DE2222103C3 - Schaltungsanordnung zur Verminderung von Farbverzerrungen in einem Farbfernsehempfänger für PAL-Farbfernsehsignale - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verminderung von Farbverzerrungen in einem Farbfernsehempfänger, dem ein Farbfernsehsignal nach dem PAL-Verfahren zugeführt wird, mit je einem Kerbfilter an jedem der Demodulatoren. die modulierte Farbträgersignale demodulieren und Farbdifferenzsignale erzeugen, wobei die Kerbfilter eine solche Frequenzcharakteristik haben, daß bei Frequenzen, die ungeraden Vielfachen des halben Wertes der horizontalen Abtastfrequenz (fH) entsprechen. Dämpfungsbereiche liegen und bei Frequenzen, die dem Nullwert und geraden Vielfachen des halben Wertes der horizontalen Abtastfrequenz entsprechen. Durchlaßstellen liegen, und wobei außerdem das Kerbfilter als erste Teilimpedanz einen Serienzweig und als zweite Teilimpedanz einen Parallelzweig in invertierter L-Schaltung enthält.

Bei dem PAL-Fernsehverfahren werden bekanntlich die zwei in der Phase um 90° gegeneinander verschobenen Trägerschwingungen eines Farbträgers, der eine spezielle Frequenz in dem Leuchtdichte-Signal band besitzt, mit zwei voneinander unabhängigen Farbdifferenzsignalen (Farbsignalen) amplitudenmoduliert, so daß die Phase der einen Trägerschwingung, die mit dem einen der Farbdifferenzsignale amplitudenmoduliert ward, bei jeder der bezüglich der Zeitablenkung aufeinanderfolgenden Horizontalabtastperioden (Zeilen) umgekehrt wird. Ferner wird ein Farbsynchronsignal mit einer solchen Phasenlage von der Sendeseite zur Empfangsseite übertragen, daß der Phasenzustand von der mit dem einen Farbdifferenzsignal amplitudenmodulierten einen Trägerschwingung auf der Empfangsseite festgestellt werden Wann Dabei wird die Phase des Farbsynchronsignals bei jeder in der Zeitablenkung aufeinanderfolgenden Horizonialabiusiperiode um t 45 verschoben, v/o bei diese Phasen».erschiebung in Übereinstimmung mit der Umkehrung der Phase von der mit dem einen FarbdilTerenzsigna! amplitudenmodulierten einen Träuerschuingungen und bezüglich der Phase der mit dem anderen FarbdilTerenzsignal amplitudenmodulierten anderen Trägerschwingung erfolgt.

Beim PAL-Verfahren wird also das eine Farbdifferenzsignal alternierend in der Phase umgekehrt. Um nun im Farbfernsehempfänger ständig das richtige Farbdifferenzsignal wiederherzustellen, ist es nicht nur erforderlich, einen zur Demodulation des einen Farbträgersignals dienenden Bezugsfarbträger mit umgekehner Phase bei jeder zweiten Zeile einem Demodulator zuzuführen, sondern der Bezugsfarbträger muß auch eine Phase haben, die genau mit der Phase des übertragenen Farbdifferenzsignals übereinstimmt.

Wenn das Farbträgersignal eines Farbfernsehvideosignals bei der übertragung eine Verzerrung oder Beeinträchtigung erleidet, wird der Vektor des Farbträgersignals in seiner Phase gedreht, wie weiter unten ausführlich beschrieben ist. Aus diesem Grund wird, wenn das Farbträgersignal, welches eine solche Verzerrung erleidet, direkt demoduliert wird, ein FarbdilTerenzsignal erhalten, das in aneinanderschließenden horizontalen Abtastperioden auf der Zeitachse sich ändert, und bei dein wiedergegebenen Bild ergeben sich bei der Wiedergabe der horizontalen Abtastzeilen Verzögerungen der Farbtönung, so daß die Bilder Farbfehler aufweisen.

Aus der DT-AS 12 86 084 ist eine Schaltung bekannt, bei der die alternierend umgeschalteten Komponenten des Farbsynchronsignals zur Erzeugung des in der Phase umgeschalteten Bezugsfarbträger ausgenutzt werden soil. Die Demodulation der Farbdifferenzsignale wird also ohne Laufzeitermittlung vorgenommen. Allerdings ist eine Anpassung der Phase der Bezugsfarbträger an Phasenfehler des Farbträgers nur dadurch erreichbar, daß die den Bezugsträger erzeugenden Oszillatoren während der Zeilenhinlaufzeit durch ein Farbträgerfrequenzsignal zusätzlich in der Phase feinsynchronisiert werden. Eine solche Feinsynchronisation der Phase von Oszillatoren stellt schaltungstechnisch einen relativ großen Aufwand dar. Außerdem muß bei einer Veränderung der Übertragungsfehler, die z. B. durch eine Änderung des Standplatzes des Farbfernsehempfängers hervorge-

rufen wird, die Feinsynchronisation der Oszillatoren bezüglich der Phase des Farbträgers nachgestellt werden, was nur durch geschultes Fachpersonal ausgeführt werden kann.

In dem Aufsatz »Ein Kammfilter für das PAL-Verfahren«,vonG. 11 e t sch k oundH.Schön fei der. erschienen als Sonderdruck der Fernseh GmbH. April 1969, S. 3 bis 5. ist ein PAL-Kammfilter angegeben, durch das die während zweier horizontaler Abtastzeilen auftretenden Phasenfehler durch Summation oder Subtraktion eines verzögerten und eines nichtverzögerten Signals eliminiert werden können. Bei dieser bekannten Schaltung ist eine Laufzeitermittlung erforderlich. Insbesondere wird, da ein Mittelwert zwischen verzögertem und unverzögertem Signal erzeugt wird, die Auflösung des Fernsehbildes in vertikaler Richtung verschlechtert. Außerdem erscheint in dem Fall, daß die Farbinformation von zwei aufeinanderfolgenden Zeilensignalen stark unter-

schiedlich ist, die Farbe gegenüber dem Originalbild verfälscht. So entsteht z. B., wenn das verzögerte Signal nur Rotinformation und das unverzögerte Signal nur Grüninformation enthält, der Mittelwert des Signals von beiden Signalen mit Gelbinformation.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die Farbfehler in den wiedergegebenen Bildern vermindert oder gänzlich beseitigt, die bei den Schaltungsanordnungen bekannter Art durch Ubertragungsfehler im Farbträgersignal gegeben sind.

Diese Aufgabe wird bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dadurch gelöst, daß mindestens die erste Teilimpedanz oder die zweite Teilimpedariz eine Zweipolreaktanz mit rationaler Reaktanzfunktion enthält, deren Pole (oder Nullstellen) bei Frequenzen von ί^- und deren ungeradzahligen Vielfachen liegen und deren Nullstellen (oder Pole) bei der Frequenz Null und bei der geradzahligen Vielfachen der Fre-

liegen.

Die Vorteile der Erfindung liegen insbesondere darin, daß Ubertragungsstörungen des Farbträgersignals auf Grund des verwendeten Kerbfilters aus konstanten Bauelementen ohne Einfluß auf das Bild im Farbfernsehempfänger bleiben. Eine Feinsynchronisation von Phasen unterschiedlicher Signale ist dabei nicht erforderlich. Durch das Kerbfilter werden

Signale mit der halben Abtastfrequenz Kf- und mit ungcradzahligen Vielfachen dieser Frequenz eliminiert, die in dem Farbdifferenzsignal, das im Fernsehempfänger demoduliert wird, vorhanden sind. Wird das Farbträgersignal durch Übertragungsstörungen beeinflußt, so erscheint im Farbfernsehempfänger ein von diesen Störungen unbeeinflußtes Bild.

Im folgenden werden Ausrührungsbeispiele der Erfindung an Hand der Zeichnung beschrieben. Es zeigen

Fig. IA und IB Vektordiagramme der Farbsignale, die in zwei aufeinanderfolgenden Horizontalabtastperioden erzeugt werden.

Fig. 2A und 2B Diagramme, welche die demodulierten Ausgangssignalkomponenten der F-Achse und t/-Achse beim Auftreten von Ubertragungsfehlem darstellen,

Fig. 3 in einem Diagramm in Abhängigkeit von der Frequenz das demodulierte Ausgangssignal eines Farbsignals bei Ubertragungsstörungen.

