DE2241811B2 - Verfahren und anordnung zum aufrufen von unterstationen durch eine zentralstation mittels codierter adressensignale - Google Patents

Description

15

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Aufrufen von Unterstationen durch eine Zentralstation mittels codierter Adressensignale, bei dem die Zentralstation Codesignale aussendet und jede Unterstation diese decodiert und hieraus Steuersignale erzeugt. Die Erfindung betrifft weiterhin eine nach diesem Verfahren arbeitende Anordnung.

Bei bekannten Anordnungen zur Synchronisierung eines oder mehrerer Generatoren für seismische Signale wird ein Ton ausgesendet, wobei das Ende der Tonübertragung festgestellt und als Synchroninipuls interpretiert wird. Allerdings begrenzt die Bandbreiie dieser Funkübertragung die zur Verfügung stehenden Tonfrequenzen auf Wellenlängen, die gleich den geforderten Synchronisationszeitfehlern sind. Bekannte Anordnungen dieser Art sind deshalb nur begrenzt verwendbar.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren bzw. eine Anordnung aufzuzeigen, mittels dessen bzw. der Unterstationen mit möglichst geringem Zeitfehler selektiv von einer Zentralstation aufgerufen werden können.

Ausgehend von dem eingangs näher erläuterten Verfahren wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß auf einem gemeinsamen Träger zunächst ein Taktsignal und danach ein die betreffende Unterstation kennzeichnendes binar codiertes Adressensignal ausgesendet wird, daß das empfangene Taktsignal in ein phasenstarr auf den Träger bezogenes Synchronisiersignal umgewandelt wird, daß das empfangene Adressensignal im Takt des Synchronisiersignals dekodiert und mit einem in der betreffenden Unterstation vorliegenden Adressensignal verglichen wird und daß das Steuersignal, sobald das decodierte Adressensignal mit dem vorliegenden Adressensignal übereinstimmt, erzeugt wird. Der Träger dient hierbei als Bezugssignal für das phasenstarr auf den Träger bezogene Synchronisiersignal. Da das empfangene Adressensignal im Takt dei Synchronisiersignals decodiert wird, erfolgt auch die Decodierung phasenstarr /um Träger. Das beispielsweise das seismische Signal auslösende S'suersignal tritt somit ebenfalls phasenstarr /um Trager auf; sein /eitfehler \ erringen sich also auf ein Minimum.

Eine erfindungsgemäu arbeitende Anordnung zum Aufrufen von Unterstatioricn durch eine Zentralstation mittels kodierter Adressensignale weist einen Kodesignalgenerator und eine Sendeeinrichtung in der Zentralstation und eine Dekodiereinrichtung in jeder Unterstation auf und ist dadurch gekennzeichnet, daß der Kodesignalgenerator nacheinander Binärsignale mit festgelegter Folgefreqiienz abgibt und die Sendeeinrichtung diese auf einen Träger aufmoduliert sendet, daß eine Steuerschaltung den Kodesignalgenerator zuerst

\o

40 zur Abgabe einer festgelegten Folge von Binärsignalen eines Taktsignals und dann zur Abgabe einer festgelegten Folge von Binärsignalen des Adressensignals wirksamschaltet, daß die Unterstationen jeweils einen Synchronisiergenerator aufweisen, der entsprechend dem Taktsignal phasenstarr auf den Träger bezogene Synchronisiersignale abgibt, daß in den Unterstationen weiterhin jeweils ein Schieberegister, dem die Binärsignale des Adressensignals im Takt des Synchronisier signals zugeführt sind, sowie ein Vergleichskreis, der die im Schieberegister gespeicherten Binärsignale des Adressensignals mit einem in der Unterstation vorliegenden Adressensignal vergleicht und bei Übereinstimmung ein Steuersignal erzeugt, vorgesehen sind.

Die über Funk übertragenen codierten Adressensignale können für eine mittlere Tonfrequenzbandbreite von 500 Hz bis 2500 Hz mit hoher Auflösung (±·/.' Millisekunde) dekodiert werden. Die dekodierten Adressensignale erlauben die exakte Triggering elektrisch betätigbarer Anlagen, beispielsweise von seismischen Signalgeneratoren. Als Träger kann beispielsweise ein Ton mit einer Frequenz von 1250Hz benutz: werden, der seinerseits auf einen Hochfrequenzträger aufmoduliert wird. Dieser Trägerton wird bevorzugt im 2-Phasen-Verfahren mit dem Adressensignal moduliert, wobei die Bits »1« und »0« entgegengesetzte Phasenlagen des 1250-Hz-Tops bedeuten. Die in den Unterstationen dekodierten Kodesignale werden bevorzugt in Schieberegister eingetaktet, die mit den das Steuersignal erzeugenden Vergleichsschaltungen verbunden sind. Die Information wird hierbei im Takt eines phasenstarr auf den Träger bezogenen Synchronisiersignals in das Schieberegister eingeschoben und dekodiert. Die Synchronisiersignale aller Unterstationen sind daher in der Phase fest auf den einzigen, ursprünglich ausgesendeten Träger, d.h. den 1250-Hz-Ton, bezogen und miteinander zeitlich genau synchronisiert. Um sicherzustellen, daß alle Unterstationen zeitlich synchron dekodieren, kann vor jeder Kodeübertragung ein Piiascnabgleichton übertragen werden

Im folgenden soll die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert werden, und zwar zeigt

Fig. I ein vereinfachtes Blockschaltbild einer erfindungsgemäß ausgebildeten Anordnung für eine seismische Forschungsanlage.

