DE2252849C2 - Verfahren und Vorrichtung zur automatischen Kanalentzerrung bei der Übertragung pulsamplitudenmodulierter Signalfolgen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Entzerren von über einen Kanal übertragenen pulsamplitudenmodulierten Signalfolgen gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bei einem z. B. aus IEEE-Transactions on Communication Technology, Vol. 18, Nr. 1 vom Februar 1970, bekannten Verfahren dieser Art wird in der ersten

Abgleichphase das empfangene Testsignal über das Transversalfilter geführt und das Ausgangssignal des Transversalfilters mit dem empfangsseitig erzeugten Testsignal verglichen, wobei die Differenz zwischen den beiden Signalen gebildet und die mittlere quadratische Differenz durch entsprechende Einstellung der Koeffizienten des Transversalfilters minimalisiert wird. Die Entzerrung in der ersten Abgleichphase erfolgt somit ebenso wie in der zweiten Abgleichphase nach dem Prinzip der sogenannten »Mean Square Error« — kurz genannt NiSE-Entzerrer. Es hat sich gezeigt, daß die Anwendung des MSE-Entzerrverfahrens in beiden Abgleichphasen eine insbesondere für hohe Datenübertragungsraten unerwünscht lange Abgleichzeit des Entzerrers bewirkt

Durch die Erfindung soll ein Verfahren der eingangs definierten Art dahingehend verbessert werden, daß der Entzerrer schneller abgeglichen werden kann. Erreicht wird dies erfindungsgemäß durch die im Patentanspruch 1 angeführten Maßnahmen.

Durch das erfindungsgemäße Verfahren wird das Transversalfilter während der ersten Abgleichphase mit einfachen Mitteln und in kurzer Zeit so eingestellt, daß die Entzerrung nach der Umschaltung in die zweite Abgleichphase schneller den optimalen Wert erreicht. Praktische Versuche haben gezeigt, daß mit diesem Verfahren der Zeitaufwand der bekannten Verfahren bis zum konvergierenden Abgleich um etwa 80% reduziert werden kann.

Die Erfindung betrifft weiter eine Anlage zur Durchführung des genannten Verfahrens. Die ^rfindungsgemäße Anlage ist im Patentanspruch 6 beschrieben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren beispielsweise näher erläutert; es zeigt

F i g. 1 ein Blockschema einer bekannten Vorrichtung zur Übertragung einer besonderen Klasse von pulsamplitudenmodulierten Signalfolgen (Partial-Response Signalformate),

F i g. 2 ein Blockschema eines Empfängers mit eingebautem Entzerrglied zur Entzerrung von mit einer Vorrichtung gemäß F i g. 1 übertragenen Signalen,

F i g. 3 eine Darstellung der Impulsantwort und der Frequenzcharakteristik für drei verschiedene Klassen von Partial-Response Signalformaten,

F i g. 4 ein Blockschema eines ersten Ausführungsbeispiels des Entzerrgliedes des Empfängers von F i g. 2,

F i g. 5 ein Blockschema des Entzerrers des Entzerrgliedes von F i g. 4,

F i g. 6 ein Blockschema einer Variante des Entzerrers von F i g. 5,

F i g. 7a, 7b Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise des Schwellenwertdetektors des Entzerrgliedes von F i g. 4,

Fig.8a —8c Blockschemas des Inversiilters des Entzerrgliedes von F i g. 4 für verschiedene Partial-Response Signalformate,

F i g. 9 ein Blockschema einer Variante des Entzerrgliedes von F i g. 4,

Fig. 10a-10c Blockschemas eines Modellfilters des Entzerrgliedes von Fig. 9a-9c für verschiedene Partial-Response Signalformate und

Fig. 1 la, 11b Blockschemas weiterer Varianten des Entzerrgliedes von F i g. 4.

Gemäß F i g. 1 sind im Sender 1 nach der Datenquelle 2 ein Precoder 3, ein Abtaster 4 und ein Sendefilter 5 angeordnet Bei der Übertragung von Partial-Response Signalformaten wird das Spektrum so in den Übertragungskanal gelegt, daß in der Regel auf der Empfangsseite keine Entzerrung der übertragenen Signale notwendig ist Dies wird dadurch erreicht daß unter Zulassung quantisierten Übersprechens die Sendeimpulse auf besondere Weise codiert, geformt und auf der Empfangsseite wieder decodiert werden. Die besondere Formung der Sendeimpulse respektive des Sendespektrums zur vollständigen Ausschaltung des Einflusses des Übertragungskanals ist jedoch mit einer spürbaren Begrenzung der nutzbaren Bandbreite des Kanals und damit der Datenübertragungsrate verbunden. Das über den Kanal 6 übertragene Signal wird von einem aus einem Empfangsfilter 7, einem Abtaster 8 und einem Decoder 9 aufgebauten Empfänger 10 empfangen. Durch geeignete Wahl und Einstellung von Precoder 3 und Decoder 9 läßt sich auf der Empfangsseite das gesendete Signal der Datenquelle 2 wieder herstellen. Das ist allerdings nur so lange möglich, wie die übertragenen Signale im Kanal 6 nicht verzerrt werden und das bedeutet in den meisten Fällen, daß die Bandbreite des Kana!s 6 nur zu einem Bruchteil ausgenützt wird. Obwohl der Kanal 6 in der Regel Bandpaß-Charakter aufweist und somit stets zusätzliche Modulationskreise mit ensprechenden Filtern erfordert, wird im folgenden stets der sogenannte äquivalente Tiefpaßkanal betrachtet Diese Betrachtungsweise ist einerseits besonders übersichtlich und erlaubt andererseits die numerische Analyse resp. Synthese der gesamten Übertragungsvorrichtung.