F i g. 4 ein Blockschaltbild der wesentlichsten Teile eines PAL-Fernsehempfängers mit der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung,

Fig. 5 das Frequenzdiagramm eines Kerbfilters, das in der Schaltungsanordnung zur Verminderung der Farbstöningen gemäß der Erfindung verwendbar ist,

Fig. 6 ein Vektordiagramm eines Leuchtdichtefarbbalkensignals,

Fig. 7A bis 7D Signalverläufe zur Erläuterung der Verzerrungskomponenten in dem demodulierten Ausgangssignal,

F i g. 8 und 9 die Frequenzcharakteristik von Kerbfiltern, die sich im Aufbau von den Kerbfiltern nach F i g. 5 unterscheiden,

Fig. 10 eine graphische Darstellung der Phasenverzögening in Abhängigkeit von der Frequenz des Kerbfilters nach F i g. 5,

F i g. 11 ein Blockschaltbild, welches den Grundiiufbau eines Kerbfilters nach dem ersten Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung darstellt,

Fig. 12 eine graphische Darstellung, die die Impedanz in Abhängigkeit von der Frequenz einer Schaltung Z 1 zeigt.

F i g. 13A bis 13C Schaltbilder, weiche den Aufbau der impedanzschaltung Zl beispielsweise darstellen.

Fig. 14 ein Diagramm, welches die Impedanz in Abhängigkeit von der Frequenz für ein zweites Impedanzschaltungselement Zl darstellt,

Fig. 15A bis 15C Schaltbilder, die verschiedene Ausführungen des zweiten Impedanzschaltelementes Z 2 darstellen,

Fig. I6A und 16B Grundschaltbilder eines Kerbfilters der zweiten Ausführungsart gemäß der Erfindung und eine Abänderung des Kerbfilters,

Fig. 17A und 17B Schaltbilder, welche Ausführungen der in Fig. 16A und 16B gezeigten Grundschaltung darstellen.

Fig. 18 ein Diagramm, welches die Phasen verzögerung in Abhängigkeit von der Frequenz bei einem in F i g. 8 dargestellten Filter zeigt,

Fig. 19 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der in Fig. 16A dargestellten Grundschaltung.

Fig. 20 die Frequenzcharakteristik eines Kerbfilters nach Fi g. 19.

Fig. 21 die Abhängigkeit der Phasen verzögerung von der Frequenz für ein Kerbfilter nach Fig. 19.

F i g. 22 ein Schaltbild für eine weitere Aus^rJhrungsform der Grundschaltung nach Fig. 16 B,

Fig. 23 ein Schaltbild einer dritten Ausführungsform des Kerbfilters gemäß der Erfindung,

Fig. 24 ein Teilschaltbild zur Erläuterung der Schaltung der F i g. 23,

F i g. 25 und 26 die Frequenzcharakteristik und die Abhängigkeit der Phasenverzögerung von der Frequenz für eine Schaltung nach F i g. 24,

Fig. 27 die Phasenverzögerung in Abhängigkeit von der Frequenz für eine Schaltung nach F i g. 23.

Fig. 28 ein Schaltbild einer abgeänderten Ausführungsform der F i g. 23,

F i g. 29 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispieles einer Schaltung, die mit den Schaltungen der Fig. 19 und 23 ausgeführt ist. und

Fig. 30 ein Schaltbild für eine Schaltungsanordnung, welche die in Fig. 22 und 28 dargestellten Schaltungen enthält.

Unter Bezugnahme auf Fig. IA und IB wird zunächst beschrieben, wie ein Farbsignal in einem Übertragungskanal einer Verzerrung, z. B. einer Phasendifferenzverzerrung unterworfen wird. Die F i g. 1A und 1B zeigen Vektordiagramme für Farbsignale Sl und S 2 der gleichen Farbe, die vom Sender in zwei aufeinanderfolgenden Abtastperioden ίί und /2 geliefert werden. Wenn diese Farbsignale verzerrungsfrei übertragen werden, dann sollten sie die im Vektordiagramm gestrichelt dargestellte Lage Sl und S 2 einnehmen. Beim Vorliegen einer Verzerrung werden sie entweder in Uhrzeigerrichtung oder entgegen der Uhrzeigerrichtung in der Phase um einen Winkel θ verschoben, wie es durch die voll ausgezogenen Vektoren 51 α und S 2 α angedeutet ist.

Wenn die Farbsignale, die unter Verzerrung übertragen worden sind, den Vektoren SIa und S2a entsprechen, können die U- und K-Komponenten der demodulierten Ausgangssignale des U- und K-Demodulators durch die Vektoren SIaH, S2au

and die Vektoren Slav, S2av dargestellt werden. kVie aus diesen Vektordiagrammen hervorgeht, besteht :ine Beziehung zwischen den U- und V-Vektoren. lie folgendermaßen ausgedrückt werden kann:

Slän < S2au. Slar > Slav.

Bei einer verzerrungsfreien übertragung besteht folgende Beziehung zwischen diesen Vektoren:

SIi/ = S2u und SIv = S2v.

Die Farbdifferenzsignale, die daher bei der Demodulation von auf dem übertragungsweg verzerrten Farbträgersignalen erhalten werden, sind für zeitlich aufeinanderfolgende Abtastperioden verschieden. In anderen Worten ausgedrückt, kann man auch sagen, daß die tatsächlich wiedergegebene Farbe in ihrer Tönung um den Betrag (9 bei jeder Abtastzeile von der Soilfarbe abweicht.

Die Art und Weise, in der die demodulierten Ausgangskomponenten Sla« und S2au der [/-Achse und die demodulierten Ausgangssignalkomponenten Slav und S2ar der K-Achse in aufeinanderfolgenden horizontalen Abtastperioden /1, /2... /5... auf der Zeitachse erscheinen, ist in Fig. 2A und 2B dargestellt. In diesen Figuren stellt T_H die horizontale Abtastperiode, Ts die Zeilendauer und Tr das horizontale Austastintervall dar.

Bei dem PAL-Farbfernsehverfahren wird eine Zeilensprungabtastung benutzt. Daher erscheint die obenerwähnte Farbtonverschiebung als ein Zeilen paar in zwei aufeinanderfolgenden Zeilenzügen, das in dem Bild nebeneinander liegt. Der Betrachter empfindet daher die Farbtonverschiebung in jeweils zwei Zeilen des wiedergegebenen Bildes als waagerechte Streifen. Außerdem tritt ein sogenanntes Wandern auf, d. h., es entsteht der Eindruck, als ob die horizontalen Streifen in dem Bild nach oben wandern infolge des Zeilensprunges, so daß der Betrachter die horizontalen Streifen noch störender empfindet, als wenn sie stillstehen würden.

Um diese Fehler zu vermeiden, ist es üblich, ein Wobbein in vertikaler Bildrichtung anzuwenden oder eine Speichervorrichtung zu benutzen, um ein elektrisches mittleres Signal zwischen zwei in horizontalen Abtastperioden aufeinanderfolgenden Signalen für die Bildwiedergabe zu bilden.

Dieses Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß die Auflösung in vertikaler Richtung verschlechtert wird und daß eine Farbe, die nicht vorhanden sein sollte, d. h. eine falsche Farbe, an der Farbgrenze auftritt, wenn die Farben sich in vertikaler Richtung des Bildes rasch ändern. (Wenn z. B. der obere Teil des Bildes rot und der untere Teil blau ist, entsteht ein Streifen aus rot und blau gemischter Farbe, der ursprünglich an der Grenze zwischen dem roten und blauen Bildteil nicht vorhanden ist.) Eine weitere Schwierigkeit des üblichen Verfahrens besteht darin, daß ein Empfänger mit einer derartigen Speichervorrichtung zu teuer ist.

Durch die Erfindung sollen die genannten Schwierigkeiten bei dem PAL-Verfahren auf andersartigem Wege beseitigt werden.

Zur Vereinfachung der Erläuterung sei angenommen, daß Signale übertragen werden, die in der Lage sind, ein Bild in einer einzigen und gleichmäßigen Farbe auf dem Bildschirm zu erzeugen. Wenn ein Farbsignal ohne Verzerrung übertragen wird, dann crhiilt man ein Spektrum des demodulierten Ausgangssignals bekanntlich mit Frequenzen, die einem ganzzahligen Vielfachen der horizontalen Abtastfrequenz/H entsprechen, wie dies durch die ausgezogenen Linien in F i g. 3 dargestellt ist.