F i g. 2 und 3 jeweils ein Schaltbild des im Rahmen der Erfindung verwendeten Kodierers bzw. Dekodierers, und

F i g. 4A bis 4F jeweils ein Signaldiagramm von in der Anordnung nach F i g. 2 erzeugten Signalen.

F i g. 1 zeigt einen Anwendungsfail der Erfindung, Oe dem eine Codierer-Senderanordnung 12 eine entfern! davon angeordnete Hauptanlage zur Codierung einei binären Folge von »1«- und »O«-Bits bildet. Der Cods wird als Ton auf eine Vielzahl von Empfängerstationer 14 übertragen, welche jeweils eine Empfänger-Deco diereranordnung enthalten. Als Beispiel wird dit Erfindung hier in Verbindung mit der Regelung de Betriebs mehrerer seismischer Wahlqucllcti hei rieber Die Erfindung ist jedoch auch in allen anderen Fällei anwendbar, in denen eine genaue S\ nchromsation de Betriebs von entfernt angeordneten, elektrisch betätig baren Anordnungen erforderlich ist.

In F i g. 2 ist ein Codierer 16 der Synchronisationsan Ordnung dargestellt. Um die Ausführungen zu erleich tern, ist das Schaltbild in verschiedene Blöcke eingeteil wobei auf bestimmte Teile des Schaltbildes genere Ue/ug genommen werden kann. Zur weiteren Erleichte

rung der Erläuterungen wird auf spezielle Frequenzen, Binärcodes usw. Bezug genommen. Es ist jedoch zu bemerken, daß es sich dabei lediglich um Beispiele handelt, welche für den jeweils speziellen Anwendungsfall modifiziert werden können.

In der Anordnung nach Fig. 2 wird ein Taktgenerator 18 durch einen Kristalloszillator 20 mit zugehörigen Kreisen und einem Teiler 22 gebildet, welcher eine vorgegebene Senderfrequenz von beispielsweise 1,25 kHz liefert. Im vorliegenden Beispiel liefert der Kristalloszillator ein Signal mit einer Frequenz von 1OkHz an den Teiler 22. welcher dieses Signal zur Bildung des Signals mit einer Frequenz von 1,25 kH/ durch 8 teilt. Offensichtlich können zur Erzeugung anderer Senderfrequenzen auch andere Kristalle verwendet werden, wenn nur die Forderungen hinsichtlich der Senderbandbreite beachtet werden.

Das vom Teiler 22 abgegebene Signal mit einer Frequenz von 1,25 kHz wird in einem Verstärker 24 mit vorgegebener Verstärkung eingespeist, welcher beispielsweise ein Ausgangssignal von ± 10 V in Form eines symmetrischen Rechtecks liefert. Das Ausgangssignal des Verstärkers 24 wird auf ein ein rechleckförmigcs in ein sinusförmige«: Signal überführendes Filter 26 gegeben, das bei einer Frequenz von 1,25 kHz beispielsweise eine Dämpfung von 12 db besitzt. Dieses Filter 26 erzeugt aus dem vom Verstärker 24 gelieferten rechtcckförmigen Signal ein sinusförmiges Signal.

Das vom Filter 26 abgegebene sinusförmige Signal wird auf einen sinusförmige in rechteckförmige Signale überführenden Konverter 28 gegeben, welcher eine hohe Verstärkung in der Größenordnung von beispielsweise 2000 besitzt. Aufgrund dieser hohen Verstärkung arbeitet der Konverter 20 als Nulldurchgangsdetektor, um ein rechteckförmiges Signal zu erzeugen, das gegenüber dem vom Filter 26 abgegebenen sinusförmigen Signal keine Phasenverschiebung aufweist.