Gemäß Fig.2 ist zur besseren Ausnützung der Bandbreite des Kanls 6 und damit zur Erhöhung der Datenübertragungsrate im Empfänger 10 zwischen Empfangsfilter 7 und Abtaster 8 ein Entzerrglied 11 geschaltet. Dieses hat einerseits die Aufgabe, in der Anlaufphase (erste Abgleichphase) über der Kanalbreite einen Bruppenlaufzeitverlauf zu bilden, der mit demjenigen des Kanals zusammen eine Konstante ergibt, wobei der Amplitudenverlauf vorerst weitgehend unberücksichtigt bleibt. Zu diesem Zweck wird vom Sender eine pseudostatistische Impulssequenz ausgesendet, was sich beispielsweise mit einem Referenzgenerator 38 bewerkstelligen läßt. Andererseits kompensiert das Entzerrglied in der adaptiven Phase (zweite Ablgeichphase) sowohl den veränderlichen Amplituden- als auch den veränderlichen Laufzeitverlauf des Kanals, was eine dauernd nachgeregelte Feinentzerrung ermöglicht.

In F i g. 3 sind die Impulsantworten und Frequenzcharakteristika (Spektren) für die seit Kretzmer (E. R. Kretzmer: »Binary data communication by partial response transmission«, 1965, IEEE Annual Commun. Conv. Conf. Rec, pp 451-455) gebräuchlichsten Klassen von Partial-Response Signalformaten dargestellt; die dargestellten Impulsantworten und Spektren sind diejenigen, welche bei einem idealen Übertragungskanal am Ausgang des Entzerrgliedes 11 (Fig.2) auftreten würden. Die Spektren S haben für die drei Klassen A, B und C mit der laufenden Frequenz / und der Bandbreite F des jeweiligen Signals folgenden funktionalen Zusammenhang:

Klasse A: S(f)

KlasseB: S(f) = 4 sin² π ^-

KlasseC: S(f) = 2 cos -^-.

Die Datenübertragung in Form von zusammenhängenden binären Sequenzen mit der in F i g. 3 angegebenen Übertragungsrate 2FBit/sec wird in der Regel nach bekannten Methoden durch Superposition der äquidistant angeregten Impulsantworten bewerkstelligt, wobei jedem Eingangsbit »0« oder »1« die entsprechende Anregung mit negativem bzw. positivem Vorzeichen zugeordnet wird. Die am Empfänger wiederum äquidistant abgetastete Superposition der negativ oder positiv angeregten Impulsantworten ergibt somit vorerst nicht mehr zwei, sondern drei oder fünf mögliche Signalpegel, d. h. für Signalformate der Klasse A drei Pegel, der Klasse B fünf Pegel und der Klasse C drei Pegel. Die Umformung der von der Datenquelle 2 (F i g. 2) ausgesandten binären Signale in mehrpegelige Partial·Response Signalformate der gewünschten Kiasse erfolgt einerseits im Precoder 3 und andererseits durch die Kaskadenschaltung von Sende- und Empfangsfilter (F i g. 2), die Rückgewinnung der ursprünglichen binären Signale aus den empfangenen Partial-Response Signalformaten erfolgt im Decoder 9 (F i g. 2).

Gemäß F i g. 4 besteht das Entzerrglied 11 aus einem Transversalfilter-Entzerrer 13, einem Inversfilter 12, einem Subtrahierglied 14, einem Referenzgenerator 16 und aus einem Schwellenwertdetektor 15. Der Ausgang des mit einem Schalter 18 überbrückbaren Inversfilters 12 ist mit dem Eingang A des Entzerrers 13 und dessen Ausgang C ist mit dem Eingang des Schwellenwertdetektors 15 verbunden. Der Übersichtlichkeit halber ist in Fig.4 ebenso wie in Fig.9 und in den Fig. 11a bis lic der Abtaster 8 (F i g. 2) nicht eingezeichnet.

Zudem wird der Abtaster 8 nur bei analog realisierten Transversalfilter-Entzerrern an dieser Stelle angeordnet Bei digital realisierten Entzerrern müßte der Abtaster mit dem zugehörigen Analog-Digital-Wandler am Transversalfilter-Eingang angeordnet werden.