Wenn die Farbsignale mit Verzerrung übertragen werden, dann schwanken die demodulierten Ausgangssignale der [/-Achse und der F-Achse in unregelmäßiger Weise zwischen zwei aufeinanderfolgenden

,ο horizontalen Abtastperioden, wie dies in Verbindung mit Fig. 2A und 2B erläutert wurde. Diese demodulierten Ausgangssignale können als Summe eines Signals gedeutet werden, das eine gleichförmige positive Spannung bei jeder horizontalen Abtastperiode hat und eines Wechselspannungssignals, dessen positive und negative Zustände bei aufeinanderfolgenden waagerechten Abtastperioden abwechseln. Dieses Wechselspannungssignal ist in dem ursprünglich übertragenen Signal nicht vorhanden und wird daher durch die Farbsignalverzerrung beim Ubertragungsvorgang erzeugt.

Da dieses Wechselspannungssignal mit einer Periode wiederholt wird, die dem zweifachen Wert der horizontalen Abtastperiode entspricht, hat es eine Grundschwingung der Frequenz ~-, d. h. der halben horizontalen Abtastfrequenz fH und die Oberschwingungen liegen bei Frequenzen, die ungeradzahlige

Vielfache von ^y-sind. Das Frequenzspektrum der Grundfrequenz und der Oberschwingungen ist in F i g. 3 durch gestrichelte Linien dargestellt.

Die Erfindung beruht daher auf dem Prinzip, die Farbfehler in dem wiedergegebenen Bild dadurch zu unterdrücken, daß die abwechselnd auftretenden Komponenten umgekehrter Richtung in dem demodulierten Ausgangssignal beseitigt werden, wenn das mit der Verzerrung behaftete Farbsignal demoduliert wird. d. h., es sollen die unerwünschten Signalkomponenten, welche die horizontalen Streifen in dem wiedergegebenen Bild verursachen, beseitigt werden. Dies wird dadurch erreicht, daß ein Filter unmittelbar hinter dem Demodulator eingefügt wird, welches die

ungeradzahligen Vielfachen von J~— dämpft und an

den Stellen der ganzzahligen Vielfachen der horizontalen Abtastfrequenz/H Durchlaßstellen aufweist.

Die Erfindung wird nun in Zusammenhang mit F i g. 4 und den folgenden Figuren näher erläutert.

Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild der wichtigsten Teile eines Farbfernsehempfängers, der nach dem PAL-System arbeitet und der eine Schaltungsanordnung zur Verminderung der Farbfehler gemäß dei

' Erfindung enthält. Ein Videosignal des PAL-Farb fernsehsenders wird mit einer Antenne 10 aufgenommen und einer Schaltungsanordnung 11 zugeführt die einen Hochfrequenzverstärker, einen Frequenz wandler, einen Zwischenfrequenzverstärker, einei Videodetektor, einen Videoverstärker und so weite enthält. Ein Farbsignal, welches der Schaltungsanord nung 11 entnommen wird, wird einem Bandpaß verstärker 12 zugeführt, und ein Leuchtdichtesigna wird aus der Schaltungsanordnung 11 einer Matrix schaltung 22 zugeleitet.

Ein Ausgangssignal des Bandpaßverstärkers 12 wir einem Farbsynchrongatter 13 zugeleitet, und das ai Ausgang abgenommene Farbsynchronsignal wir einem örtlichen Bezugsfarbträgeroszillator 15 zug<

609 621/219

[2897

leitet. Der dem Oszillator 15 entnommene Bezugsfarbträger für die Demodulation wird einem Demodulator 16 für die [/-Achse zugeführt. Die Ausgangsspannung des Oszillators 15 wird auch einem Phasenschieber 18 zugeleitet. Ein Schalter 19 wird von der Ausgangsspannung eines Schaltkreises 14 gesteuert, der als Diskriminator für die Phase des ankommenden Signals in Abhängigkeit von der Phase des Farbsynchronsignals arbeitet und ein Schaltsignal erzeugt, welches sich in Phasensynchronismus mit dem Eingangssignal befindet, dessen Phasendrehung sich im Takte der horizontalen Abtastperioden ändert.

Durch diesen Schaltvorgang wird die Ausgangsspannung des Phasenschiebers 18 über den Schalter 19 einem Demodulator 17 für die F-Achse in Form eines Bezugsfarbträgers Tür die Demodulation zugeleitet, der dem Bezugsfarbträger des Demodulators 16 in der Phase um 90 voreilt und eines Bezugsfarbträgers, der um 90° mit Bezug auf jenen Bezugsfarbträger nacheilt, wobei diese verschiedenen Phasenlagen bei zwei aufeinanderfolgenden horizontalen Abtastperioden miteinander abwechseln.

Die Demodulatoren 16 und 17 demodulieren die Farbsignale, die von dem Bandpaßverstärker 12 geliefert werden, so daß am Ausgang der Demodulatoren die Farbdifferenzsignale entstehen. Diese Ausgangssignale der Demodulatoren 16 und 17 werden Kerbfiltern 20 und 21 zugeführt, die einen wesentlichen Teil der Schaltung gemäß der Erfindung bilden. Die unerwünschten Signalkomponenten, welche den ungeradzahligen Vielfachen der obenerwähnten Frequenz tp~ entsprechen, werden in diesen Filtern unterdrückt. Die Ausgangssignale der Filter 16 und 17 werden einer Matrixschaltung 22 zugeführt, und die Signale, welche den drei Primärfarben entsprechen, werden einer Farbbildwiedergaberöhre zur Wiedergabe eines fehlerfreien Bildes zugeführt.

Die Filter 20 und 21 haben eine Frequenzcharakteristik, die in F i g. 5 dargestellt ist und die so ausgebildet ist, daß die Frequenzen, welche ungeradzahligen Vielfachen von -^-— entsprechen, gedämpft

sind, während die Frequenzen, welche dem ganzzahligen Vielfachen der horizontalen Abtastfrequenz fH entsprechen, im Durchlaßbereich liegen. Dadurch, daß die demodulierten Ausgangssignale den Filtern 20 und 21 zugeführt werden, ist es möglich, unerwünschte Signalkomponenten zu entfernen, welche den ungeradzahligen Vielfachen von J-—- entsprechen und die

in dem wiedergegebenen Bild horizontale Streifen erzeugen würden. Auf diese Weise wird daher eine fehlerfreie Farbbildwiedergabe möglich.

Im folgenden wird nun als Beispiel für ein mehr der Praxis angepaßtes Signal ein sequentielles Leuchtdichtefarbbalkensignal beschrieben. Die [/-Komponente und die V-Komponente des sequentiellen Leuchtdichtefarbbalkensignals werden erhalten, indem man die Komponente {B — Y} mit einer bestimmten Konstanten multipliziert und die Komponente {R — Y] ebenfalls mit einer bestimmten Konstante vervielfacht. Zur Vereinfachung der Beschreibung und der Darstellung wird jedoch ein sequentielles Leuchldichtefarbbalkensignal zugrunde gelegt, bei dem die (B — 7)-Komponente und die R — Y)-Komponente so vorhanden ist, wie sie in der [/-Achse und K-Achse gegeben ist.

Fig. 6 zeigt die Vektoren des Farbsignals Ri verschiedene Farben in zwei zeitlich aufeinander folgenden horizontalen Abtastperioden für den FaI eines sequentiellen Leuchtdichtefarbbalkensignals, da die Farben Gelb YL, Zyan C, Grün G, Magenta M Rot R und Blau Benthält. In diesem Vektordiagramn bedeuten die vollausgezogenen Vektoren YLl, Cl G 1, M 1, R 1 und B1 die normalen, von Verzerrungei der übertragung freien Vektoren für die Farbsignal· der verschiedenen Farben in einer horizontalen Abtast Periode. Die Vektoren mit der Bezeichnung YLl Cl, Gl, Ml, Rl und Bl in voll ausgezogenen Liniei bezeichnen die normalen Vektoren für die Farbsignal· verschiedener Farben in der nächstfolgenden hori zontalen Abtastperiode. Die Vektoren mit den Be zeichnungen YLI a, C1 a, G1 a, M1 a, R1 a, B1 a um YLIa, CIa, GIa, MIa, Ria und BIa, die in gestri chelten Linien dargestellt sind, bedeuten die Färb signale für die verschiedenen Farben in den oben erwähnten aufeinanderfolgenden horizontalen Abtast Perioden, die in der Phase um einen Winkel von 30 entgegen der Uhrzeigerrichtung gegenüber den nor malen Vektoren VLl bis Bl und YLl bis B2 ver schoben sind. Obgleich die Fehler im Farbton ir unregelmäßiger Weise zwischen den verschiedener Farben auftreten, wird zur Vereinfachung der weiterer Erläuterungen angenommen, daß jede Farbe in dei Phase um einen Winkel von 30° gegenüber dei Bezugsphase verschoben ist. Es sei daraufhingewiesen daß der Phasenwinkel von 30° wesentlich größer ai; der übliche Phasenverschiebungswinkel in der Größen Ordnung von 10° ist.