Das rechteckförmige Signal mit einer Frequenz von 1,25 kHz wird vom Konverter 28 in einen Takueiler 30 eingespeist, der durch einen Schiebezähler 32 und einen Ziffernzähler 34 gebildet wird. Der Schiebezähier 32 teilt das rechieckförmige Eingangssignal zur Bildung eines Verschiebungstaktes (auf einer Leitung 36) durch 8. das über ein Nand-Gatter 38 auf eine Datenlogik 40 und speziell auf ein darin befindliches Schieberegister 42 4s gegeben wird. Weiterhin wird das rechteckförmige Signal durch den Schiebezähler 32 zur Bildung eines Ziffemfolgetaktes (auf einer Leitung 46) durch 16 geteilt der in den Ziffernzähler 34 sowie in mehrere logische Gatter 44 der Datenlogik 40 eingespeist wird. Der Ziffernzähler 34 teilt das Ausgangssignal des Schiebezählers 32 um 16, wodurch eine Zählung der übertragenen Ziffernanzahl stattfindet Es ist zu bemerken, daß die Schaltung vor dem Abschalten der Folge von übertragenen Ziffern die doppelte Anzahl von notwendigen Ziffern, d.h. 16 und nicht 8, zählt; damit wird es möglich, nach den vorgegebenen Codeziffern Nullen für 8 Ziffernperioden zu übertragen. Die logischen Gatter 44 sind ihrerseits über ein Nand-Gatter 54 an einen Polaritätswähler 48 und fto speziell an einen ersten Pegelkonverter 50 und an einen zweiten Pegelkonverter 52 angeschaltet Das sinusförmige Signal mit einr Frequenz von 1,25 kHz wird weiterhin vom Filter 26 in den Polaritätswähler 48 und speziell in einen nicht invertierenden Puffer 56 und in <>s einen invertierenden Verstärker 58 mit der Verstärkung »1« eingespeist Die Ausgangssignale des Puffers 56 und des Verstärkers 58 werden auf Feldeffekttransistor-Schalter 60 und 62 gegeben, welche durch die Pegelkonverter 52 und 50 gesteuert werden.

Im Polaritätswähler 48 koppelt der nichtinvertiercnde Puffer 56 das sinusförmige Signal vom Filter 26 auf den Feldeffekt-Transistor-Schalter 60. Der invertierende Verstärker 58 verstärkt das sinusförmige Signal in der gleichen Weise wie de· Puffer 56; in bezug auf das Ausgangssignal des Puffers 56 liefert er jedoch ein um 180° in der Phase verschobenes Ausgangssignal. Der Verstärker 58 koppelt das um 180° in der Phase verschobene sinusförmige Signal auf den Feldeffekttransistor-Schalter 62. Die Pegelkonverter 50 und 52 legen als Funktion der über die logischen Gatter 44 der Datenlogik 40 gelieferten Signale fest, welcher der Feldeffekttransistor-Schalter 60 oder 62 in Betrieb st. Der über die Feldeffekttransistor-Schalter 60 oder 62 gelieferte resultierende Code-Ton wird zur Aussendung auf einen Sender 64 gegeben.

Das Ausgangssignal des Ziffernzählers 34, welcher die Anzahl der zu sendenden Ziffern zählt, wird auf eine Sender-Zeittaktschaltung 66 gegeben. Speziell ist eine Ziffernzählleitung 67 an einem Start-Flip-Flop 68 angekoppelt, welcher zur Beendigung der Sender-Zeittaktsequenz dient. Zum Zeitpunkt, in dem der Siart-Flip-Flop 68 gestellt wird (Fig. 4A), wird cm verzögernder monostabiler Tonmultivibralor 70 gctriggcrt. der dann einen Impuls mit einer Dauer von 300 ms liefert (Fig.4B). Wenn der monostabile Multivibrator 70 seinen niedrigen Signalzustand annimmt, so triggert er einen monostabilen Phasenmultivibrator 72 für 300 ms (Fig. 4). Nimmt der monostabile Multivibrator 72 seinen niedrigen Signalzustand an, so triggert er seinerseits einen monostabilen Multisynchronvibrator 74 für ein Zeitintervall von 400 ms (Fig. 4D). Das Ausgangssignal des monostabilen Synchronmultivibrators wird auf eine Leitung 76 abgegeben.

Wenn der Start-Flip-Flop 68 mittels einer lokalen oder einer entfernt davon angeordneten Startschaltung 77 gestellt wird, so schaltet er den Sender 64 ein. Während der Zeit, in welcher der verzögernde monostabile Tonmultivibrator 70 eingeschaltet ist, wird jedoch kein Ton auf den Sender 74 gegeben. Diese Maßnahme dient zur Bildung einer Verzögerung, welche während der Unterdrückung der Empfangsstationen die Möglichkeit zum Arbeiten gibt.

Wenn der monostabile Phasenmultivibrator 72 für 300 ms getriggert wird, so wird der nichtinvertierte Ton vom Puffer 56 über den Feldeffekttransistor-Schalter 60 durch den Sender 64 übertragen. Das bedeutet daß in einer Zeit von 300 ms ein Ton mit einer Frequenz von 1,25 kHz ausgesendet wird. Sodann triggert der monostabile Synchronmultivibrator den Sender 64 für 400 ms über die Leitung 76 und die Datenlogik 44, so daß ein Ziffernfolgeton mit einer Frequenz von 78,125 Hz ausgesendet wird, welcher sich abwechselnd aus Ziffernsymbolen »1« und »0« zusammensetzt Während des Schaltintervalls des monostabilen Synchronmultivibrators schaltet jede »0« auf der Leitung 46 den nicht invertierten Ton vom Puffer 56 und jede »1« auf der Leitung 46 den um 180° invertierten Ton vom Verstärker 58 auf den Sender 64 zur Aussendung. Am Ende des Impulses vom monostabilen Synchronmultivibrator wird ein Codesteuer-Flip-Flop 78 durch die Hinterflanke des Synchronimpulses mit 400 ms Dauer getaktet Der Codesteuer-Flip-Flop 78 ermöglicht das Stellen eines Code-Flip-Flops 80 beim ersten Schiebetaktsignal, das über den Schiebezähler 32 auf die Leitung 36 geliefert wird.

