwert desselben die ankommende S'ignalfolge über ein Transversalfilter geführt, das Ausgangs-• signal des Transversalfilters vom Sollwert subtrahiert wird und die Differenzsignale als Korrektursignale zum Verstellen der Filterkoeffizienten des Tranaversalfliters diesem auge- „, führt werden.

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Bei einem bekannten Verfahren dieser Art wird in der ersten Abgleichsphase das empfangene Testsignal über das Transversalfilter geführt und das Ausgangssignal des Transversalfilters mit dem empfangsseitig erzeugten 'Testsignal verglichen, wobei die Differenz zwischen den beiden Signalen gebildet und die mittlere quadratische Differenz durch entsprechende Einsteilung der Koeffizienten des Transversalfilters minimalisLert wird. Die Entzerrung in der ersten Abgleichsphase erfolgt somit ebenso wie in der zweiten Abgleichsphase nach dem Prinzip der sogenannten "Mean Square Error"- kurz genannt MSE- Entzerrer. Es hat sich gezeigt, dass die Anwendung des MSE- Entzerrverfahrens in beiden Abgle Lchsphaseri eine insbesondere für hohe Datenübertragungsraten unerwünscht lange Abgleichzeit des Entzerrers bewirkt.

Die Erfindung vermeidet diesen Nachteil und ist dadurch gekennzeichnet, dass während der ersten Abgleichphase mit Ausnahme des Transversalfilters alle weiteren den Frequenzgang des Uebertragungskanales beeinflussende Mittel zum Ausgleich der Gruppenlaufzeit der über den Uebertragungskanal und das Transversalfilter übertragenen Signale unwirksam gemacht werden, und dass dem Transversalfilter r.uni .Einstellen •••der Koeffizienten desselben ein auf der Krnpfan^nse.i. Le erzeugt es, ν ο m A u ü t:; a i ι: ,·^: ϊ_;:;; \ ·^:» 1. ■: 1 ί; 3 ^:; :ι ·■: 1.1: ι;; ν neun 1 ( . ί I. ί ν,:ι ■ vm I' ■<■:·. χ:<1 i '.Lv; ■:;;:::''.:.; ■;,, von dem iiif .!j:¹ '/ :i ,';i.r,··: -,r.ifi i ■ ,;:'■ ί · — ■ j

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zeugten Testsignal abhängiges Referenzsignal zugeführt

.' Durch das erfindungsgemasse Verfahren wird das Transversalfilter während der ersten Abgleichsphase mit einfachen Mitteln und in kurzer Zeit so eingestellt, dass die Entzerrung nach der Umschaltung in.die zweite Abgleichsphase schneller den optimalen Wert erreicht. Praktische Versuche haben gezeigt, dass mit diesem Verfahren der Zeitaufwand der bekannten Verfahren bis zum konvergierenden Abgleich um etwa 80$ reduziert werden kann.

Die Erfindung betrifft weiter eine Anlage zur Durchführung des genannten Verfahrens mit einem einen Testsignalgenerator aufweisende Sender und einem einen mit dem Testsignalgenerator des Senders identischen Testsignalgenerator aufweisenden Empfänger, wobei im Sender ein Sendefilfer und im Empfänger, ein Empfangsfilter zum Anpassen des Spektrums des Uebertragunskanales an eines der Spektren, die zum Erreichen von äquidlstanten Nullstellen in der Impulsantwort führen, vorgesehen ist, und der Empfänger weiter einen ein Transversalfilter und einen Korrelator umfassenden Transversalfilterentzerrer, sowie ein Subtrahierglied zum Erzeugen von aus dem Ausgangssignal des Transversalfilters und dem Sollwert des übertragenen Signales abgeleiteten Korrektursignalen aufweist.

Die erfindungsgemässe Anlage ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Umschaltvorrichtung zum Abschalten des Ausganges des Transversalfilterentzerrers vom Summierglied und zum Umschalten des Korrektureinganges des Transversalfilterentzerrers von einer den Sollwert der empfangenen Signalfolge führenden Leiter auf einen das vom Testsignalgenerator des Empfängers abgeleitete Referenzsignal führenden Leiter vorgesehen ist, und dass ein zwischen dem Uebertragungskanal und den Signaleingang des Transversalfilterentzerrers angeordnetes Entzerrer-Vorfilter oder ein zwischen dem im Empfänger angeordneten Testsignalgenerator und dem Korrektureingang des Transversalfilterentzerrers angeordnetes Testsignal-Vorfilter vorhanden ist.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren beispielsweise näher erläutert; es zeigen:

Fig. l ein Blockschema einer bekannten Vorrichtung zur Uebertragung einer besonderen Klasse

von pulsamplitudenmodulierten Signalfolgen (Partial-Response Signalformate),

Fig. 2 ein Blockschema eines Empfängers mit eingebautem Entzerrglied zur Entzerrung von mit einer Vorrichtung gemäss Fig. 1 übertragenen Signalen,

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Fig. 3 eine Darstellung der Impulsantwcrt und der Frequenzcharakteristik für drei verschiedene Klassen von Partial-Response Signalformaten,

Fig. 4 ein Blockschema eines ersten Ausführungsbei-' spiels des .Entzerrgliedes-des Empfängers von Fig. 2, , " >

Fig. 5 ein Blockschema des Entzerrers des Entzerrgliedes von Fig. 4,

Fig. 6 ein Blockschema einer Variante des Entzerrers von Fig. 5,

Fig.7a,7b Diagramne zur Erläuterung der Funktionsweise des Schwellenwertdetektors des Entzerrgliedes von Fig. 4,

Fig. 8a-8c Blockschemas des Inversfilters des Entzerrgliedes von Fig. 4 für verschiedene Partial-Response Signalformate,

Fig. 9 ein Blockschema einer Variante des Entzerrgliedes von Fig. 4,

Fig. 10a-10c Blöckschemas eines Modellfilters des Entzerrgliedes von Fig. 9a-9c für verschiedene Partial-Response Signalformate und

ι Fig. lla,llb Blockschemas weiterer Varianten des Entzerrgliedes von Fig. 4.