Der Ausgang des Referenzgenerators 16 ist über einen Schalter 19 mit dem einen Eingang des Subtrahiergliedes 14 verbindbar, dessen anderer Eingang über einen Schalter 35 mit dem Ausgang C des Entzerrers 13 verbindbar und dessen Ausgang mit dem Eingang B des Entzerrers 13 verbunden ist Das Subtrahierglied 14 ist mit einem Schalter 34 überbrückbar. Der Ausgang des Schwellenwertdetektors 15 ist einerseits mit dem Eingang des Decoders 9 verbunden und andererseits über den Schalter 19 mit dem einen Eingang des Subtrahiergliedes 14 verbindbar. Der Referenzgenerator 16 ist mit dem im Sender 1 eingebauten Referenzgenerator 38 (Fig.2) identisch. Die dargestellte Stellung der Schalter 18,19,34 und 36 (Schalter 18 und 35 offen, Schalter 34 geschlossen, Schalter 19 verbindet der. Referenzger.erator 16 über Schalter 34 mit dem Eingang B des Entzerrers) entspricht dem Betriebszustand in der ersten Abgleichphase. In der zweiten Abgleichphase sind die Schalter 18 und 35 geschlossen, Schalter 34 ist offen und Schalter 19 verbindet den Schwellenwertdetektor 15 mit dem einen Eingang des Subtrahiergliedes 14.

Gemäß Fig.5 besteht der Transversalfilter-Entzerrer 13 aus einem Transversalfilter 21 und aus einem mehrstufigen Korrelator 22. Der Korrelator 22 besteht aus einer Verzögerungskette 28, einem Abschwächer 23, ersten Multiplikatoren 24 und Akkumulatoren 25, wobei die Verzögerungskette 28 dem Korrelator 22 und dem Transversalfilter 21 gemeinsam angehört Im Korrelator 22 werden die am Eingang A liegenden ankommenden Signale der Verzögerangskette 28 zugeführt Jede Speicherzelle der Verzögerungskette ist mit je einem ersten Multiplikator 24 verbunden, an dessen anderem Eingang das am Entzerrereingang B liegende Referenzsignal liegt.

In der ersten Abgleichphase wird als Referenzsignal das Ausgangssignal des Referenzgenerators 16 verwendet, in der zweiten Abgleichphase wird das Referenzsignal durch das Ausgangssignal des Subtrahiergliedes 14 (F i g. 4) gebildet Das Referenzsignal gelangt vom Eingang B auf einen Abschwächer 23 und von diesem

ίο auf die Multiplikatoren 24. Der Ausgang jedes Multiplikators 24 ist mit je einem Akkumulator 25 verbunden. Die Akkumulatoren 25 bestimmen gemeinsam mit dem Abschwächer 23 die Schnelligkeit der Korrelation und damit die Stabilität und die Genauig keit des Abgleichs. Das Transversalfilter 21 besteht aus der Verzögerungskette 28, aus zweiten Multiplikatoren 26 und aus einem Summierglied 27. Die Speicherzellen der Verzögerungskette 28 sind sowohl mit dem Korrelator 22 als auch mit dem Transversalfilter 21 verbunden. Im Transversalfilter ist der Ausgang jeder Speicherzelle mit je einem ersten Eingang jedes zweiten Multiplikators verbunden. Am zweiten Eingang jedes zweiten Multiplikators liegt das Ausgangssignal des zugeordneten Akkumulators 25. In den Multiplikatoren 26 und dem Summierglied 27 wird durch Faltung das Ausgangssignal gebildet welches dem Ausgang C zugeleitet wird.

Die Funktionsweise der beschriebenen Vorrichtung ist die folgende: Zu Beginn der Datenübertragung wird der im Empfänger eingebaute Referenzgenerator 16 mit dem im Sender eingebauten Referenzgenerator 38 in bekannter Art und Weise synchronisiert Anschließend laufen beide synchron und unabhängig voneinander weiter. Beide Referenzgeneratoren erzeugen eine identische Pseudo-Noise-Sequenz. Das Spektrum dieser PN-Sequenz muß zumindest angenähert demjenigen des weißen Rauschens entsprechen, d.h. die statistischen Eigenschaften der PN-Sequenz dürfen nicht von der Zeit abhängen. Die Sequenzen der beiden Referenzgeneratoren werden zum Zweck des Auffindens der Impulsantwort des Übertragungskanals 6 im Korrektor 22 korreliert Damit sich durch diese Korrelation tatsächlich nur die Impulsantwort des Übertragungskansls ergibt muß der Frequenzgang (Signalamplitude in Funktion der Frequenz) des Sendefilters 5 und des Empfangsfilters 7 kompensiert werden. Diese Kompensation geschieht mit Hilfe des dem Korrelator 22 vorgeschalteten Inversfilters IZ Das Inversfilter mit dem Frequenzgang /(ω) ist so gewählt

so daß das Produkt der Frequenzgänge S(to), Ε(ω) und /(ω) von Sendefilter 5, Empfangsfilter 7 und Inversfilter !2 konstant ist; der Frequenzgang /(*>) des Inversfilters ist also invers zum Produkt Η(ω) der Frequenzgänge 5(ω) und Ε(ω) von Sende- und Empfangsfilter:

/(ω)=ί/-·(ω), H(W)=S(O)) · E(ω). Die Korrelation der empfangenen mit der im Empfänger erzeugten PN-Sequenz erfolgt in diskreten Zeitpunkten, welch letztere bei analoger Realisierung durch die einzelnen Stufen der Verzögerungskette 28 bestimmt sind. In jedem dieser Zeitpunkte werden die momentanen Signalwerte der beiden PN-Sequenzen in den Multiplikatoren 24 miteinander multipliziert Die sich bildenden Produkte werden in den Akkumulatoren 25 aufsummiert und gespeichert An den Ausgängen K der Akkumulatoren liegen somit die anhand der beschriebenen Korrelation gewonnenen Korrelationsfaktoren. Diese Korrelationsfaktoren stellen die zeitlich inverse Impulsantwort des Übertragungskanals dar. Ein Filter

dieser Art mit einer zum Eingangssignal inversen Impulsantwort wird als Matched-Filter bezeichnet.