F i g. 7A zeigt die demodulierten Ausgang«signalf in zeitlicher Folge auf einer Zeitachse, die durd Demodulation der Farbsignale der verschiedener Farben in zwei aufeinanderfolgenden horizontaler Abtastperioden nach Fi g. 6 in bezug auf die U-Achse erhalten werden. Es ist ersichtlich, daß die Größer der demodulierten Ausgangssignale den [/-Komponenten entsprechen, die dadurch erhalten werden daß man von der Spitze jedes Vektors in F i g. 6 eir Lot auf die U-Achse fällt.

In Fig. 7A sind die demodulierten (/-Ausgangssignale der Farbsignale für verschiedene Farben durcr voll ausgezogene Linien bezeichnet, und es sind die Farbenbezeichnungen YLIu, CIu, GIw, Ml«, RIu Bi u der einen horizontalen Abtastperiode und die Farben YLIu, CIu, GIu, MIu, RIu. BIu der nächsten horizontalen Abtastperiode angegeben. Die demodulierten Ausgangssignale der [/-Achse der Farbsignale, die infolge der Verzerrung eine Phasenverschiebung erlitten haben, sind durch gestrichelte Linien dargestellt. Diese Ausgangssignale sind mil YLlau, Clau, Glau, Miau, Rlau, Blau für die eine horizontale Abtastperiode und mit YLlau Clau, Glau, Miau, Rlau und B2aw für die nächste horizontale Abtastperiode bezeichnet.

Wie aus dieser Figur hervorgeht, haben die demodulierten [/-Ausgangssignale der unverzerrten Farbsignale mit dem voll ausgezogenen Verlauf die gleiche stufenartige Wellenform in den beiden aufeinanderfolgenden horizontalen Abtastperioden /1 und 11. Im Gegensatz dazu haben die demodulierten [/-Ausgangssignale der verzerrten Farbsignale (die in gestrichelten Linien dargestellt sind) in zwei aufeinanderfolgenden horizontalen Abtastperioden /1 und /2 bei verschiedenen Farben einen sehr stark abweichenden Verlauf bezüglich des demodulierten Ausgangs-

signalpegels und bezüglich der Größe der Änderungen.

Fig. 7B stellt die Differenzsignale zwischen den gestrichelt gezeichneten demodulierten Ausgangssignalen und den voll ausgezogenen Ausgangssignalen der F i g. 7A dar, d. h. die Verzerrungskomponenten in dem demodulierten Ausgangssignal, die dadurch entstehen, daß die Farbsignale auf dem übertragungsweg verzerrt werden. Diese Verzerrungskomponenten haben, wie aus der Figur hervorgeht, einen gänzlich verschiedenen Verlauf bezüglich der zwei aufeinanderfolgenden horizontalen Abtastperioden /1 und /2.

Die Verzerrungskomponente der Fig. 7B kann aufgeteilt werden in eine Komponente, welche innerhalb jeder horizontalen Abtastperiode nach F i g. 7 C mit dem gleichen Verlauf wiederkehrt und in eine andere Komponente, welche innerhalb jeder horizontalen Abtastperii te nach Fig. 7D eine Umkehr des Verlaufes herbeiführt. Das Wechselspannungssignal, welches nach F i g. 7 D die Umkehr des Verlaufs in jeder horizontalen Abtastperiode hervorruft, tritt nur an den Frequenzstellen auf, an denen die Grundschwingung dem halben Wert der horizontalen Abtastfrequenz/// entspricht, und die höheren harmonischen

Komponenten sind ungeradzahlige Vielfache von -, .

entfernen, da die Unterdrückung der Signalkomponcnten bei solchen Frequenzen, die in einem verhältnismäßig niedrigen Frequenzbereich der Farbsignale liegen, schon ausreichen kann. Durch die Unterdrückung dieser Komponenten können die Farbfehler schon so weit beseitigt werden, daß sie praktisch nicht mehr in Erscheinung treten.

F i g. 8 zeigt eine Frequenzcharakteristik eines Filters, das auf Grund dieser Überlegungen ausgebildet ίο ist. Die Kennlinie des Filters bewirkt, daß Oberschwingungen ungeradzahliger Vielfacher, die nur in einem verhältnismäßig niedrigen Frequenzbereich liegen, der beispielsweise bis zu 13 ■ -.,— reicht, gedämpft

werden, während andere Signal frequenzen bis in die Größenordnung von 500 kHz durchgelassen werden.

Im folgender, wird auf einen Fall eingegangen, bei

dem eine ungerade Anzahl von vertikalen Balken.

die sich in der Farbe voneinander unterscheiden, in einem wiedergegebenen Bild auftreten. Das Spektrum der horizontalen Streifenkomponenten, die in dem demodulierten Ausgangssignal auftreten, soll für diesen Fall abgeleitet werden. Wenn die Zahl der vertikalen Balken drei beträgt, dann ist die Grundschwingungsfrequenz -.,-JH- 1, und die höheren harmonischen

Aus diesem Grund ist es möglich, die in Fig. 7D dargestellte Komponente mit Hilfe des Filters 20 zu entfernen.

Dagegen kann die in Fig. 7C dargestellte Signalform, die auch eine Verzerrungskomponente ist, mit Hilfe des Filters 20, welches die obenerwähnten Eigenschaftenaufweist,nichtentfernt werden. Diese Komponente hat jeweils entgegengesetzte Polarität und kleinere Amplituden im Vergleich mit den normalen Signalen, die in Fig. 7A in voll ausgezogenen Linien dargestellt sind. Selbst wenn diese in Fig. 7C dargestellte Komponente nicht entfernt wird, können Ausgangssignale deren Amplituden gegenüber denjenigen der normalen Signale, die in Fig. 7A voll ausgezogen dargestellt sind, mit etwas reduzierter Amplitude dem Filter 20 entnommen werden. Dies gilt auch für die demodulierten Ausgangssignaie der l'-Achse. Die Ausgangssignale, deren Amplituden leicht reduziert sind, können dem Filter 21 entnommen werden. Infolgedessen treten keine wesentlichen Farbtondifferenzen zwischen den Ausgangsspannungen der beiden Filter 20 und 21 auf.

Die in Fig. 7C dargestellten Fehlerkomponenten, die durch das Filter nicht entfernt werden, sind Sättigungsfehler. Die Sättigungsfehler können in dem wiedergegebenen Bild kaum erkannt werden. In der Praxis sind derartige Fehler nicht zu beanstanden. Dadurch, daß gemäß der Erfindung die Fehlerkomponenten der Fig. 7D mit Hilfe der Schaltungsanordnung entfernt werden, wird der Wandereffekt und der Streifeneffekt des Fehlers beseitigt, der in dem wiedergegebenen Bild auffallen würde.

Die Filter 20 und 21, die gemäß der Erfindung verwendet werden, sollen einen Frequenzgang nach F i g. 5 aufweisen. Es ist jedoch bekannt, daß horizontale Streifen in einem Bild großer Fläche und starker Sättigung wesentlich mehr hervortreten, als in einem Bild kleiner Fläche. Es ist daher durchaus nicht notwendig, alle Signalkomponenten bei Fre- &5

f H quenzen, weiche ungeradzahligen Vielfachen von ~—

entsprechen, aus dem gesamten Frequenzband zu Frequenzen entsprechen den ungeradzahligen Viel-

9 15

fachen der Grundschwingung, und zwar -₇-/H, -^ fH

usw. Die Filterkennlinie eines Filters Tür die Wiedergabe der drei vertikalen Balken, die sich in der Farbe voneinander unterscheiden, braucht nicht so viele Kerben zu enthalten. In ähnlicher Weise können die Komponenten der horizontalen Streifen dadurch entfernt werden, daß Filter verwendet werden, deren Dämpfungsstellen bei ^fH, \fH ■ 3, ~fH · 5 ...

usw. liegen; ferner bei j fH, j

usw.: \ fH, \ fH ■ 3, \ fH · 5... usw.: und ²-Y- fH, -Y-¹- JH ■ 3, --Y- /H · 5 ... usw..

wenn die Zahl der vertikalen Balken 5, 7, 9... usw. bis (2π - 1) beträgt.