Gemäss Fig. 1 sind im Sender 1 nach der Datenquelle 2 ein Precoder 3, ein Abtaster 4 und ein Sendefilter 5 angeordnet. Bei der Uebertragung von Partial-Response Signalformaten wird das Spektrum so in den Uebertraqunqskanal gelegt, dass Ln der Re-

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gel auf der Empfangsseite keine Entzerrung der übertragenen Signale notwendig ist. Dies wird dadurch erreicht, dass unter Zulassung quantisierten Uebersprechens die Sendeimpulse auf besondere Weise codiert, geformt und auf der Empfangsseite wieder decodiert werden. Die besondere Formung der Sendeimpulse respektive des Sendespektrums zur vollständigen Ausschaltung des Einflusses des Uebertragungskanals ist jedoch mit einer spürbaren Begrenzung der nutzbaren Bandbreite des Kanals und damit der Datenübertragungsrate verbunden. Das über den Kanal 6 übertragene Signal wird von einem aus einem Empfangsfilter 7, einem Abtaster 8 und einem Decoder 9 aufgebauten Empfänger 10 empfangen. Durch geeignete Wahl und Einstellung von Precoder und Decoder 9 lässt sich auf der Empfangsseite das gesendete Signal der Datenquelle 2 wieder herstellen. Das ist allerdings nur so lange möglich, wie die übertragenen Signale im Kanal 6 nicht verzerrt werden und das bedeutet in den meisten Fällen, dass die Bandbreite des Kanals 6 nur zu einem Bruchteil ausgenützt wird. Obwohl der Kanal 6 in der Regel Bandpass-Charakter aufweist und somit stets zusätzliche Modulationskreise mit entsprechenden Filtern erfordert, wird im folgenden stets der sogenannte äquivalente Tiefpasskanal betrachtet. Diese Betrachtungsweise ist einerseits besonders übersichtlich und erlaubt andererseits die numerische Analyse resp. Synthese der gesaraten Uebertragungsvorrichtung.

Gemäss Fig. 2 ist zur besseren Ausnützung der Bandbreite des Kanals 6 und damit zur Erhöhung der Datenübertragungsrate im Empfänger 10 zwischen Empfangsfilter 7 und Abtaster 8 ein Entzerrglied 11 geschaltet. Dieses hat einerseits die Aufgabe, in der Anlaufphase (erste Abgleichsphase) über der Kanalbreite eLnen Gruppen L aufzeLtvor Lauf zu bLLden, der mit demjenigen

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des Kanals zusammen eine Konstante ergibt, wobei der Amplitudenverlauf vorerst weitgehend unberücksichtigt bleibt. Zu diesem Zweck wird vom Sender eine pseudostatistische Impulssequenz ausgesendet, was sich beispielsweise mit einem Referenzgenerator 38 bewerkstelligen lässt. Andererseits kompensiert das Entzerrglied in der adaptiven Phase (zweite Abgleichsphase) sowohl den veränderlichen Amplituden- als auch den veränderlichen Laufzeitverlauf des Kanals, was eine dauernd nachgeregelte Feinentzerrung ermöglicht.

In Fig. 3 sind die Impulsantworten und Frequenzcharakteristika (Spektren) für die seit Kretzmer (E.R. Kretzmer: "Binary data

ι/

communication by partial response transmission, 1965 IEEE Annual Commun.Conv. Conf. Rec, pp 451-455) gebräuchlichsten Klassen von Partial-Response Signalformaten dargestellt; die dargestellten Impulsantworten und Spektren sind diejenigen,' v-lche bei einem idealen Uebertragungskanal am Ausgang des Entzerrgliedes 11 (Fig. 2) auftreten würden. Die Spektren S haben JEür die drei Klassen A, B und C mit der laufenden Frequenz f und der Bandbreite F des jeweiligen Signals folgenden funktionalen Zusammenhang:

Klasse A: " ■ S (£) = 2 sin T | ' ·. ' Klasse B: S (f) = 4 sin² T | ·. " -

Klasse C: S (f) = 2 cos -y—|

Die Datenübertragung in Form von zusammenhängenden binären Seq\ienzen mit der in Fig. 3 angegebenen Uebertragungsrate 2F Bit/sec wird in der Regel nach bekannten Methoden durch Super-I >osition der äquidistant angeregten Impuls an twor ten bewerkstelligt, wobei jedem Eingangsbit "0" oder "1" die entsprechende

309820/0927 " ■ "'" ^:' " ^i:

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Anregung rait negativem bzw. positivein Vorzeichen zugeordnet wird. Die am Empfänger wiederum äquidistant abgetastete Superposition der negativ oder positiv angeregten Irapulsantworten ergibt somit vorerst nicht mehr zwei, sondern drei oder fünf mögliche Signalpegel, d.h. für Signalformate der Klasse A drei Pegel, der Klasse B fünf Pegel und der Klasse C drei Pegel» Die Umformung der von der Datenquelle 2 (Fig. 2) ausgesandten binären Signale in mehrpcgelige Partial-Response Signal formet te der gewünschten Klasse erfolgt einerseits im Precoder 3 und andererseits durch die Kaskadenschaltung von Sende- und Empfangsfilter (Fig. 2), die Rückgewinnung der ursprünglichen binären Signale aus den empfangenen Partial-Response Signalformaten erfolgt im Decoder 9 (Fig. 2).