Durch das Stellen des Code-Flip-Flops 80 wird der Voreinstellzustand vom Schieberegister 42 abgeschaltet, wodurch die 8 in diesem Schieberegister 42 gespeicherten Ziffern ausgcspeichert werden können, wodurch wiederum für jede logische »1« eine Phasenverschiebung von 180 im Ton hervorgerufen wird.

Im Codierer 16 nach F i g. 1 wird daher ein Ton mit einer Frequenz von 1,25 kHz durch 8 Ziffern moduliert, welche einen Binärcode aus Ziffernsymbolen »1« und »0« bilden. Die 8 Ziffern werden in zwei Vierergruppen aufgeteilt und können als zwei binärcodierte Zahlen angesehen werden. Die eine Gruppe ist dabei auf eine binarcodierte Zahl von 12 festgelegt. Die andere Gruppe ist beispielsweise durch eine durch eine Bedienungsperson betätigbare Eingangsfingerscheibe 82 programmierbar, wodurch sich 10 Codierungskombinationen ergeben. Bei der Fingerscheibc 82 handelt es sich um eine konventionelle binärcodierte Dezimalfingerscheibenanordnung, wie sie beispielsweise durch die Firmen EECO oder DlGlTRAN hergestellt wird.

Die Ziffernzeiten ergeben sich aus einer Rückwärts-/ählung des Grundtaktes von 1.25 kHz. wobei jede Ziffer 8 Grundtaktzeilen umfaßt. Daher stellt ein Zifferncode mit abwechselnden Ziffernsymbolen von »1« und »0« (im vorliegenden Beispiel) die vorerwähnte Frequenz von 78.125 Hz dar. Der Ton mit 1,25 kHz wird durch eine Zweiphasenanordnung (Polaritätswähler 48 usw.) mit den Ziffcrnfolgen moduliert, so daß die eine »1« — darstellende Ziffer eine Polarität des Tons mit 1.25 kHz. und die eine »0« darstellende Ziffer die entgegegesetzte Polarität des Tons ergibt. Wie erwähnt, wird die Polarität des Hilfsträgers in den Nulldurchgängen geschaltet, so daß Übergangserscheinungen so klein wie möglich gehalten werden. Die gesendete Zifferngruppe wird an dem in F i g. i dargestellten Empfängerende decodiert.

in F i g. 3 ist ein Decodierer 90 gemäß der Erfindung dargestellt, wobei das Schaltbild zur Erleichterung der Erläuterung der Schaltkreise in Blockform aufgeteilt ist. Der Decodierer 90 enthält einen in seiner Verstärkung automatisch regelbaren Verstärker 92 konventioneller Art. wie er zur Aufrechterhaltung einer konstanten Ausgangsspannung verwendet wird. Der vom Verstärker 92 abgegebene Ausgangston wird auf einen Vervielfacher 93 gegeben, welcher in einem Frequenzverdoppler 94 enthalten ist. Auf diesem Frequenzverdoppler wird ein zeitlich in der Phase invertiertes Eingangssignal von 1,25 kHz gegeben, wobei sich durch Quadrierung des Signals ein sinusförmiges Ausgangssignal mit einer Frequenz von 23 kHz ergibt, in dem keine Phasenumkehr mehr enthalten ist

Während des Impulses von dem obenerwähnten monostabilen Phasenmultivibrator 72 (Fig.4C und Fi g. 2) wird der gesendete Ton über den Frequenzverdoppler 94 nach Fig.3 auf einen Tondetektor 96 gegeben, welcher durch eine Phasenschleife gebildet wird und das Vorhandensein des Tons von 2^kHz feststellt.

Der Tondetektor 96 triggert seinerseits einen monostabilen Phasenmultivibrator 98 mit einer Impulsdauer von 200 ms. Damit wird weiterhin eine Rückstellung eines Phasen-Flip-Flops 100 über ein Nand-Gatter

101 möglich.