Die Frequenzwerte der Dämpfungsstellen sind unterhalb der Abszisse in Fig. 9 angegeben, wobei verschiedene von ihnen die gleichen Frequenzwerte haben. Aus diesem Grund kann eine Kennlinie mit einer kleineren Anzahl von Dämpfungsstellen als die Kennlinie nach Fig. 7, wie aus F ig. 9 hervorgeht, schon ausreichen. Die Frequenzwerte der Dämpfungsstellen kann allgemein durch den Ausdruck

-—"-~ - fH ■ (2m — 1) angegeben werden, wobei η

und υ positive ganze Zahlen sind.

Es sollen nun tatsächliche Ausführungen der Kerb filter 20 und 21 beschrieben werden. Um die Charak terisiik nach F i g. 5 zu erhalten, lassen sich zusammen gesetzte Filter angeben, in denen eine erforderlich! Anzahl von T- oder π-Gliedern in Kaskade geschalte sind. Je größer jedoch die Anzahl der Kerben (Dämp fungsbereiche) der Filter ist, um so größer wird di< Zahl der erforderlichen Filterelemente und die Diffe renz zwischen den höchsten und niedrigsten Fre quenzen der Dämpfungsbereiche. Auf der Hoch frequenzseite wird daher das Verhältnis der Dämp fungsbandbreite zur Dämpfungsfrequenz außerordent

lieh klein. Aus diesem Grund ist es erforderlich. Schaltelemente mit außerordentlich hohem Wert der Güle Q zu verwenden. Eine weitere Schwierigkeit besteht darin, daß die Einstellung des Filters und de.' Abgleich außerordentlich schwierig werden, um die erforderliche Charakteristik zu erhalten. Diese Schwierigkeiten werden durch ein Kerbfilter besonderer Ausführung gemäß der Erfindung überwunden. Der Frequenzgang und die Phasenabhängigkeit von der Frequenz eines derartigen Kerbfilters ist in F i u. 5 und 10 dargestellt.

Fig. 11 zeigt eine Grundschaltung für eine Ausführungsform eines derartigen Kerbfilters. Das Filier ist aus einer ersten Teilimpedanz Zl als Reihenglied und einer zweiten Teilimpedanz Zl als Nebenschlußglied nach Art eines umgekehrten L-Filters aufgebaut.

Die beiden Teilimpedan/en Z1 und ZX können durch eine Reaktanzschaltung mit zwei Klommen verwirklicht werden.

Die Reaktanzschaltung. welche die erste Teilimpedan/Z 1 bildet, wird im folgenden beschrieben. Ein Kerbfilter mit einem Frequenzverlauf nach F i g. 5 und einer Phasen-Frequenzcharakteristik nach F i g. 10 >ollte eine ersie Teilimpedanz Z1 mit einer Kennlinie nach Fig. 12. in der die Impedanz in Abhängigkeit

ίο \on der Frequenz dargestellt ist, aufweisen, und die einen solchen Funktionsverlauf hat, daß die Durchlaßsteilen den Nullstellen und die Dämpfungspunkte den Polen entsprechen.
Eine geeignete Impedanzfunklion (eine Zweipol-Impedanzfunktion. welche die in F i g. 12 dargestellte Kennlinie aufweist!, läßt sich wie folgt ausdrucken:

Zl =j

H 1

wobei Λ' eine ungerade Zahl. Ai eine gerade Zah! ist and ;V = Af + 1 ist.

Wenn man die Impedanzfunktion (die im folgenden auch als erste Zweipol-lmpedanzfunktion bezeichnet wird) als Partialbruch entwickelt, können die Werte der Schaltelemente eines Zweipol-Kettenreaktanznetzwerkes bestimmt werden, in dem eine Anzahl von Induktivitäten und Kapazitäten in Kette nach Fig. 13A geschaltet sind. Der Kehrwert der Impedanz Zl wird als Yl bezeichnet, so daß die erste Zweipol-lmpedanzfunktion a!s Admittanzfunktion ausgedrückt wird. Indem die Admittanzfunktion in einen Parüalbruch entwickelt wird, können die Werte der Schalt.kreiselemente eines Reaktanznetzwerkes nach Fig. 13B ermittelt werden. Indem die erste Impedanzfunktion als Kettenbruch entwickelt wird.

können die Werte der Schaltelemente eines Kettenleiternetzwerkes nach Fig. 13B bestimmt werden.
Die Reaktanzschaltung, welche die zweite Teilimpedanz Z 2 darstellt, kann wie folgt ausgeführt werden. Um ein Kerbfilter mit einer Frequenzkennlinie nach Fig. 5 zu erhalten, das eine Phasen-Frequenzkennlinie nach Fig. 10 aufweist, muß die Kennlinie der Impedanz der zweiten Teilimpedanz Z2 in Abhängigkeit von der Frequenz nach Fig. 14 ausgeführt werden. Diese Kennlinie kann durch eine geeignete Impedanzfunktion ausgedrückt werden, so daß die Durchlaßstellen die Pole und die Dämpfungsstellen die Nullstellen werden.

Einegeeignete Impedanzfunktion (Zweipolreaktanzfunktion), welche die gewünschte Kennlinie hat, läßt sich durch folgenden Ausdruck wiedergeben:

(ti (fr>-, — In I

Cl\ — (M²) . . . C!*

fr). — f>) (f-iM²~-

.7Γ

wobei N eine ungerade Zahl, Ai eine gerade Zahl und N = M + 1 ist.

Wenn man diese zweite Impedanzfunktion, die durch die Gleichung (2) dargestellt ist, in einen Partialbruch entwickelt, können die Werte der Schaltelemente des Zweipol-Reaktanznetzwerkes nach Fig. 15A bestimmt werden. In ähnlicher Weise kann der Kehrwert Yl der Impedanz Z2 auf Yl dargestellt werden, so daß die zweite Impedanzfunktion zu einer Admittanzfunktion wird. Wenn man die Admittanzfunktion in einen Partialbruch entwickelt, können die Werte der Schaltelemente des Nebenschlußreaktanznetzwerkes nach Fig. 15B ermittelt werden. Es ist ferner möglich, die Werte der Schaltelemente des Kettenleiternetzwerkes nach Fig. 15C dadurch zu bestimmen, daß die erste Impedanzfunktion in einen Kettenbruch entwickelt wird.

Beim Aufbau eines Kerbfilters von umgekehrter L·Form kann eines der Reaktanznetzwerke nach Fig. 13A bis 13C in der beschriebenen Ausführung als erste Teilimpedanz Z1 im Reihenzweig benutzt werden. Ebenso kann eines der Reaktanznetzwerke nach Fig. 15A bis 15C als zweite Teilimpedanz Z2 für den Nebenschlußzweig benutzt werden. Ferner wird ein Anpassungswiderstand Rm mit einem Widerstandswert von Rm — \ H1 · H 2 verwendet. Auf diese Weise erhält man Kerbfilter mit den Eigenschaften, die in F i g. 5 und 10 dargestellt sind.

Wenn man Reaktanznetzwerke nach Fig. 13B und 15 B als erste und zweite Teilimpedanz Z1 und Z2 zum Aufbau eines Kerbfilters benutzt, läßt sich die Gesamtabgleichung des Kerbfilters verhältnismäßig leicht durchführen. Für die Abgleichutig ist es nur notwendig, jeden Resonanzzweig, der einen Reihenzweig bildet, auf die Mittenfrequenz des Durchlaßbereiches einzustellen und jeden Resonanzzweig, der einen Nebenschlußzweig bildet, auf die mittlere Frequenz des Sperrbereiches.

In dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel werden zwei Zweipol-Reaktanznetzwerke als Reihenzweig und als Nebenschlußzweig benötigt. Es werden nun vereinfachte Kerbfilter im folgenden angegeben, Fig. 16A und 16B zeigen zwei Grurdschaltungen

für diese vereinfachten Kerbfilter. In Fig. 16A isi die zweite Teilimpedanz Z 2 durch eines der Reaktanz· netzwerke nach Fig. 15A bis 15C verwirklicht während die erste Teilimpedanz Zl durch ein Widerstandselement R1 gebildet wird, dessen Widerstands wert etwa gleich dem Absolutwert einer Impedan;

/10

st, die aus dem Reaktanznetzwerk der /weiten Teilmpedanz 2 2 besteht, und zwar bei der Grenzfrequenz oder Cut-off-Frequenz, bei der die Dämpfung 3 db x;trägt) des Durchlaßbereiches zwischen den Kerben.

In Fig. !6B ist die erste Teilimpedanz Z 1 nach s \rt einer Reaktanzschaltung nach Fig. 13A oder 13B oder 13C verwirklicht, .vährend^ die zweite Feilimpedanz Z 2 durch einen Widerstand R 2 gebildet wird, dessen Widerslandswert et w u gleich dem Absolutwert einer Impedanz ist, den das Reaktanznetzwerk des Gliedes Z1 bei einer Cut-off-Frequenz des Durchlaßbereiches zwischen den Kerben aufweist.

Bei diesen Ausführungsformen kann entweder die Teilimpedanz Z1 oder Z2 als einfaches Widerstandselement ausgebildet sein, und der Schaltungsaufbau wird daher außerordentlich vereinfacht.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 16A wird die Breite des Durchlaßbereichs zwischen den Kerben schmal (breit), wenn der Widerstandswert des Widerstandselementes R1 groß (klein) ist. In ähnlicher Weise wird bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 16D die Breite des Durchlaßbereiches zwischen den Kerben breit (schmal), wenn der Widerstandswert des Widerstandselementes R 2 groß (klein) ist.

Beim Betrieb des Kerbfilters nach Fig. 16A oder 16B ist es nicht notwendig, das Filter mit dem Wellenwiderstand abzuschließen. Es genügt, die Eingangsseite mit einer niedrigen Impedanz und die Ausgangsseite mit einer hohen Impedanz abzuschließen. Das Kerbfilter kann daher in einfacher Weise in einer Schaltung verwendet werden, die von einer Emitterfolgeschaltung gespeist wird und mit einer Emitterfolgeschaltung abschließt.

Fig. 17A und 17B zeigen Ausführungsbeispiele der tatsächlichen Filterausführungen nach Fig. 16A und 16B. In der Schaltung nach Fig. 17A wird ein Widerstand R1 als erste Teilimpedanz Z1 verwendet, und das Impedanznetzwerk enthält Induktivitäten Ll bis Ln und Kapazitäten Cl bis Cn nach Fig. 15B als zweite Teilimpedanz Z2. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 17B enthält die Impedanzschaltung nach Fig. 13A Induktivitäten Ll bis Ln und Kapazitäten C1 bis Cn als erste Teilimpedanz Z1 und einen Widerstand Rl als zweite Teilimpedanz Z2.

Es wird nun der Aufbau eines Kerbfilters beschrieben. das den Frequenzgang nach F i g. 8 hat. Beim Entwurf eines Filters, das eine Kennlinie aufweist, die in einem Frequenzbereich, der oberhalb einer gewissen Frequenz fx liegt, keine Kerben hat, wie es in F i g. 8 dargestellt ist, wird davon ausgegangen, daß die Schaltelemente der Resonanzkreise, welche die Kerben in dem Frequenzbereich oberhalb des fx hervorrufen würden, entfernt worden sind. Die Phasencharakteristik des Durchlaßbereiches auf der Seite der oberhalb der höchsten Dämpfungsfrequenz fx liegenden Frequenzen haben Phasenvoreilung im Vergleich zu der Phasencharakteristik des Durchlaßbereichs zwischen den Kerben unterhalb fx. Die Verwendung eines Filters mit einer derartigen Phasencharakteristik ist jedoch unerwünscht, da Klingeleffekte auftreten.

Ein Kerbfilter, welches die gewünschte Frequenzabhängigkeit nach F i g. 8 aufweist, wird im folgenden näher erläutert. Das Kerbfilter nach Fig. 19 ist wie folgt aufgebaut. Das Reaktanznetzwerk, das oben in Verbindung mit Fig. 15B beschrieben worden ist. wird als zweite Teilimpedanz Z 2 in der Grundschaltung nach Fig. 16A verwendet. Ein Widerstandselement r„ ist in einem Serienresonanzkre's angeordnet, der eine Induktivität Ln und eine Kapazität Cn aufweist und hii der höchsten Dämpfungsfrequenz fx in Resonanz ist. Weitere Widerstandselemente r„_,, r_B_,. .. usw.. sind in mehreren (bzw. zwei oder drei) Serien-Resonanzkreisen angeordnet, die bei verschiedenen aufeinanderfolgenden Dämpfungsfrequenzen auf der Niederfrequenzseite der höchsten Dämpfungsfrequenz fx in Resonanz sind.

Diese Widerstandselemente r„, r„_,, r„_, sind vorgesehen, um die Güte Q des Serienresonanzkreises, in dem sie sich oefinden, herabzusetzen.

Die Widerstandswerte r„. r„_, und r„_₂ sollten so ausgewählt werden, daß r„ > r„_, > r„_₂ ist. und dir Widerstandswert von R1 sollte so bestimmt werden, daß er etwa gleich dem Absolutwert der Impedanz ist, welchen die Teilimpedanz Z2 bei einer Grenzfrequenz eines Durchlaßbereiches zwischen den Kerben im niederfrequenten Bereich aufweist.

Da der Widerstandswert von r„ in dem Serienresonanzkreis, dessen Resonanzfrequenz der höchsten Dämpfungsfrequenz entspricht, am größten ist, ist der Wert Q dieses Serienresonanzkreises auch am stärksten vermindert. Die Verminderung des Wertes Q der Reihenresonanzkreise wird geringer bei T_n-1 und r„_₂. Es ergibt sich daher ein Frequenzverlauf und eine Abhängigkeit der Phase von der Frequenz für das Kerbfilter nach Fig. 19 entsprechend den F i g. 20 und 21. Aus Fig. 20 geht hervor, daß das Ausmaß der Dämpfung des Kerbpegels mit zunehmender Frequenz oberhalb einer bestimmten Frequenz abnimmt. Aus Fig. 21 geht ferner hervor, daß der Spitzenwert der Phasenänderung kleiner wird mit zunehmender Frequenz oberhalb einer bestimmten Frequenz. In anderen Worten kann man auch sagen, daß die Phasenkennlinie im Vergleich mit derjenigen eines Kerbfilter^ erheblich verbessert worden ist, welches eine Phasenvoreilung in einem gesamten Frequenzbereich aufweist, der oberhalb der höchsten Dämpfungsfrequenz fx nach Fig. 18 liegt.

Das Kerbfilter nach Fig. 22 nach der Grundschaltung der Fig. 16B enthält ein Reaktanznetzwerk als erstes Impedanzglied Zl, das in der Weise aufgebaut sein kann, wie es sich aus Fig. 13A ergibt. In dem Reaktanznetzwerk befindet sich ein Widerstandselement r„ in Nebenschluß zu einem Parallelresonanzkreis Ln-Cn, der auf die Antiresonanz bei der Frequenz des höchsten Dämpfungspunktes abgestimmt ist und weitere Widerstandselemente r„_, und r„_₂ im Nebenschluß mit zwei L-C-Parallelresonanzkreisen, die auf Antiresonanz bei Frequenzen unterhalb von fx abgestimmt sind.

Die Widerstandswerte von r„, r„__{ und r„_₂ sind so ausgewählt, daß r_n < r_n__t < r_n_₂ ist.

Der Widerstandswert von R 2 ist so ausgewählt, daß er etwa gleich dem Absolutwert der Impedanz ist, den die Teilimpedanz Z1 bei einer Grenzfrequenz eines zwischen den Kerben liegenden Durchlaßbereiches im Niederfrequenzbereich aufweist. Die Kreisgüte Q der Parallelresonanzkreise nimmt infolge der Widerstandselemente r„, r„_, und r„_₂ ab. Infolgedessen hat ein Kerbfilter mit dem Aufbau nach dei F i g. 22 eine Frequenzcharakteristik und eine Kennlinie für die Phase in Abhängigkeit von der Frequenz wie sie den F i g. 20 und 21 entspricht.