Gemäss Fig. 4 besteht das Entzerrglied 11 aus einem Transversalfilter-Entzerrer 13, einem Inversfilter 12, einem Subtrahierglied 14, einem Referenzgenerator 16 und aus einem Schwellenwertdetektor 15. Der Ausgang des mit einem Schalter 18 überbrückbaren Inversfilters 12 ist mit dem Eingang A des Entzerrers 13 und dessen Ausgang C ist mit dem Eingang des Schwellenwertdetektors 15 verbunden. Der Uebersichtlichkeit hal-

yiri FIg. 9 und, in den/ ber ist in Fig. 4 ebenso wTerFig. iTa bis lic der Abtaster (Fig. 2) nicht eingezeichnet.

Zudem wird der Abtaster 8 nur bei analog realisierten Transversalfilter-Entzerrern an dieser Stelle angeordnet. Bei digital realisierten Entzerrern müsste der Abtaster mit dem zugehörigen Analog-Digital-Wandler am Transversalfilter-Eingang angeordnet Werden.

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,- 9 : ι

Der Ausgang des Referenzgenerators 16 ist über einen Schalter 19 mit dem einen Eingang des Subtrahiergliedes 14 verbindbar/ dessen anderer Eingang über einen Schalter 35 mit dem Ausgang C des Entzerrers 13 verbindbar und dessen Ausgang mit dem Eingang B des Entzerrers 13 verbunden ist« Das Subtrahierglied 14 ist mit einem Schalter 34 überbrückbar. Der Ausgang des Schwellenwertdetektors 15 ist einerseits mit dem Eingang des Decoders 9 verbunden und andererseits über den Schalter 19 mit dem einen Eingang des Subtrahiergliedes 14 verbindbar. Der Referenzgenerator 16 ist mit dem im Sender 1 eingebauten Referenzgenerator 38 (Fig. 2) identisch. Die dargestellte Stellung der Schalter 18, 19, 34 und 36 (Schalter 18 und 35 offen, Schalter 34 geschlossen, Schalter 19 verbindet den Referenzgenerator 16 über Schalter 34 mit.dem Eingang B des Entzerrers) entspricht dem Betriebszustand in der ersten Abgleichsphase. In dt=r zweiten Abgleichsphase sind die Schalter 18 und 35 geschlossen, Schalter y\ ist offen und Schalter 19 verbindet den Schwellenwertdetektor 15 mit dem einen Eingang des Subtrahiergliedes 14.

Gemäss Fig. 5 besteht der Transversalfilter-Entzerrer .13 aus einem Transversalfilter 21 und aus einem mehrstufigen Korrelator 22. Der Korrelator 22 besteht aus einer Verzögerungskette 28, ' einem Abschwächer 23, ersten Multiplikatoren 24 und Akkumulatoren wobei die Verzögerurigskette 28 dem Korrelator 22 und dem Transversalfilter 21 gemeinsam angehört. Im Korrelator 22 werden die am Eingang A liegenden ankommenden Signale der Verzögerungskette 28 zugeführt. Jede Speicherzelle der Verzögerungskette ist mit j.e einem ersten Multiplikator 24 verbunden, an dessen an der 4¹In Eingang das am Entzerrereingang B.liegende,Referenzsignal liegt.

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JO -

in der ernten Abgieichsphase wird als Referenzsignal, das AusgangesignaL des Referenzgenerators 16 verwendet, in der zweiten Abgieichsphase wird das Referenzsignal durch das Ausgangssignal des Subtrahiergliedes 14 (Fig, 4) gebildet. Das Referenzsignal gelangt vom Eingang D auf einen Abschwächer 23 und von diesem auf die Multiplikatoren 24. Der Ausgang jedes Multiplikators 2 4 ist mit je einem Akkumulator 2 5 verbunden. Die Akkumulatoren 25 bestimmen gemeinsam mit dem Abschwächer 23 die SchnelligkeLt der Korrelation und damit die Stabilität und die Genauigkeit des Abgleiche. Das Transversalfilter 21 besteht aus der Verzögerungskette 28, aus zweiten Multiplikatoren 26 und aus einem Summierglied 27. Die Speicherzellen der Verzögerungskette 28 sind sowohl mit dem Korrelator 22 als auch mit dem Transversalfilter 21 verbunden. Im Transversalfilter ist der Ausgang jeder Speicherzelle mit je einem ersten Eingang jedes zweiten Multiplikators verbunden. Am zweiten Eingang jedes zweiten Multiplikators liegt das Ausgangssignal des zugeordneten Akkumulators 25. In den Multiplikatoren 26 und dem Summierglied 27 wird durch Faltung das Ausgangssignal gebildet, welches dem Ausgang C zugeleitet wird.