Das vom Frequenzverdoppler abgegebene sinusförmige Signal von 24 kHz wird in einen Taktgenerator

102 und speziell in eine Phasenschleife 104 eingespeist Diese Schleife 104 arbeitet bei einer Frequenz von 2.5 kHz. so daß das Eingangssignal und die Schleifensignale aufgrund dieser phasenfesten Schleife 104 bei einer Phasenverschiebung von 90° synchron gehalten werden. Das Ausgangssignal der phasenfesten Schleife s 104 wird auf einen Verstärker 106 gegeben. Der Taktgenerator 102 liefert ein rechteckförmiges Signal mit einer Frequenz von 2,5 kHz auf den vorerwähnten Phasen-Flip-Flop 100.

Durch den Phasen-Flip-Flop 100 wird das Signal mit

ίο 2.5 kHz durch 2 geteilt, um ein reines Taktsignal mit einer Frequenz von 1,25 kHz zu bilden, das zur Demodulation des ankommenden Signals von der Codierer· Senderanordnung gemäß der Erfindung dient. Zu diesem Zweck wird das rechteckförmige Taktsignal mit 1,25 kHz auf einen Verstärker 108 gegeben, in dem es verstärkt und bipolar gestaltet wird. Dieser wiedergewonnene Takt mit einer Frequenz, von 1.25 kHz wird auf einen den Vervielfacher 111 enthaltenden Phasendemodulator 110 gegeben und durch das von dem in seiner Verstärkung automatisch geregelten Verstärker 92 gelieferte ankommende sinusförmige Signal von 1,25 kHz vervielfacht. Das resultierende Ausgangssignal wird auf ein Filter- und Verstärkernetzwerk 112 gegeben, das eine die »0« darstellende Nullausgangsspannung liefert, wenn die auf den Demodulator 110 gegebenen Signale außer Phase sind. Das Netzwerk 112 liefert eine die »1« darstellende positive Spannung, wenn die Eingangssignale des Demodulators 110 in Phase sind. Während der Zeit, in der die Eingangssignale in Phase sind (Darstellung einer »1«), und während des Vorhandenseins der Phasenperiode von 200 ms nach F i g. 4C wird der Phasen-Flip-Flop, wie oben erwähnt, über das Nand-Gatter 101 zurückgestellt, wodurch die beiden Eingangssignale des Demodulators 110 außer Phase gelangen, so daß sich die richtige Phasenlage im System ergibt.

Die Ausgangssignaie des Phasenmodulators 110 werden auf einen Synchrongenerator 116 gegeben, welcher auf einer Frequenz von 78,125Hz schwingt.

Der Synchrongenerator 116 enthält nach Art des Taktgenerators 102 eine Phasensehleife 118 und einen an diese angekoppelten Verstärker 120. Bei der Aufnahme der Synchronziffern, welche die vom Sender 64 nach Fig. 2 ausgesendeten abwechselnden Ziffern-Symbole »1« und »0« umfassen, wird die Phasensehleife 118 auf eine Phasenverschiebung von 90⁼ synchronisiert. Das dabei am Ausgang des Synchrongenerators 116 sich ergebende rechteckförmige Signal mit 78,125Hz triggert einen monostabilen Rückstell-Syn-

so chronmultivibrator 122, welcher einen Synchron-Rückstellimpuls von etwa 100 ns Dauer erzeugt Dieser Impuls liegt aufgrund der durch den Synchrongenerator 116 hervorgerufenen Phasenverschiebung von 90° etwa in der Mitte jeder Ziffer.

Ein aus einem Teilernetzwerk 126 und einem Nand-Gatter 128 gebildeter Register-Taktgenerator 124 nimmt den auf den Phasen-Flip-Flop 100 gegebenen wiedergewonnenen Takt auf. Wenn das Teilernetzwerk 126 alle Ziffernsymbole »1« aufgenommen hat, wird die Setzte »1« der 16 Ziffernsymbole »1« über das Nand-Gatter 128 ausgespeist, wodurch sich ein 1-aus-16-Takt ergibt Dieser l-aus-16-Takt dient zur Zeittaktung eines Serienregisters 130.

Hinsichtlich der Zeittaktsequenz des monostabilen - Phasenmultivibrators 98 wird am Ende des Impulses mit 200 ms Dauer ein monostabiler Synchronmultivibrator 132 eingeschaltet, wodurch die Rückstellung des Teilernetzwerkes 126 des Registertaktgenerators 124

709 525/451

möglich wird.

Während der Synchronzeit von 400 ms Dauer des monostabilen Multivibrators 132 wird der monostabile Synchron-Rückstellmultivibrator 122 eingeschaltet, so daß das Teilernetzwerk bei jedem Rückstellimpuls auf Null gestellt wird. Am Ende des Synchronimpulses von 400 ms Dauer wird der Synchronriickstellimpuls vom Teilernetzwerk 126 abgeschaltet, so daß das Register-Taktausgangssignal des Generators 124 etwa in der Mitte eines Ziffernintervalls auftritt. Weiterhin wird am Ende des Synchronimpulses von 400 ms Dauer ein monostabiler Datenmuliivibrator 134 getriggert, welcher das Freigabe-Eingangssignal vom Serienregister 130 abschaltet, so daß die Datenziffern vom Filter- und Verstärkernetzwerk 112 in Serie in das Serienregister ,₅ 130 eingegeben und an parallelen Ausgängen 136 dieses Registers verglichen werden können. Ein Vergleichskreis 138, welcher beispielsweise eine der Anordnung 82 nach Fig. 2 entsprechende Fingerscheibenanordnung sein kann, bildet einen Vergleich zu den vorbestimmten Folgen von 8 Ziffern vom Serienregister 130; bei Feststellung von Folgen von 8 Ziffern wird ein Impuls erzeugt, welcher einer Nullzeit entspricht.