Nach der ersten Abgleichphase schalten Sender und Empfänger auf die zweite Abgleichphase um. Da der im Sender eingebaute Referenzgenerator 16 mit dem im Empfänger eingebauten Referenzgenerator 38 zu Beginn der Datenübertragung synchronisiert wurde, können die genannten PN-Sequenzen zeitrichtig gestartet werden. Die Startzeitpunkte der PN-Sequenzen im Sender und im Empfänger unterscheiden sich um die mittlere Signallaufzeit des Übertragungskanals. Die Synchronisierung der beiden Referenzgeneratoren 16 und 38 hat neben dieser Festlegung des Startzeitpunktes auch eine Bitsynchronisation zur Folge, so daß auf diese Weise vom Sender zum Empfänger ein relatives Zeitraster übertragen und festgelegt wird, mit dessen Hilfe beliebige Vorgänge im Sender und im Empfänger bitsynchron ausgelöst werden können. Dies geschieht beispielsweise dadurch, daß nach erfolgter Synchronisation der beiden Referenzgeneratoren 16 und 38 im Sender und im Empfänger gleichzeitig ein Bitzähler zu zählen beginnt und daß dieser Zähler nach einer bestimmten Anzahl von Bits, welche Anzahl der für das Aussenden der PN-Sequenz benötigten Zeit entspricht, automatisch einerseits im Sender auf Datenübertragung und andererseits im Empfänger auf die zweite Abgleichphase umschaltet. Diese Art der Umschaltung wird vorzugsweise beim Beginn einer Datenübertragung verwendet.

Eine zweite Art der automatischen Umschaltung von der ersten auf die zweite Abgleichphase wird weiter hinten beschrieben.

In der zweiten Abgleichphase, der adaptiven Phase, wird aus dem entzerrten Kanalsignal das Sendesignal decodiert. Das Entzerrglied 11 muß zusätzlich zum zeitlich variablen Laufzeitverlauf des Übertragungskanals noch den zeitlich variablen Amplitudenverlauf kompensieren. Zu diesem Zweck werden die Amplitudenwerte der empfangenen Signale mit Sollwerten verglichen, die Abweichung der Istwerte von den Sollwerten wird festgestellt und der mittlere quadratische Fehler zwischen Soll- und Istwerten wird minimalisiert. Diese Art der Entzerrung entspricht dem in der Beschreibungseinleitung beschriebenen MSE-Entzerrer. Durch die Vorentzerrung in der ersten Abgleichphase sind die ankommenden Signale auch bezüglich ihrer Amplitudenwerte so gut entzerrt, daß diese stets um die Amplitudenwerte liegen und diesen eindeutig zugeordnet werden können. Infolgedessen können die empfangenen Signale für die Sollwertbildung verwendet werden. Die empfangenen Signale gelangen über das mit dem Schalter 18 überbrückte inversfiher i2 auf den Eingang A des Transversaifilter-Entzerrers 13, werden in den zweiten Multiplikatoren 26 des Transversalfilters 21 mit den an den Ausgängen K der Akkumulatoren 25 liegenden, in der ersten Abgleichphase gewonnenen Korrelationsfaktoren multipliziert und gelangen über das Summierglied 27 an den Ausgang C des Transversalfilter-Entzerrers 13. Von diesen Ausgängen gelangen die Signale an den Schwellenwertdetektor 15, an den Decoder 9 und über den in der zweiten Abgleichphase geschlossenen Schalter 35 an das Subtrahierglied 14. Im Schwellwertdetektor 15 wird jede Signalamplitude ihrem Sollwert eindeutig zugeordnet, was wie oben beschrieben, infolge der Vorentzerrung in der ersten Abgleichphase möglich ist Der der jeweils betrachteten Signalamplitude zugeordnete Sollwert wird über den Schalter 19 an den einen Eingang des Subtrahiergliedes 14 gelegt. Am zweiten Eingang des Subtrahiergliedes liegt der tatsächliche Amplitudenwert desjenigen Signals, dessen Sollwert gerade am ersten Eingang liegt. Der tatsächli- ί ehe Amplitudenwert wird im Subtrahierglied vom Sollwert subtrahiert und das so gebildete Differenzsignal wird dem Eingang B des Transversalfilter-Entzerrers 13 zugeführt. Dort durchläuft das Differenzsignal den Abschwächer 23, wird den ersten Multiplikatoren

ίο 24 zugeführt und in diesen mit den gerade am anderen Eingang liegenden Signalamplitudenwerten multipliziert. Die sich dabei ergebenden Produkte werden in den Akkumulatoren 25 aufsummiert und gespeichert und liegen an deren Ausgängen K. Im Gegensatz zur ersten Ablgeichsphase werden nun bei dieser Korrelation in der zweiten Abgleichsphase für die einzelnen Korrelationsfaktoren nur noch die separaten Korrekturanteile der im Subtrahierglied gesamthaft festgestellten Abweichung zwischen Soll- und Istwert ermittelt.