Die Funktionsweise der beschriebenen Vorrichtung ist die folgende; Zu Beginn eier Datenübertragung wird der im Empfänger eingebaute Referenzgenerator 16 mit dem im Sender eingebauten Referenzgenerator 38 in bekannter Art und Weise synchronisiert. Anschliessend laufen beide synchron und unabhängig voneinander weiter. Eeide ReEcrenzgeneratoren erzeugen eine identische Pseudo-Noise-ileqtien/,, Das Spektrum dieser PN-Sequenz muss zumin-

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dest angenähert demjenigen des weis,cen Rauschens entsprechen, d.h. die statistischen Eigenschaften der PN-Sequenz dürfen nicht von der Zeit abhängen. Die Sequenzen der beiden Referenzgeneratoren werden zum Zweck des Auffindens der Impulsantwort des Uebertragungskanals 6 im Korrelator 22 korreliert. Damit sich durch diese Korrelation tatsächlich nur die Impulsantwort des Uebertragungskanals ergibt,, muss der Frequenzgang (Signalamplitude in Punktion der Frequenz) des Sendefilters 5 und des Empfangsfilters 7 kompensiert werden. Diese Kompensation geschieht mit Hilfe des dem Korrelator 22 vorgeschalteten Inversfilters 12. Das Inversfilter mit dem Frequenzgang l(^) ist so gewählt, dass das Produkt der Frequenzgänge S(cD) / E(iO) und I(to) von Sendefilter 5, Empfangsfilter 7 und inversfilter konstant ist; der Frequenzgang I(fij) des Inversfilters ist also invers zum Produkt Ε(ω) der Frequenzgänge S(<y) und E(<y) von Sende- und Empfangsfilter: I(io) =" H^-1C^) t H(M = S(CJ) - * E(W). Die Korrelation der empfangenen mit der im Empfänger erzeugten PN-Sequenz erfolgt in diskreten Zeitpunkten, welch letztere bei analoger Realisierung durch die einzelnen Stufen der Verzögerungskette 28 bestimmt sind. In jedem dieser Zeitpunkte werden die momentanen Signalwerte der beiden PN-Sequenzen in den Multiplikatoren 24 miteinander multipliziert. Die sich bildenden Pro-

_xauf _Nund gespeichert/

dukte werden in den Akkumulatoren 25 ^summiert'. An den Ausgängen K der Akkumulatoren liegen somit die anhand der beschriebenen Korrelation gewonnenen Korrelationsfaktoren. Diese Korrelationsfaktoren stellen die zeitlich inverse Impulsantwort des uebertragungskanals dar. Ein Filter dieser Art mit einer zum Eingangssignal inversen. Impulsantwort wird als Matched-Filter bezeichnet. 3 0 9820/0927

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- lei -

Nach der ersten Abgleichsphase schalten Sender und Empfänger auf die zweite Abgleichsphase um. Da der im Sender eingebaute Referenzgenerator 16 mit dem im Empfänger eingebauten Referenzgenerafcor J>& zu Beginn der Datenübertragung synchronisiert wurde, können die genannten PN-Sequenzen zeitrichtig gestartet werden. Die Startzeitpunkte der PN- * Sequenzen im Sender und im Empfänger unterscheiden sich um die mittlere Signallaufzeit des IJebertragungskanals. Die Synchronisierung der beiden Referenzgeneratoren 16 und J>8 hat neben dieser Festlegung des Startzeitpunktes auch eine Bit synchroni sat ion zur Folge, sod ass auf diese Weise vorn Sender zum Empfänger ein relatives Zeitraster übertragen und festgelegt wird, mit dessen Hilfe beliebige Vorgänge im Sender und im Empfänger bitsynchron ausgelöst werden'können. Dies geschieht beispielsweise dadurch, dass nach erfolgter Synchronisation der beiden Referenzgeneratoren 16 und J>8 im Sender und im Empfänger gleichzeitig ein Bitzähler zu zählen beginnt und dass dieser Zähler nach einer bestimmten Anzahl von Bits, welche Anzahl der für das Aussenden der PN-Sequenz benötigten Zeit entspricht, automatisch einerseits im Sender auf Datenübertragung und anderseits im Empfänger auf die zweite Abgleichphase umschaltet. Diese Art der Umsqhaltung wird vorzugsweise beim Beginn einer Datenübertragung verwendet.

Eine zweite Art der automatischen Umschaltung von der ersten auf die zweite Abgleichsphase wird weiter hinten be-

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schrieben.

In der zweiten Äbgleichsphase, der adaptiven Phase, wird aus dem entzerrten Kanalsignal das Sendesignal decodiert. Das Entzerrglied 11 muss zusätzlich zum zeitlich variablen Laufzeitverlauf des Uebertragungskanals noch den zeitlich variablen Amplitudenverlauf kompensieren. Zu diesem Zweck werden die Amplitudenwerte der empfangenen Signale mit Sollwerten verglichen, die Abweichung der Istwerte von den Sollwerten wird festgestellt und der mittlere quadratische Fehler zwischen Soll- und Istwerten wird minimalisiert» Diese Art der Entzer-, rung entspricht dem in der Beschreibungseinleitung beschriebenen MSE-Entzerrer. Durch die Vorentzerrung in der ersten Äbgleichsphase sind die ankommenden Signale auch bezüglich ihrer. Amplitudenwerte so gut entzerrt, dass diese stets um die Amplitudensollwerte liegen und diesen eindeutig zugeordnet werden können. Infolgedessen können die empfangenen Signale für die Sollwertbildung verwendet werden. Die empfangenen Signale gelan gen über das mit dem Schalter 18 überbrückte Inversfilter 12 auf den Eingang A des Transversalfilter-Entzerrers 13, werden in den zweiten Multiplikatoren 26 des Transversalfilters 21 mit den an den Ausgängen K der Akkumulatoren 25 liegenden, in der ersten Äbgleichsphase gewonnenen Korrelationsfaktoren multi pliziert und gelangen über das Summierglied 27 an den Ausgang C des Transversalfilter-Entzerrers 13. Von diesen Ausgängen gelangen die Signale an den Schwellenwertdetektor 15, an den Decoder 9 und über den in der zweiten Äbgleichsphase geschlossenen Schalter 35 an das Subtrahierglied 14. Im Schwellenwert-detektor 15 wird jede Signalamplitude ihrem Sollwert eindeutig zugeordnet, was wie oben beschrieBen, infolge'der Vorentzerrüng in der ersten Äbgleichsphase möglich,;isfe.₄ Der der jeweils be-