An den monostabilen Datenmultivibrator 1134 ist ein einen Sperr-Flip-Flop 140 enthaltender Sperrkreis angeschaltet, welcher eine Rücktriggerung des monostabilen Phasenmultivibrators 98 für eine Periode von 400 ms durch den Tondetektor % verhindert.

Die Aussendung der Zifferngruppe wird also am Empfangsende durch die Schaltung nach F i g. 3 decodiert und in das Serienregister 130 eingegeben, das seinerseits durch den Vergleichskreis 138 dekodiert wird. Dieser Vergleichskreis kann eine Decodier-Fingerscheibe für die programmierbare Binärcode-Gruppe und eine feste Logik für die feste Binär-Codiergruppe gemäß F ig. 2 oben enthalten. Die Taktsignale, welche Hie Information in das Register 130 eingeben, werden vom Hilfsträger mit 125 kHz abgeleitet und durch die Phasen-Schleife 104 zurückgewonnen. In allen Empfängerstationen sind die Taktsignale in der Phase fest auf den ausgesendeten Ton bezogen.

Der Tonträger wird durch Synchron-Amptitudendemodulation demoduliert. Um den Träger ohne Polaritätsumkehr zurückzugewinnen, wird die Trägerfrequenz über den Frequenzverdoppler 94 verdoppelt. Das Ausgangssignal wird zur Entfernung der Gleichspannungskomponente wechselstrommäßig angekoppelt und dann in die phas^nfeste Schleife 104 eingegeben, weiche ein reines rechteckförmiges Signal mit 2,5 kHz liefert. Der Phasen-Flip-Flop 100 dient zur Teilung des Signals durch 2, um ein reines Signal mit 1,25 kHz zu erzeugen, das dann zur Synchrondemodulation des ankommenden Signals über den Verstärker 108 und den Phasendemodulator 110 dient

Der Demodulator 110 ist ein integrierter Vervielfaeher, in dem der modulierte Träger mit dem vorerwähnten unmodulierten zurückgewonnenen Träger multipliziert wird. Das Ausgangssigna] wird über das Netzwerk 112 gefiltert, um den größten Teil des Trägers zu entfernen, wodurch Gleichspannungswerte verblei- &> ben, weiche die Ziffernsymbole »1« und »0» des Zifferncodes darstellen. Um sicherzustellen, daß alle Empfängerstationen zeitlich synchron codieren, wird, wie oben anhand von Fig.2 erläutert, vor der Aussendung jedes Codes ein Phasenabgleich- und Synchronton ausgesendet Dieser Phasenabgleichton wird zunächst für etwa 300 ms ausgesendet Das Vorhandensein der Frequenz von 1,25 kHz wird durch den Frequenz-Tondetektor festgestellt, welcher da; Arbeiten der folgenden Zeittaktschaltung möglich macht. Die Empfängerkreise arbeiten in einer Sequen? von 3 Arbeitszuständen.

Zunächst handelt es sich dabei um einen Phasenabgleichzustand, in dem der Träger mit einer Polarität welche Ziffernsymbole »0« darstellt, übertragen wird Dabei wird die Polarität des Demodulators UC überprüft und die Polarität des wiedergewonnenen Trägers erforderlichenfalls geändert, um den ankom menden Träger in der richtigen Phasenlage zu demodulieren. Sodann arbeitet die Empfänger- und Senderanordnung automatisch in einem zweiten der drei Zustände, welcher einen Synchronzustand darstellt der für etwa 400 ms andauert. Während dieser Zeit wird der Träger mit einer Trägerfolge moduliert, welche sich abwechselnd aus Ziffernsymbolen »1« und »0« zusammensetzt. Dieses Signal wird im Empfänger durch den Demodulator 110 demoduliert und in der Phasenschleife 118 des Synchrongenerators 116 zurückgebildet. In der Phasenschleife 118 wird ein Vervielfacher als Phasendetektor und ein sogenanntes VCO- verwendet, um ein rechteckförmiges Signal zu erzeugen, das die gleiche Frequenz von 78,125 Hz wie die gesendeten Ziffern »I« und »0« besitzt und um 90° phasenverschoben ist.