Die Werte der Widerstände r„, r„_, und r„_₂ zui Dämpfung der Kreisgüte Q der Resonanzkreise, dif in den Kerbfiltern nach Fig. 19 und 22 verwende

609 621/219

werden, sind so ausgewählt, ck'ö Irnpulssignale mit einer Wiederholungsfrequenz I j H mil möglichst geringer Verzerrung übertragen werden können, wenn das Kerbfilter mit einer niedrigen Impedanz am Eingang und mit einer hohen Impedanz am Ausgang abschließt.

Fig. 23 zeigt ein Kerbfilter, das eine weitere Ausführungsform gemäß der Erfindung darstellt. Das Impedanzglied Z2 ist als Reaktanzschaltung ausbi

bis Ln - 1 und Cl bis Cn - 1 aus der Schaitun der Fig. 23 erhalten werden kann. Fig. 25 und "> zeigen die Frequenzkennlinie und die Kennlinie de Phase in Abhängigkeit von der Frequenz. Die voll ausgezogenen Linien in diesen Figuren stellen dii Kennlinie der Schaltung nach Fig. 24 dar. Dii gestrichelten Linien stellen die Kennlinien eine Schaltung dar, die dadurch erhalten vyird, daß di< Reihenresonanzkreise Ls-Cs-r_s aus der Schaltung

d Di i

gebildet, die von einer Schaltung nach Fig. 15B io der F ig. 24 fortgelassen wurden. Die strichpunktierter

g n g g

lbgeleitet ist, bei der eine Anzahl von L-C-Reihenresonanzkreisen in Parallelschaltung vereinigt sind und ein Widerstand R4 im Nebenschluß dazu angeordnet ist. Der Wert des Widerstandes R4 ist so ausgewählt, daß er etwa 1.5- bis lOmal so groß ist, • ie der absolute Wert der Impedanz, welchen das Reaktanznetzwerk bei einer Grenzfrequenz des Durchkßbereiches zwischen den Kerben aufweist. Die Werte der Induktivitäten Ln. Ln - 1 und Ln - 2. die ia dem Reihenresonanzkreis liegen, sind auf Resonanz bei der Frequenz des höchsten Dämpfungspunktes abgestimmt und in den verschiedenen Reihenresonanzkreisen auf Resonanz bei einer Anzahl (etwa zwei oder drei) von Frequenzen am Dämpfungspunkt abgestimmt und sollten etwas kleiner sein, als diejenigen, die durch die obenerwähnte Partialbruch-Ableitung bestimmt worden sind. Die Werte der Kapazitäten Cn. Cn - I und Cn - 2. die in Reihe mit Ln. Ln - I und Ln - 2 liegen, deren Werte Linien geben die Kennlinie einer Schaltung an, die dadurch erhalten wird, daß der Reihenresonanzkreis Ln-Cn aus der Schaltung der Fig. 24 fortgelassen ist.

Wenn man die Gruppe von Kurven der Fig. 26 betrachtet, ergibt sich, daß die durch die gestrichelte Kurve angegebene Phasenkennlinie und diejenige durch die strichpunktierte Linie angegebene sich gegenseitig aufheben, so daß sich die voll ausgezogene Kurve ergibt. Die voll ausgezogene Kurve zeigt an daß die Phasenverzögerung im gesamten Frequenzbereich etwa gleich Null ist mit Ausnahme eines verhältnismäßig schmalen Frequenzbereiches, der den Kerben entspricht. Indem man die Werte von Ls. Cs und r_s in dem Reihenresonanzkreis entsprechend wählt, der im Nebenschluß zum Widerstand R3 Hegt kann die Phasenverzögerung in der Nähe der Kerben etwa auf Null vermindert werden, und zwar in einem sciimaien Frequenzbereich im Vergleich mit einer

• , - "~t-"· ""-"WIl ">-■"· .».11111U1WII . .W^VW..».«w. W.Wl ,111 TWlglwlwll Hill ΟΙΠβΓ

in der obenerwähnten Weise abgeändert worden sind. 3c Schaltung, die keinen derartigen Reihenresonanzkreis Sollten ein ινρηϊσ orr!il.:ir ηβ..·.;κι· ,, .,,,j.,„ „i„ j:„ .,..c.,,.:... ^u„« j„n a.^ c. . 1 i.._ · .·.

hnten Weise abgeändert worden sind. sollten ein wenig größer gewählt werden, als diejenigen, die sich durch die obenerwähnte Partialbruch-Ableitung ergeben, so daß die betreffenden Reihenresonanzkreise auf Resonanzfrequenzen abgestimmt sind die bei den richtie Däfk li Schaltung, die keinen derartigen Reihenresonanzkreis aufweist, ohne daß die Frequenzcharakteristik der Schaltung der F i g. 24 wesentlich verändert wird.

Anders ausgedrückt kann man sagen, daß die Phasencharakteristik des Kerbfilters nach Fig. 23 bi F di bhlb d höh

sind, die bei den richtigen Dämpfungspunkten liegen. 35 bei Frequenzen, die oberhalb der höchsten Grenz-

Die Teilimpedanz Z1 besteht aus einer Reihenschaltung Ls-Cs-T₁ und einem Widerstand R3 im Nebenschluß dazu.

Der Widerstandswert von R3 ist so ausgewählt, daß

der resultierende Widerstandswert (pyrrol) ^von R3 und Λ4 etwa gleich dem absoluten Wert der Impedanz wird, weichen das Reaktanznetzwerk des Gliedes Z2 bei einer Grenzfrequenz des Durchlaßbereiches zwischen den Kerben aufweist. Der Ls-Cs-Reihenresonanzkreis sollte auf Resonanz bei der gleichen Frequenz wie der L/i-Oi-Reihenresonanzkreis abgestimmt sein. Die Widerstandswerte von R3 und R4 sollten so ausgewählt werden, daß die

zwischen 0,3 und 0.9 liegen. Die

Werte von ογίγ

frequenz (maximalen Kerbfrequenz) liegen, wesentlich verbessert ist.

Wenn der Serienresonanzkreis im Nebenschluß zu dem Widerstand R3 liegt, dann tritt eine Erscheinung auf. bei der die Phasen-Nnlldurchgänge der von dem Kerbfilter durchgelassenen Frequenzen im unteren Frequenzbereich des Filters in Richtung auf höhere Frequenzen um einen kleinen Betrag verschoben werden.

Um das Auftreten dieser Erscheinung zu verhindern, sollten die Werte der Induktivitäten Ln, Ln — 1 und' Ln - 2 etwas kleiner sein, als diejenigen, die man durch Ableitung der Partialbrüche, wie oben erwähnt, berechnet hat. Gleichzeitig sollten die Werte der Kapazitäten Cn, Cn - 1 und Cn - 2 ein wenig größer sein, als die, die sich durch die Ableitung der Partialbrüche ergeben. Die einzelnen Serienresonanzkreise sind dann an den wichtigen Dämpfungspunkten auf Resonanz abgestimmt. Infolgedessen sind die Phasen-

Werte der Induktivität Ls, der Kapazität Cs und des Widerstandes r_s sollten so bestimmt werden, daß

Impulssignale mit einer Wiederholungsfrequenz I JH _ _ ■—

mit einem Mindestbetrag an Verzerrung übertragen 55 durchgänge zwischen den Lücken auf der Hochwerden können, wenn ein Kerbfilter mit einer niedrigen frequenzseite des Kerbfilters nach der Niederfrequenz-Impedanz am Eingang und mit einer hohen Impedanz —' ' '

am Ausgang abgeschlossen ist.

Mit einem derar* ausgebildeten Kerbfilter ist es

.x~i:~t- j-n ti ™ —

seite verschoben, wie sich aus den gestrichelten Linien in Fig. 27 ergibt. Die resultierende Phasencharak-

---_o „...iw. .„ι vj teristik der Serienschaltung Ls-Cs-r_s, die strichmöglich, daß alle Phasenwinkel bei Frequenzen, die 6o punktiert angegeben ist, und die durch die gestrichelte

Kurve angegebene Charakteristik ergibt dann die voll ausgezogene Kurve. Wie sich aus der Darstellung ergibt, liegen die Phasennulldurchgänge etwa an den Punkten, an denen zwischen den Kerben die Frefis quenzen durchgelassen werden oder bei Frequenzen

die geradzahligen Vielfachen der Frequenz -L— sind. In der Kerbfilterschaltung nach Fig. 28. die ein

geradzahligen Vielfachen von (—*-) entsprechen.

praktisch Null sind. Es wird nun noch eine Beschreibung der Ausführungsbeispiele nach Fig. 24 bis 27 gegeben.