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trachteten Signalamplitude zugeordnete Sollwert wird über den Schalter 19 an den einen Eingang des Subtrahiergliedes 14 gelegt. Am zweiten Eingang des Subtrahiergliedes liegt der tatsächliche Amplitudenwert desjenigen Signals, dessen Sollv/ert gerade am ersten Eingang liegt. Der tatsächliche Amplitudenwert v/ird im Subtrahierglied vom Sollwert subtrahiert und das so gebildete Differenzsignal wird dem Eingang B des Transversalfilter-Entzerrers 13 zugeführt. Dort durchläuft das Differenzsignal den Abschwächer 23, wird den ersten Multiplikatoren 24 zugeführt und in diesen mit den gerade am anderen Eingang liegenden Signalamplitudenwerten multipliziert. Die -sich dabei er-

_vauf, _vund ge spei eher gebenden Produkte werden in den Akkumulatoren 251 summiert'und liegen an deren Ausgängen K. Im Gegensatz zur ersten Abgleichsphase werden nun bei dieser Korrelation in der zweiten Abgleichsphase für die einzelnen Korrelationsfaktoren nur noch die separaten Korrekturanteile der im Subtrahierglied gesamthaft festgestellten Abweichung zwischen Soll- und Istwert ermittelt. An den Ausgängen K der Akkumulatoren 25 liegen also Signale, welche in Abhängigkeit vor der Differenz zwischen Soll- und Istwert der Amplituden der empfangenen Signale in den zweiten Multiplikatoren 26 die Amplitudenwerte der verzögerten Signale am Ausgang jeder Stufe 28 verstärken bzw. abschwächen. Die so verstärkten bzw. abgeschwächten Signale werden im SummierglLed 27 addiert, die dort abgebildete Summe wird an den Ausgang C des Transversalfilters 21 gelegt und über den SchweLLenwertdetektor 15 dem Decoder 9 zugeführt. Durch das Nachstellen der Korrelat ions fnk toron Ln Funktion des gnfiinderiivn Fehlers (Differenz zwischen iloLl-- viiul Istwert) und die nachfolgende

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Addition der mit Hilfe der Korrelatiorisfaktoren korrigierten Signal-Istwerte wird der mittlere quadratische Fehler für die Signale aller Stufen 28 des Transversalfilter-Entzerrers 15 minimalisiert.

Wenn während der Datenübertragung starke Impuls störungen auftreten,, kann der Entzerrer abgleich so stark verändert werden, dass nach einer solchen Störung der stabile Abgleichzustand nicht mehr selbsttätig erreicht' wird. . In solchen Fällen muss zwischen Sender und Empfänger kurzzeitig eine erste Abgleichsphase eingeschaltet werden. Vorzugsweise für diese Fälle wird die nachstehend beschriebene Art der automatischen Umschaltung von der ersten auf die zweite Abgleichsphase angewendet. Störungen der erwähnten Art treten insbesondere auf Trägerfrequenzkanälen, des Telefonwählnetzes relativ oft auf. Für den Fall des möglichen Auftretens solcher Störungen wird im Empfänger am Ausgang des Subtrahiergliedes 14 ständig das Fehlersignal mit einem festgelegten Qualitäts-Schwellenwert verglichen. Unterschreitet das Fehlersignal beispielsweise während der ersten Abgleichsphase diesen Schwellenwert, so wird automatisch anhand dieser Unterschreitung auf die zweite Abgleichsphase umgeschaltet. Ueberschreitet während der zweiten Abgleichsphase das Fehlersignal den Schwellenwert, beispielsweise wegen einer Jimpulsstörung, dann wird automatisch auf die erste Abgleichsphase umgeschaltet. Sender und Empfänger verbleiben dann solange in der ersten Abgleichsphase, bis das Fehlersignal den Schwellenwert wieder unterschreitet.

309820/09?7 _TO rawnw.

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Bei dem in Fig. 5 dargestellten Transversalfilter-Entzerrer

können bei der Verarbeitung binärer Signale die ersten Multiplikatoren 24 durch Modulo-2-Addierstufen gebildet sein, wodurch sich eine erhebliche Materialersparnis ergibt. Im Fall binärer Signale wird nämlich zur Bildung der Korrelationsfaktoren in den Akkumulatoren 25 nur die Polarität der Abtastwerte des zu entzerrenden Signals mit der Polarität des Referenzsignals multipliziert.

Für die Verarbeitung mehrwertiger Signale wird der Transversalfilter-Entzerrer 13 von Fig. 5 in einer in Fig. 6 dargestellten modifizierten Form verwendet - Transversalfilter-Entzerrer 13a. Der Entzerrer 13a unterscheidet sich vom Entzerrer 13 durch einen zwischen Eingang B und Abschwächer 23 geschalteten ersten Vorzeichendetektor 37 und je einen zwischen

jede Speicherzelle der Verzögerungskette 28 und den zugeordneten ersten Multiplikator 24 geschalteten zweiten Vorzeichendetektor 36. Die ersten Multiplikatoren 24 sind durch je eine Vorzeichen-Invertierstufe gebildet. Bei diesem Transversalfilter-tntzerrer werden zur Bildung der Korrelationsfaktoren in den Akkumulatoren 25 die Abtastwerte des zu entzerrenden Signals mit der Polarität des Referenzsignals multipliziert.