Die Taktsignale, welche die Einspeisung der Zifferninformation in das Serienregister 130 mit 8 Bit bewirken werden durch Abwärtszählen des Signals mit 2.5 Wz vom Frequenzverdoppler 94 erzeugt. Das Ausgungssignal des Zählers 126 besitzt die genaue Ziffernzeitfolge, wobei der gesamte Zähler im vorerwähnten Arbeitszustand 2 mit dem Ausgangssignal des Zifferngenerators synchronisiert wird. Dies führt zu Taktsignalen, welche in allen Empfängerstationen synchronisiert sind und aufgrund der Phasenverschiebung von 90° etwa in die Mitte der Ziffernzeit fallen.

Die Anlage gehl sodann in den Arbeitszustand 3 übe^r, in dem die tatsächliche codierte Sequenz ausgesendet wird. Da alle empfangenen Taktsignale synchronisiert sind, wenn die letzte Ziffer der Gruppe von acht Ziffern in d3s Serienregister 130 gelangt, erhält der Vergleichskreis 138 den richtigen Code, wobei alle Empfängeranordnungen bei dem zur letzten bzw. achten Codeziffer gehörenden Taktsignal angeschaltet werden. Diese Zeit ist die vorerwähnte Nullzeit.

Aus den vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß die erfindungsgemäß ausgebildete Anordnung aus zwei Gründen in hohem Maße rauschunempfindlich ist. Erstens ist die Zweiphasenmodulation mit mäßiger Filterung des demodulierten Ausgangssignals bekanntlich im hohen Maße rauschunempfindlich, da es anwahrscheinlich ist, daß das Rauschen zu einer so ausreichend langen Trägerphasenumkehr führt, daß die Filterwirkung verlorengeht Zweitens werden die zur Synchronisation der Taktsignale dienenden Signale vom Aussendesignal abgeleitet und durch spannungsgesteuerte Oszillatoren, weiche in phasenfesten Schleifen arbeiten, zurückgewonnen. Dies führt zu reinen Signalformen der gleichen Frequenz wie die mittlere ankommende Frequenz. Synchronisationsstörungen aufgrund von Rauschen bei der Übertragung werden durch die Zeitkonstante der phasenfesten Schleifen wesentlich reduziert Diese mit den Filtervorgängen in den Schleifen verbundenen Zeitkons^anten stellen sicher, daß sich die spannungsgesteuerten Oszillatoren auf die mittlere Frequenz einpendeln und daß sie durch Augenblicksänderungen aufgrund des Rauschens oder aufgrund von Modulationskomponenten relativ unbe-

einflußt bleiben.

Als Koppelglied zwischen Codierer und Decodierer bei der Erfindung wurde vorstehend eine Radiosenderverbindung angegeben. Die Kopplung zwischen Codierer und Decodierer kann jedoch auch durch eine von

Hand hergestellte Leitungsverbindung erfolgen. Schließlich ist es auch möglich, die Signalübertragung vom Codierer zum Decodierer bei der Erfindung mittels Überland-Telefonleitungen vorzunehmen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   1. Verfahren zum Aufrufen von Unterstationen durch eine Zentralstation mittels kodierter Adressensignale, bei dem die Zentralstation Kodesignale aussendet und jede Unterstation diese dekodiert und hieraus Steuersignale erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß auf einem gemeinsamen Träger zunächst ein Taktsignal und danach ein die betreffende Unterstation kennzeichnendes binärkodiertes Adressensignal ausgesendet wird, daß das empfangene Taktsignal in ein phasenstarr auf den Träger bezogenes Synchronisiersignal umgewandelt wird, daß das empfangene Adressencignal im Takt des Synchronisiersignals dekodiert und mit einem in der betreffenden Unterstalion vorliegenden Adres sensignal verglichen wird und daß das Steuersignal, sobald das dekodierte Adressensignal mit dem vorliegenden Adressensignal übereinstimmt, erzeugt wird.

   2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Taktsignal eine gleichbleibend festgelegte Folge von Binärsignalen und als Adressensignal eine änderbare Folge von Binar-Signalen mit gleichbleibender Folüufrequenz und festgelegter Anzahl an Binärsigna en ausgesendet wird.

   3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Binärsignale des empfangenen Adressensignals im Takt des Synchronisiersignals gespeichert werden und bei Speicherung des letzten Binärsignals des Adressensignals und Obereinstimmung des empfangenen Adressensignals mit dem vorliegenden Adressensignal das Steuersignal abge- ts geben wird.

   4. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Unterscheidung eines Binärsignals »0« von einem Binärsignal »1« das Trägersignal in seiner Phase um 180^c geändert wird.