An den Ausgängen K der Akkumulatoren 25 liegen also Signale, welche in Abhängigkeit von der Differenz zwischen Soll- und Istwert der Amplituden der empfangenen Signale in den zweiten Multiplikatoren 26 die Amplitudenwerte der verzögerten Signale am Ausgang jeder Stufe 28 verstärken bzw. abschwächen. Die so verstärkten bzw. abgeschwächten Signale werden im Summierglied 27 addiert, die dort abgebildete Summe wird an den Ausgang Cdes Transversalfilters 21 gelegt und über den Schwellenwertdetektor 15 dem Decoder 9 zugeführt. Durch das Nachstellen der Korrelationsfaktoren in Funktion des gefundenen Fehlers (Differenz zwischen Soll- und Istwert) und die nachfolgende Addition der mit Hilfe der Korrelationsfaktoren korrigierten Signal-Istwerte wird der mittlere

j5 quadratische Fehler für die Signale aller Stufen 28 des Transversalfilter-Entzerrers 13 minimalisiert.

Wenn während der Datenübertragung starke Impulsstörungen auftreten, kann der Entzerrerabgleich so stark verändert werden, daß nach einer solchen Störung der stabile Abgleichzustand nicht mehr selbsttätig erreicht wird. In solchen Fällen muß zwischen Sender und Empfänger kurzzeitig eine erste Abgleichphase eingeschaltet werden. Vorzugsweise für diese Fälle wird die nachstehend beschriebene Art der automatischen Umschaltung von der ersten auf die zweite Abgleichsphase angewendet Störungen der erwähnten Art treten insbesondere auf Trägerfrequenzkanälen des Telefonwählnetzes relativ oft auf. Für den Fall des möglichen Auftretens solcher Störungen wird im Empfänger am Ausgang des Subtrahiergliedes 14 ständig das Fehlersignal mit einem festgelegten Qualitäts-Schwellenwert verglichen. Unterschreitet das Fehlersignal beispielsweise während der ersten Abgieichsphase diesen Schwellenwert, so wird automatisch anhand dieser Unterschreitung auf die zweite Abgleichsphase umgeschaltet Überschreitet während der zweiten Abgleichsphase das Fehlersignal den Schwellenwert, beispielsweise wegen einer Impulsstörung, dann wird automatisch auf die erste Abgleichsphase umgeschaltet Sender und Empfänger verbleiben dann so lange in der ersten Abgleichsphase, bis das Fehlersignal den Schwellenwert wieder unterschreitet

Bei dem in F i g. 5 dargestellten Transversalfilter-Entzerrer 13 können bei der Verarbeitung binärer Signale die ersten Multiplikatoren 24 durch Modulo-2-Addierstufen gebildet sein, wodurch sich eine erhebliche Materialersparnis ergibt Im Fall binärer Signale wird nämlich zur Bildung der Korrelationsfaktoren in den

Akkumulatoren 25 nur die Polarität der Abtastwerte des zu entzerrenden Signals mit der Polarität des Referenzsignals multipliziert.

Für die Verarbeitung mehrwertiger Signale wird der Transversalfilter-Entzerrer 13 von Fig.5 in einer in ^r, F i g. 6 dargestellten modifizierten Form verwendet — Transversalfilter-Entzerrer 13a. Der Entzerrer 13a unterscheidet sich vom Entzerrer 13 durch einen zwischen Eingang B und Abschwächer 23 geschalteten ersten Vorzeichendetektor 37 und je einen zwischen jede Speicherzelle der Verzögerungskette 28 und den zugeordneten ersten Multiplikator 24 geschalteten zweiten Vorzeichendetektor 36. Die ersten Multiplikatoren 24 sind durch je eine Vorzeichen-Invertierstufe gebildet. Bei diesem Transversalilter-Entzerrer werden ι s zur Bildung der Kcrrelationsfaktoren in den Akkumulatoren 25 die Abtastwerte des zu entzerrenden Signals mit der Polarität des Referenzsignals multipliziert.

Das beschriebene Entzerrverfahren kann grundsätzlich bei allen solchen Signalen angewendet werden, welche durch äquidistante Impulse gebildet sind, also auch für andere als binäre Signale, es eignet sich aber für Partial-Response Signalformate besonders gut, wobei der Schwellenwertdetektor 15 und das Inversfilter 12 (F i g. 4) jeweils der verwendeten Signalklasse (F i g. 3) angepaßt werden müssen. Die Zahl der Schwellen des Schwellenwertdetektors richtet sich nach der Zahl der Pegel der Impulswortanregung im Sender.