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Pas beschriebene Entzerrverfahren, kann grundsätzlich bei allen solchen Signalen angewendet werden, welche durch äquidistante

Impulse gebildet sind, also auch für andere als binäre Signale, es eignet sich aber für Partial-Response Signalformate besonders gut, wobei der Schwellenwertdetektor 15 und das Inversfilter 12 (Fig. 4) jeweils der verwendeten Signalklasse (Fig. 3) angepasst werden müssen. Die Zahl der Schwellen des Schwellenwertdetektors richtet sich nach der Zahl der Pegel der Impulsantwortanregung im Sender.

Gemäss Fig. 7a sind für binäre Signalformate der Klasse A (Fig. 3) zwei Schwellen zur Entscheidung zwischen den drei Pegeln Maximum, Minimum und Wert Null der Impulsantwort erforderlich. Jeder möglichen Amplitudenschwelle wird in Abhängigkeit von der im Precoder 3 verwendeten Rechenregel ein - "0" oder "1" ^jeindeutig zugeordnet. Die Aufgabe des Decoders 9 liegt somit

darin, das 3-Pegel-Signal wieder in das ursprünglich binäre Signal umzuwandeln. Fig. 7b zeigt ein Beispiel eines Ausgangssignals A des Transversalfilter-Entzerrers 13 und die für dessen Detektierung erforderlichen Amplitudenschwellen. Das dargestellte Signal gehört ebenfalls der Klasse A (Fig. 3) an, unterscheidet sich jedoch vom Signal von Fig. 7a dadurch, dass pro Impuls 2 pits übertragen werden. Für die Detektierung des Entzerrer-Ausgangssignals A sind 6 Amplitudenschwellen B zur Feststellung der 7 möglichen Pegelwerte erforderlich. Die für Partial-Response Signalformate charakteristische Zuordnung der Bitkombinationen .(Dibits 00,01,10 oder 11) ist aus der Fig. ebenfalls ersicht-

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lieh und wird in bekannter Weise mit Hilfe einer Modulo-4-Addierstufe im Decoder 9 am Ausgang des Entzerrers 11 durchgeführt.

In den Fig. 8a - 8c sind die verschiedenen Ausführungsformen des Inversfilters 12 für die drei Signalklassen von Fig. 3 dargestellt: Gemäss Fig. 8a besteht das Inversfilter 12 für Sig-

nalformate der Klasse A aus einem Summierglied 29 mit zwei nachgeschalteten Verzögerungsstufen 30 und 30a. In jeder Verzögerungsstufe wird das im Inversfilter verarbeitete Signal um die Zeit -j= verzögert. Das verzögerte Signal wird dem Summierglied 29 zugeführt und nach diesem abgenommen. Die Z-transformierte Uebertragungsfunktion lautet für dieses Filter:

I_ (Z) = 1 , wobei Z die Verzögerung um 1

" O Ot?

^{2 1}

bedeutet. 2F bedeutet die Abtastfrequenz in Hertz bzw. die Impulsübertragungsrate in Impulsen pro Sekunde, -*■= gibt das Abtastzeitintervall an. Die Impulsübertragungsrate 2F ist besser bekannt unter dem Namen Niquistrate.

Die beiden inversen Filter der Fig. 8b und 8c, das Filter der Fig. 8b für Signalformate der Klasse B und das Filter der Fig. 8c für Signalformate der Klasse C sind ähnlich wie das Filter von Fig. 8a aufgebaut und unterscheiden sich von diesem nur durch ein zweites Summierglied 29a und zv/ei weitere Verzögerungsstufen 30b und 30c (Fig. 8b) bzw. durch Verwendung nur einer Verzögerungsstufe 30 (Fig. 8c). Für das inverse Filter der Fig. 8 b lautet die Z-transformierte Uebertragungs-

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,funktion

(-Z²+ 2 -, Ζ"²) ·' Ζ"²

und für das inverse Filter der Fig„ 8c

1 +

Bei dem in Fig. 9 dargestellten Ausführungsbeispiel des Entzerrgliedes 11 wird das Referenzsignal für die zweite Abgleichsphase nicht dem Ausgang des Schwellenwertdetektors 15 _s sondern dem Ausgang des Decoders 9 entnommene Das bedeutet, dass das Referenzsignal in Form binärer Signale vorliegt und vor der Einspeisung in den Entzerrereingang B in ein Partial-Response Signalformat der gewünschten Klasse umgeformt werden muss. Diese Umformung erfolgt in einem Precoder 33, welcher mit dem im Sender 1 eingebauten Precoder 3 (Fig. 2) identisch ist» Der Eingang des Precoders 33 ist mit dem Ausgang des Decoders 9, der Ausgang mit dem Eingang eines Modellfilters 17 verbunden. Der Ausgang des Modellfilters 17 ist v/ährend der· zweiten Abgleichsphase, deren Betriebszustand in Fig. 9 dargestellt ist,

über den Schalter 19 mit dem Subtrahierglied 14 verbunden. Das Modellfilter 17 simuliert einen idealen Uebertragungskanal und ist für die verschiedenen Klassen von Signalformaten verschieden aufgebaut.