   5. Anordnung zum Aufrufen von Unterstationen durch eine Zentralstation mittels kodierter Adressensignale mit einem Kodesignalgenerator und einer Sendeeinrichtung in der Zentralstation und einer Dekodiereinrichtung in jeder Unterstation, dadurch gekennzeichnet, daß der Kodesignalgenerator (32, 42, 44, 82) nacheinander Binärsignale mit festgelegter Folgefrequenz abgibt und die Sendeeinrichtung diese auf einen Träger aulmoduliert sendet, daß eine Steuerschaltung (66) den Kodesignalgenerator (32, 44, 82) zuerst zur Abgabe einer festgelegten Folge von Binärsignalen eines Tak'.signals und dann zur Abgabe einer festgelegten Folge von Binärsignalen des Adressensignals wirksamschaltet, daß die Unter- ss Stationen jeweils einen Synchronisiergencrator (102, 116) aufweisen, der entsprechend dem Taktsignal phasenstarr auf den Träger bezogene Synchronisiersignale abgibt. daU in den Unterstationen weiterhin jeweils ein Schieberegister (130), dem die Binar- ho signale des Adresscnsignals im Takt des Synchronisiersignals zuführbar sind, sowie ein Vergleichskreis (138). der die im Schieberegister (130) gespeicherten Binarsignale des Adressensignals mit einem in der Unterstation vorliegenden Adressensignal ver- λ«, gleicht und bei Übereinstimmung ein Steuersignal erzeugt, vorgesehen sind.

   6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß in der Zentralstation ein den Träger mit festgelegter Trägerfrequenz erzeugender Generator (18) und ein Phasenmodulator (48) vorgesehen sind, wobei der Phasenmodulator (48) den aus dem Generator (18) zugeführten Träger entsprechend den nacheinander aus dem Kodesignalgenerator (32, 42, 44, 82) zugeführten Binärsignalen phasenmoduliert und den somit phasenmodulierten Träger an eine Übertragungseinrichtung (64) abgibt, die den phasen modulierten Träger aussendet.

   7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (18) einen Quarzoszilla tor (20), der ein Rechtecksignal abgibt, und ein das Rechtecksignal aufnehmendes und in ein sinusförmiges Trägcrsignal umwandelndes Filter (26) aufweist.

   8. Anordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7. dadurch gekennzeichnet, daß der Kodesignalgene rator (32, 42, 44, 82) einen an den Generator (18) angekoppelten. Die Tragerfrequenz des Trägers heruntertei.lenden und entsprechend der heruntergeteilten Trägerfrequenz Schiebetaktimpulse abgebenden Taktteiler (30) sowie ein über eine Wähleinrichtung (82) auf die Folge der Binärsignale des Adressensignals voreinstellbares, von den Schiebetaktimpulsen fortschaltbares Schieberegister (42) aufweist und daß eine an den Taktteiler (30) und an das Schieberegister (42) angeschlossene Schaltlogik (44) des Kodesignalgenerators (32, 42, 44, 82) von der Steuerschaltung (66) gesteuert entweder Schiebetaktimpulse als Binärsignale des Taktsignals oder von den Schichi-iAumpulsen aus dem Schieberegister (42) ausgeschobene Ausgangsimpulse als Binärsignale des Adressensignals abgib¹..

   9. Anordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8. dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (66) einer Verzögerungskreis (70) aufweist, der den Beginn des T:\ktsignals gegenüber einem auslösen den Startsignal um einen festgelegten Zeitabstand verzögert

   10. Anordnung nach einem der Ansprüche 5 bis *■). dadurch gekennzeichnet, daß in den Unterstatio: cn jeweils ein den Träger empfangender und ein Trägertaktsignal mit der Trägerfrequenz abgebender F.mpfangskreis (92, 94, 100, 102) vorgesehen ist. der eine Phasenschleife (104) aufweist, die das Trägertaktsignal phasenstarr mit dem Träger synchronisiert.

   11. Anordnung nach Anspruch 10. dadurch gekennzeichnet, daß zum Abtrennen des Taktsignals und des Adressensignals vom phasenmodulierten Träger ein entsprechend dem Trägeriaktsignal Mcmodulierendcr Phasendemodulator(HO) vorgesehen ist.

   12. Anordnung nach einem der Ansprüche 10 oder 11. dadurch gekennzeichnet, daß ein Taktsignalgenerator (124) das Trägertaktsignal aufnimmt und durch Teilen der Frequenz des Trägeriaktsignak das Synchronisiersignal erzeugt und an das Schieberegister(HO) abgibt und daß eine weitere Phasenschlcfe (118) vorgesehen ist, die den 1 aktsignalgenerator (1Ih) phasenstarr nut den Binarsignalen des Taktsignals synchronisiert.

   11 Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktsignalgenerator (124) einen durch Impulse rückstellbaren Zähler (42) für Trägertaktsignale aufweist und daß die Impulse gegenüber den Binärsignalen des Taktsignals um 90 phasenverschoben s.nd.

   •i

   14. Anordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Unterstation eine weitere Steuerschaltung (96, 98, 132) vorgesehen ist, die entsprechend dem zeitlichen Funktionsablauf der Steuerschaltung (66) in der Zentralstation die phasenstarre Synchronisierung des Trägertaktsignals mit dem Träger sowie der Synchronisiersignale mit den Binärzeichen des Taktsignals innerhalb aufeinanderfolgender festgelegter Zeitabstände steuert.