Gemäß Fig.7a sind für binäre Signalformate der Klasse A (Fig.3) zwei Schwellen zur Entscheidung zwischen den drei Pegeln Maximum, Minimum und Wert Null der Impulsantwort erforderlich. Jeder möglichen Amplitudenschwelle wird in Abhängigkeit von der im Precoder 3 verwendeten Rechenregel ein — »0« oder »1« — eindeutig zugeordnet Die Aufgabe des Decoders 9 liegt somit darin, das 3-Pegel-Signal wieder in das ursprünglich binäre Signal umzuwandeln. F i g. 7b zeigt ein Beispiel eines Ausgangssignals A des Transversalfilter-Entzerrers 13 und die für dessen Detektierung erforderlichen Amplitudenschwellen. Das dargestellte Signal gehört ebenfalls der Klasse A (F i g. 3) an, unterscheidet sich jedoch vom Signal von F i g. 7a dadurch, daß pro Impuls 2 Bits übertragen werden. Für die Detektierung des Entzerrer-Ausgangssignals A sind 6 Amplitudenschwellen ßzur Feststellung der 7 möglichen Pegelwerte erforderlich. Die für Partial-Response Signalformate charakteristische Zuordnung der Bitkombinationen (Dibits 00,01,10 oder 11) ist aus der Figur ebenfalls ersichtlich und wird in bekannter Weise mit Hilfe einer Modulo-4-Addierstufe im Decoder 9 am Ausgang des Entzerrers 1! durchgeführt

In den Fig.8a-8c sind die verschiedenen Ausführungsformen des Inversfilters 12 für die drei Signalklassen von F i g. 3 dargestellt: Gemäß F i g. 8a besteht das Inversfilter 12 für Signalformate der Klasse A aus einem Summierglied 29 mit zwei nachgeschalteten Verzögerungsstufen 30 und 30a. In jeder Verzögerungsstufe wird das im Inversfilter verarbeitete Signal um die Zeit

——verzögert. Das verzögerte Signal wird dem Summierglied 29 zugeführt und nach diesem abgenommen. Die Z-transformierte Übertragungsfunktion lautet für dieses Filter:

bedeutet die Abtastfrequenz in Hertz bzw. die Impulsübertragungsrate in Impulsen pro Sekunde,

——gibt das Abtastzeitintervall an. Die Impulsübertragungsrate IF ist besser bekannt unter dem Namen Niquistrate.

Die beiden inversen Filter der Fig.8b und 8c, das Filter der F i g. 8b für Signalformate der Klasse B und das Filter der F i g. 8c für Signalformate der Klasse C sind ähnlich wie das Filter von F i g. 8a aufgebaut und unterscheiden sich von diesem nur durch ein zweites Summierglied 29a und zwei weitere Verzögerungsstufen 306 und 30c (F i g. 8b) bzw. durch Verwendung nur einer Verzögerungsstufe 30 (F i g. 8c). Für das inverse Filter der Fig.8b lautet die Z-transformierte Übertragungsfunktion

65 (-Ζ⁷ + 2 -Z-) ■ Z und für das inverse Filter der Fig. 8c

Ic(Z)

1+Z"

Bei dem in F i g. 9 dargestellten Ausführungsbeispiel des Entzerrgliedes 11 wird das Referenzsignal für die zweite Abgleichphase nicht dem Ausgang des Schwellenwertdetektors 15, sondern dem Ausgang des Decoders 9 entnommen. Das bedeutet, daß das Referenzsignal in Form binärer Signale vorliegt und vor der Einspeisung in den Entzerrereingang B in ein Partial-Response Signalformat der gewünschten Klasse umgeformt werden muß. Diese Umformung erfolgt in einem Precoder 33, welcher mit dem im Sender 1 eingebauten Precoder 3 (Fig. 2) identisch ist. Der Eingang des Precoders 33 ist mit dem Ausgang des Decoders 9, der Ausgang mit dem Eingang eines Modellfilters 17 verbunden. Der Ausgang des Modellfilters 17 ist während der zweiten Abgleichsphase, deren Betriebszustand in Fig.9 dargestellt ist über den Schalter 19 mit dem Subtrahierglied 14 verbunden. Das Modenfilter 17 simuliert einen idealen Übertragungskanal und ist für die verschiedenen Klassen von Signalformen verschieden aufgebaut

In den Fig. 10a bis 10c sind die verschiedenen Ausführungsformen des Modellfilters 17 für die drei Signalklassen von F i g. 3 dargestellt: F i g. 10a zeigt ein Modenfilter für Signale der Klasse A, Fig. 10b für Signale der Klasse B und F i g. 10c für Signale der Klasse C (Fi g. 3). Wie ein Vergleich der F i g. 10a- 10c mit den Fig.8a —8c zeigt sind Inversfilter 12 und Modenfilter 17 für eine bestimmte Klasse von Signalformaten ähnlich aufgebaut: Für die Z-transformierte Übertragungsfunktion ergibt sich für ein Modellfilter der reziproke Wert wie beim entsprechenden Inversfilter. Für das Modellfilter der Fi g. 10b lautet beispielsweise die Z-transformierte "Übertragungsfunktion:

60

1-Z"³

wobei Z~' die Verzögerung um -yr bedeutet 2F Gemäß Fig. 10a besteht das Modellfilter 17 für Signalformate der Klasse A aus zwei in Serie geschalteten Verzögerungsstufen 30 und 30a, von denen jede ein durchlaufendes Signal um die Zeit —L verzö-

IF

gert, und aus einem Summierglied 29, dessen einer Eingang mit dem Ausgang der zweiten Verzögerungsstufe 30a und dessen anderer Eingang mit dem Eingang

der ersten Verzögerungsstufe 30 verbunden ist. Die an die beiden Eingänge gelangenden Signale werden mit der in der Figur angegebenen Polarität summiert. Die beiden Modellfilter der Fig. 10b und 10c sind ähnlich wie das Modellfilter der Fig. 10a aufgebaut und unterscheiden sich von diesem durch ein zweites Summierglied 29a und zwei weitere Verzögerungsstufen 306 und 30c (F i g. 10b) bzw. durch Verwendung nur einer Verzögerungsstufe 30 (F i g. 1 Oc).