In den Fig. 10a bis 10 c sind die verschiedenen Ausführungs-

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formen des Modellfilters 17 für die drei Signalklassen von Fig. 3 dargestellt: Fig. 10a zeigt ein Modellfilter für Signale der Klasse A, Fig. 10b für Signale der Klasse B und Fig. 10c für Signale der Klasse C (Fig. 3). Wie ein Vergleich der Fig. 10 a - 10c mit den Fig. 8a - 8c zeigt, sind Inversfilter 12

und Modellfilter 17 für eine bestimmte Klasse von Signalformaten ähnlich aufgebaut: Für die Z-transformierte Uebertragungs-

funktion ergibt sich für ein Modellfilter der reziproke Wert wie beim entsprechenden Inversfilter. Für das Modellfilter der Fig. 10b lautet beispielsweise die Z-transforraierte Uebertragungsfunktion:

H_B(Z) = (-Z² + 2 - Z"²) . Z~²

Gemäss Fig. 10a besteht das Modellfilter 17 für Signalformate der Klasse A aus zv/ei in Serie geschalteten Verzögerungsstufen 30 und 30a, von denen jede ein durchlaufendes Signal um die Zeit -ψ- verzögert, und aus einem Summierglied 29, dessen einer Eingang mit dem Ausgang der zweiten Verzögerungsstufe 30a und dessen anderer Eingang mit dem Eingang der ersten Verzcgerungsstufe 30 verbunden ist. Die an die beiden Eingänge gelangenden Signale werden mit der in der Fig. angegebenen Polarität summiert. Die beiden Modellfilter der Fig. 10b und 10c sind ähnlich wie das Modellfilter der Fig. 10a aufgebaut und unterscheiden sich von diesem durch ein zweites Summierglied 29a und zwei v/eitere Verzögerungsstufen 30b und 30c (Fig. 10b) bzw. durch Verwendung nur einer Verzögerungsstufe 30 (Fig. 10c).

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Die Funktionsweise des in Fig. 9 dargestellten Entzerrgliedes ist in der ersten Abgleichsphase die gleiche wie die des Entzerrgliedes von Fig. 4.. In der zweiten abgleichsphase besteht ein Unterschied, allerdings nur in der Gewinnung des Referenzsignals. Die Ausgangssignale des Transversalfilter-Entzerrers 13 sind infolge Vorentzerrung in der ersten Abgleichsphase

So gut entzerrt, dass ihre Amplituden stets in engen Grenzen um die Amplitudensollwerte (Pegel) liegen und diesen eindeutig zugeordnet werden können. Diese Zuordnung erfolgt hier im Schwellenwertdetektor 15 und im Decoder 9. Das Ausgangssignal des Sehwellenwertdetektors 15 ist durch die Möglichkeit der , eindeutigen Zuordnung der Amplitudenwerte zu ihren Sollwerten vollständig entzerrt und wird über Decoder 9, Precoder 33 und Modellfilter 17 als Sollwert für die weitere Entzerrung verwendet. Diese erfolgt auf die bereits oben (Beschreibung zu Fig. 4) beschriebene Weise.

Die Fig. 11a und 11b zeigen zwei weitere Ausführungsformen des Entzerrgliedes 11. In den Fig. ist jeweils der Betriebszustand

in der ersten Abgleichsphase dargestellt. Bei beiden Ausführungsformen ist das Inversfilter 12 des Entzerrgliedes 11 von Fig. bzw. Fig. 9 durch ein zwischen Referenzgenerator 16 und Subtrahierglied 14 geschaltetes Modellfilter 17 ersetzt. Das Modellfilter 17 ist für die verschiedenen Signalformatklassen jeweils gleich aufgebaut wie die in den Fig. 10a - ,1Oc. dargestellten Modellfilter. Bis auf die.-ErsetzAing; des Iaversfliters J.2 durch das Modenfilter 17- ist das Entzerrgliecl. der Fig. 11a

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BAD ORIGINAL

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gleich aufgebaut wie das von Fig. 4 und dar. Entzerrglied der Fig. 11b gleich wie das von Fig. 9. Die Funktionsweise

des in den Fig. lla und'11b dargestellten Entzerrgliedes ist in der zweiten Abgleichsphase die gleiche wie die des entsprechenden Entzerrgliedes (Fig. 4 bzw. Fig.9). In der ersten Abgleichsphase erfolgt die für das Auffinden der Impulsantwort des Üebertragungskanals 6 erforderliche Kompensation des Frequenzganges des Sendefilters 5 (Fig. 2) und des Empfangsfilters 7 (Fig. 2) mit Hilfe des Modellfilters 17. Dessen Impulsantv/ort ist so gewählt, dass das Ausgangssignal des Referenzgenerators 16 einem vom Sender 1 (Fig. 2) über einen

idealen Uebertragungskanal zum Empfänger 10 übertragenen Signal entspricht. Durch die Korrelation des auf diese Weise eigenerzeugten Referenzsignals mit dem empfangenen Signal, welch

letzteres bis auf den Einfluss des Üebertragungskanals 6 mit dem Referenzsignal übereinstimmt, ergibt sich die Impulsantwort des Üebertragungskanals. Die Ermittlung der Korrelationsfaktoren geschieht auf die gleiche Weise wie bei dem in Fig. dargestellten Entzerrglied.

Das beschriebene Entzerrverfahren verbessert das bekannte

Partial-Response-Signalling-Uebertragungsverfahren dahingehend, dass mit minimalem Entzerrungsaufwand eine maximale Bandausnützung des Üebertragungskanals erreicht wird. Zudem ergibt sich ein bislang noch nie erreichter schneller Abgleich.

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Claims (10)

1. Ansprüche

   Ij Verfahren zum automatischen Entzerren eines Uebertragungskanales für die Uebertragung pulsampli tudenrnodullerter Signalfolgen, wobei in einer ersten Abgleichphase auf der Sendeseite ein Testsignal dem Uebertragungskanal zugeführt,

   ζ auf der Empfangsseite ein'identisches Testsignal erzeugt, während einer zweiten Abgleichphase zum Minimalisieren der mittleren quadratischen Fehler zwischen dem ankommenden Signal und dem Sollwert desselben die ankommende Signalfolge über ein Transversalfilter geführt, das Ausgangssignal des Transversalfilters vom Sollwert subtrahiert wird und die Differenzsignale als Korrektursignale zum Verstellen der Pilterkoeffizienten des Transversalfilters diesem zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, dass während der ersten Abgleichphase mit Ausnahme des Transversalfilters alle weiteren den Frequenzgang

   . des Uebertragungskanales beeinflussenden Mittel zum Ausgleich der Gruppenlaufzeit der über den Uebertragungskanal und das Transversalfilter übertragenen Signale unwirksam gemacht werden, und dass dem Transversalfilter zum Einstellen der Koeffizienten desselben ein auf der Empfangsseite erzeugtes, vom Ausgangs signal des Transversalfilters unbeeinflusstes, von dem auf der Empfangsseite erzeugten Testsignal abhängiges Referenz- signal zugeführt wird.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sende- und Empfangsseite je ein Testsignal mit

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   einer Sequenz, dessen Spektrum wenigstens angenähert dem weissen Rauschen entspricht, erzeugt wird.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das über den Uebertragurgskanal empfangene Testsignal vor dem Zuführen zum Transversalfilter zum Kompensieren der Einflüsse der genannte weiteren Mittel vorgefiltert wird, und dass das auf der Empfangsseite erzeugte Testsignal direkt als Referenzsignal dem Transversalfilter zum Einstellen seiner Koeffizienten zugeführt wird.
4. 4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das über den Uebertragungskanal empfangene Testsignal dem Transversalfilter zugeführt und dass das auf der Empfangsseite erzeugt Testsignal vor dem Zuführen zum Transversalfilter zum Einstellen seiner Koeffizienten in ein vorgefiltertes Referenzsignal umgewandelt wird.
5. 5· Verfahren nach Anspruch J> oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass das auf der Empfangsseite empfangene Testsignal mit dem auf der Empfansseite erzeugten Referenzsignal in diskreten Zeitpunkten korreliert wird, dass in diesen Zeitpunkten auftretende Ämplitudenwerte der beiden Signale miteinander multipliziert, und dass die sich ergebenden Produkte zum Gewinnen der Koeffizienten des Transversalfilter summiert werden.
6. 6. Αηΐηρ,ο Kuni Durchführen des Verfahrens nach Anspruch

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   1, mit einem einen Testsignalgenerator (38) aufweisenden Sender (l) und einem einen mit dem Testsignalgenerator des Senders identischen Testsignälgenerator (l6) aufweisenden Empfänger (1O), wobei·im Sender ein Sendefilter (5) und im ' ^;' Empfänger ein Empfangsfilter (7) zum Anpassen des Spektrums des Uebertragunskänäles (6) an eines der Spektren, die zum ' '· Erreichen von äquidi'stanten Nullstellen in der Impulsäntwort ■ führen, vorgesehen ist, und der Emp'fanger weiter·' einen ein" Transversalfilter (21) und einen Korrelator' (22) umfassenden -"■·■"· Transversalfllterentzerrer (13)* sowie ein Subtrahierglied (l4) zum Erzeugen von aus dem Ausgangssignal des Transversalfilters und dem Sollwert" des übertragenen Signales abgeleiteten Korrektursignalen aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass eine Umschaltvorrichtung (19* 3^* 35) zum Abschalten des Ausganges (C) des Transversalfilterentzerrers vom Summierglied und zum Umschalten des Korr.ekt ure inganges (B)

   des Transversalfilterentzerrers von einer den Sollwert der .empfangenen Signalfolge führenden Leiter auf einen das vom Testsignalgenerator des Empfängers abgeleitete Referenzsignal führenden Leiter vorgesehen ist, und dass ein zwischen dem Uebertraguigskanal und dem Signaleingang (A)'des Transversalfilterentzerrers angeordnetes Entzerrer-Vorfilter (12) oder ein zwischen dem im Empfänger angeordneten Testsignalgenerator und dem Korrektureingang (B) des Transversalfilterentzerrers angeordnetes Testsignal-Vorfilter (17) vorhanden ist.
7. 7· Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,

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   dass das Entzerrer- Vorfilter ein zur Summe der .Frequenzgänge des Sende- und des Empfangsfilters, inversen Frequenzgang aufweisendes Inversfilter (12) ist, und dass die Umschaltvorrichtung Mittel (l8) zum Ueberbrücken des Inversfilters während des zweiten Abgleichvorganges umfasst.
8. 8. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Testsignal-Vorfil.ter ein der Summe der Frequenzgänge des Sende- und des Empfangsfilters entsprechenden Frequenzgang aufweisendes Modellfilter (17) ist, dessen Eingang an den Ausgang des dem Empfänger zugeordneten Teststgnalgenerators angeschlossen ist.
9. 9. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass während der zweiten Phase der erste Eingang des Subtrahiergliedes (14) mit dem Ausgang (C) des Transversalfilterentzerrers, der zweite Eingang des Subtrahiergliedes mit dem Ausgang einer dem Transversalfilterentzerrer nachgeschalteten Schwellenwertschaltung (15) ^und der Ausgang des Subtrahiergliedes mit dem Korrektureingang (B) des Transversalfilterentzerrers verbunden sind.
10. 10. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass während der zweiten Abgleichphase zum Bilden der Korrekturslgnale der erste Eingang des Subtrahiergliedes (14) mit dein Ausgang (C) des Transversalfilterentzerrer angeschlossenen Decoders (9) über einen Precoder O'5) und ein einen der Summe der Frequenzgänge des Sende- und Empfangsfilters entspre-

    j ο π η H)/ ο η 7 7

    chenden Frequenzgang aufweisendes Modellfilter (17) an den zweiten Eingang des Subtrahiergliedes und der Ausgang des Subtrahiergliedes an den Korrektureingang (B) des Transversalfilterentzerrers angeschlossen sind.

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    ORIGINAL INSPECTED

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