Die Funktionsweise des in Fig.9 dargestellten Entzerrgliedes ist in der ersten Abgleichsphase die gleiche wie die des Entzerrgliedes von Fig.4. In der zweiten Abgleichsphase besteht ein Unterschied, allerdings nur in der Gewinnung des Referenzsignals. Die Ausgangssignale des Transversalfilter-Entzerrers 13 sind infolge Vorentzerrung in der ersten Abgleichsphase so gut entzerrt, daß ihre Amplituden stets in engen Grenzen um die Amplitudensollwerte (Pegel) liegen und diesen eindeutig zugeordnet werden können. Diese Zuordnung erfolgt hier im Schwellenwertdetektor 15 und im Decoder 9. Das Ausgangssignal des Schwellenwertdetektors 15 ist durch die Möglichkeit der eindeutigen Zuordnung der Amplitudenwerte zu ihren Sollwerten vollständig entzerrt und wird über Decoder 9, Precoder 33 und Modellfilter 17 als Sollwert für die weitere Entzerrung verwendet. Diese erfolgt auf die bereits oben (Beschreibung zu Fig.4) beschriebene Weise.

Die Fig. lla und 11b zeigen zwei weitere Ausführungsformen des Entzerrgliedes 11. In den Figuren ist jeweils der Betriebszustand in der ersten Abgleichsphase dargestellt. Bei beiden Ausführungsformen ist das Inversfilter 12 des Entzerrgliedes ti von Fig.4 bzw. Fig.9 durch ein zwischen Referenzgenerator 16 und Subtrahierglied 14 geschaltetes Modellfilter 17 ersetzt. Das Modellfilter 17 ist für die verschiedenen Signalformatklassen jeweils gleich aufgebaut wie die in den Fig. 10a-10c dargestellten Modellfilter. Bis auf die Ersetzung des Inversfilters 12 durch das Modellfilter 17 ist das Entzerrglied der Fig. lla gleich aufgebaut wie das von F i g. 4 und das Entzerrglied der F i g. 1 Ib gleich wie das von F i g. 9. Die Funktionsweise des in den Fig. lla und 11b dargestellten Entzerrgliedes 11 ist in

ίο der zweiten Abgleichsphase die gleiche wie die des entsprechenden Entzerrgliedes (Fig.4 bzw. Fig.9). In der ersten Abgleichsphase erfolgt die für das Auffinden der Impulsantwort des Übertragungskanals 6 erforderliche Kompensation des Frequenzganges des Sendefilters 5 (Fig. 2) und des Empfangsfilters 7 (Fig. 2) mit Hilfe des Modellfilters 17. Dessen Impulsantwort ist so gewählt, daß das Ausgangssignal des Referenzgenerators 16 einem vom Sender 1 (F i g. 2) über einen idealen Übertragungskanal zum Empfänger 10 übertragenen Signal entspricht. Durch die Korrelation des auf diese Weise eigenerzeugten Referenzsignals mit dem empfangenen Signal, welch letzteres bis auf den Einfluß des Übertragungskanals 6 mit dem Referenzsignal übereinstimmt, ergibt sich die Impulsantwort des Übertragungskanals. Die Ermittlung der Korrelationsfaktoren geschieht auf die gleiche Weise wie bei dem in F i g. 4 dargestellten Entzerrglied.

Das beschriebene Entzerrverfahren verbessert das bekannte Partial-Response-Signalling-Übertragungsverfahren dahingehend, daß mit minimalem Entzerrungsaufwand eine maximale Bandausnutzung des Übertragungskanals erreicht wird. Zudem ergibt sich ein bislang noch nie erreichter schneller Abgleich.

Hierzu I 1 Blatt Zeichnungen

Claims (10)

Patentansprüche:

1. Verfahren zum Entzerren von über einen Kanal übertragenen pulsamplitudenmodulierten Signalfolgen mit Hilfe eines abgleichbaren Transversalfilterentzerrers, wobei in einer ersten Abgleichphase sende- und empfangsseitig je ein Testsignal erzeugt und das übertragene sowie das empfangsseitige erzeugte Testsignal dem Entzerrer zur Grobeinstellung der Filterkoeffizienten zugeführt werden, und to wobei während einer zweiten Abgleichphase die ankommenden Signale dem Entzerrer zugeführt, dessen Ausgangssignale von den daraus durch Schwellenwertentscheidung gebildeten Sollsignalen subtrahiert und die Differenzsignale als Korrektursignale dem Entzerrer zur Feinnachstellung der FilterkoefFizienten zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß während der ersten Abgleichphase mit Ausnahme des Transversalfilters alle weiteren den Frequenzgang des Übertragungskanals beeinflussenden Mittel zum Ausgleich der Gruppenlaufzeit der über den Übertragungskanal und das Transversalfilter übertragenen Signale unwirksam gemacht werden, und daß die Filterkoeffizienten des Transversalfilters durch Korrelation des empfangenen Testsignals mit dem empfangsseitig erzeugten Testsignal gebildet und dabei auf die Impulsantwort des Übertragungskanals eingestellt werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sende- und Empfangsseite je ein Testsignal mit einer Sequenz, dessen Spektrum wenigstens angenähert dem weißen Rauschen entspricht, erzeugt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das über den Übertragungskanal empfangene Testsignal vor dem Zuführen zum Transversalfilter zum Kompensieren der Einflüsse der genannten weiteren Mittel vorgefiltert wird, und daß das auf der Empfangsseite erzeugte Testsignal direkt als Referenzsignal dem Transversalfilter zum Einstellen seiner Koeffizienten zugeführt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das über den übertragungskanal empfangene Testsignal dem Transversalfilter zugeführt und daß das auf der Empfangsseite erzeugte Testsignal vor dem Zuführen zum Transversalfilter zum Einstellen seiner Koeffizienten in ein vorgefiltertes Referenzsignal umgewandelt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das auf der Empfangsseite empfangene Testsignal mit dem auf der Empfangsseite erzeugten Referenzsignal in diskreten Zeitpunkten korreliert wird, daß in diesen Zeitpunkten auftretende Amplitudenwerte der beiden Signale miteinander multipliziert, und daß die sich ergebenden Produkte zum Gewinnen der Koeffizienten des Transversalfilters summiert werden.

6. Anlage zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1, mit einem einen Testsignalgenerator (38) aufweisenden Sender (1) und einem einen mit dem Testsignalgenerator des Senders identischen Testsignalgenerator (16) aufweisenden Empfänger (10), wobei im Sender ein Sendefilter (5) und im Empfänger ein Empfangsfilter (7) zum Anpassen des b5 Spektrums des Übertragungskanals (6) an eines der Spektren, die zum Erreichen von äquidistanten Nullstellen in der Impulsantwort führen, vorgesehen ist, und der Empfänger weiter einen ein Transversalfilter (21) und einen Korrektor (22) umfassenden Transversalfilterentzerrer (13) sowie ein Subtrahierglied (14) zum Erzeugen von aus dem Ausgangssignal des Transversalfilters und dem Sollwert des übertragenen Signals abgeleiteten Korrektursignalen aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Umschaltvorrichtung (19, 34, 35) zum Abschalten des Ausganges (C) des Transversalfilterentzerrers vom Subtrahierglied und zum Umschalten des Korrektureinganges (B) des Transversalfilterentzerrers von einem den Sollwert der empfangenen Signalfolge führenden Leiter auf einen das vom Testsignalgenerator des Empfängers abgeleitete Referenzsignal führenden Leiter vorgesehen ist, und daß ein zwischen dem Übertragungskanal und dem Signaleingang (A) des Transversalfilterentzerrers angezodnetes Entzerrer-Vorfilter (12) oder ein zwischen dem \m Empfänger angeordneten Testsignalgenerator und dem Korrektureingang (B) des Transversalfilterentzerrers angeordnetes Testsignai- -Vorfilter (17) vorhanden ist

7. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Entzerrer-Vorfilter ein einen zur Summe der Frequenzgänge des Sende- und des Empfangsfilters inversen Frequenzgang aufweisendes Inversfilter (12) ist, und daß die Umschaltvorrichtung Mittel (18) zum Überbrücken des Inversfilters während des zweiten Abgleichvorganges umfaßt.

8. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Testsignal-Vorfilter ein einen der Summe der Frequenzgänge des Sende- und des Empfangsfilters entsprechenden Frequenzgang aufweisendes Modellfilter (17) ist, dessen Eingang an den Ausgang des dem Empfänger zugeordneten Testsignalgenerators angeschlossen ist

9. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet daß während der zweiten Phase der erste Eingang des Subtrahiei gliedes (14) mit dem Ausgang (C) des Transversalfilterentzerrers, der zweite Eingang des Subtrahiergliedes; mit dem Ausgang einer dem Transversalfilterentzerrer nachgeschalteten Schwellenwertschaltung (15) und der Ausgang des Subtrahiergliedes mit dem Korrektureingang (B) des Transversalfilterentzerrers verbunden sind.

10. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet daß während der zweiten Abgleichphase zum Bilden der Korrektursignale der erste Eingang des Subtrahiergliedes (14) mit dem Ausgang (C) des Transversalfilterentzerrers angeschlossenen Decoders (9) über einen Precoder (33) und ein einen der Summe der Frequenzgänge des Sende- und Empfangsfilters entsprechenden Frequenzgang aufweisendes Modellfilter (17) an den zweiten Eingang des Subtrahiergliedes und der Ausgang des Subtrahiergliedes an den Korrektureingang (B) des Transversalfilterentzerrers angeschlossen sind.