In Fig. 24 ist eine Schaltung dargestellt, die zur Vereinfachung der Beschreibung durch Fortlassung des Serienresonanzkreises mit der Induktivität LX

UCS

. Reaktanz-Durchhß-Werie der sollten

ein ic·

,weiteres Aiisfuhrungsbeispiel der Fiiindunu darstellt, .•nthält die erste Teilimpedan/ Zl eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R3 und einem Reaktanznetzwerk, welches nach Fig. 13A ausgebildet ist. Der Widerstandswerl von R 3 ist so ausgewähh. daß ;r im Bereich zwischen dem 0.1- ur;d 0.7fachen '
Absolutwertes der Impedanz liegt, die da
netzwerk bei einer Grenzfreq'ienz. de^
bereiches des Kerbfilters aufweist. Die
Induktivitäten Ln. Ln — 1 und Ln — 2
uenie großer sein als diejenigen, die sich durch die Ableiturg mit Hilfe der Partialbriiche ergeben. Die Kapazitätswerte Cn. Cn — ! und Cn — 2. die im Nebenschluß zu den Induktivitäten Ln. Ln - 1 und Ln — 2 liegen, deren Werte, wie oben erwähnt, etwas abgeändert worden sind, sollten ein wenig kleiner iiewählt werden, als diejenigen, die sich durch die Ableitung mit Hilfe der Partialbriiche ergeben. Ir, diesem Fall entsprechen die Antiresonanzfrequenzen der einzelnen Parailelresonanzkreise genau den Frequenzen der richtigen Dämpfungspunkte.

In der zweiten Teilimpedanz Zl wird eine Parallelschaltung von Lp, Cp und rp in Reihe mit einem Widerstand R4 geschaltet. Die Kombination von Lp und Cp wird auf Antiresonanz mit der Frequenz des höchsten Dämpfungspunktes abgestimmt. Der Wert des Widerstandes R 4 ist so gewählt, daß der Wert der

sich ergehenden Reihenschaltung RJi-RA etwa gleich dem Absolutwert de,' Impedanz ist, welchen das Reaktanznetzwerk bei einer Grenzfrequenz des DurchlaUbereiches des Kerblilters aufweist. Die Widersiandswerte umi R 3 und R4 sind so gewählt, daß das

Verhältnis \on

K4

zwischen 0.3 und 0.) liegt.

Die verbesserte Phasencharakteristik der Schaltung nach, Fig. 23 ist in der voll aLsgezogenen Linie in Fig. 27 dargestellt und wird auch in der Schaltung nach F i g. 2S erhalten. Das Kerbfilter der Fig. 29 ist eine verbesserte Ausfiihrungsform der in Fig. 23 dargestellten Schaltung, dadurch daß die Widerslände r„. r„_, und r„_, in den Serienresonanzkreis mit Lh — Cn. Ln — 1 --Oi — 1 und Ln — 2 - Cn — 2 der F i g. 23 eingeführt sind. Dieses Kerbfilter hai eine Phasencharakteristik, die derjenigen des Kerblilters nach Fig. 19 oder 23 überlegen ist.

Das Kerbfilter der F i g. 30 ist eine verbesserte Ausführunesform der Schaltung nach F i g. 28. dadurch, daß die Widerstände r„, r„_, und r„_₂ in die Paralielresonanzkreise LniCn, Ln — I Cn — 1 und L)i - 2 Cn - 2 eingeschaltet sind oder im Neben-Schluß dazu liegen. Diese Schaltung hat eine PhasencharaKteristik. die derjenigen der in Fig. 22 oder F i g. 28 dargestellten überlegen ist.

Hierzu 11 Blatt Zeichnungen

Claims (11)

1. Patentansprüche:

   I. Schaltungsanordnung zur Verminderung von harb\erzerrungen in einem Farbfernsehempfänger. dem ein Farbfernsehsignal nach dem PAL-Verfahren zugeführt wird, mit je einem Kerbfilter an jedem der Demodulatoren. die modulierte Farbirägersignale demodulieren und Farbdifferenzsignale erzeugen, wobei die Kerbfilter eine solche Frequenzcharakteristik haben, daß bei Frequenzen, die ungeraden Vielfachen des halben Wertes der horizontalen Abtastfrequenz(JH) entsprechen. Dämpfungsbereiche liegen und bei Frequenzen, die dem Nullwert und geraden Vielfachen des halben Wertes der horizontalen Abiastfrequenz entsprechen. Durchlaßstellen liegen, und wobei außerdem das Kerbfilter als erste Teilimpedanz einen Serienzweig und als zweite Teilimpedanz einen Parallelzweig in invertierter L-Schaltung enthält, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens die erste Teilimpedanz (Zl) oder die zweite Teilimpedanz (Z2) eine Zweipolreaktanz mit rationaler Reaktanzfunktion [Gleichung (1) oder (2)] enthält, deren Pole (oder Nullstellen)

   J' M

   bei Frequenzen von '-^- und deren ungeradzahligen Vielfachen liegen und deren Nullstellen (oder Pole) bei der Frequenz Null und bei geradzahligen Vielfachen der Frequenz ^=- liegen.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Teiümpedanz(Z2) eine Zweipolreaktanz mit rationaler Reaklanzfunktion [Gleichung (2)] enthält, deren

   f H

   Nullstellen bei der Frequenz ■■-., und deren ungeradzahligen Vielfachen liegen und deren Pole bei der Frequenz Null und geradzahligen Vielfachen der Frequenz -+'- liegen, und daß die

   erste Teilimpedanz(Zl) einen Widerstand (Rl) enthält, dessen Wert im wesentlichen gleich dem Absolutwert derjenigen Impedanz ist, die die Zweipolreaktanz bei der Resonanzfrequenz eines Bandpasses zwischen zwei benachbarten Dämpfungsbereichen besitzt.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Teilimpedanz (Zl) eine Zweipolreaktanz mit rationaler Reaktanzfunktion [Gleichung (I)] enthält, die bei

   f H

   der Frequenz ~— und deren ungeradzahliijen

   Vielfachen Pole besitzt, außerdem auch bei der Frequenz Null und bei geradzahligen Vielfachen der Frequenz Ap Pole besitzt, und daß die zweite

   Teilimpedanz (Z2) einen Widerstand (R2) enthält, dessen Wert im wesentlichen gleich dem Absolutwert derjenigen Impedanz ist, die die Zweipolreaktanz bei der Resonanzfrequenz eines Bandpasses zwischen benachbarten Dämpfungsbereichen besitzt.
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zweipolreaktanz mehrere L-C-Serienschwingkreise enthält, die alle einander parallel geschaltet sind.
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, da-

   durch gekennzeichnet, daß die Zweipolreaktanz mehrere L-C-Parallelschwingkreise enthält, die alle nacheinander in Serie geschaltet sind.
6. 6. Schaltungsanordnung ;iach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere der L-C-Schwingkreise, die bei der höchsten Dampfungsfrequenz (fx) und de 1- nachfolgend niedereren Dämpfungsfrequenzen ihre Resonanzstellen haben, einen Serienkreis mit einer Induktivität (Ln, Ln - 1 oder Ln - 2 in F ig. 19), einer Kapazität (Cn. Cn - I oder Cn - 2 in Fig. 19) und einem Widerstand <r„, r„_, oder r„_₂ in Fig. 19) enthält, wobei der Wert des Widerstandes zunimmt mit zunehmender Dämpfungsfrequenz.
7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, daß mehrere der L-C-Parallelschwingkreise, die bei der höchsten Dämpfungsfrequenz (fx) und der nachfolgend niedereren Dämpfungsfrequenzen ihre Resonanzstellen haben, einen Parallelkreis mit einer Induktivität (Ln, Ln - 1 oaer Ln - 2 in F i g. 22), einer Kapazität iCn, Cn - I oder Cn - 2 in Fig. 22) und einem Widerstand (/·„, r._, oder r._₂ in F i g. 22) enthält, wobei der Wert des Widerstandes mit zunehmender Dämpfungsfrequenz abnimmt.
8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4. dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Teilimpedanz (Z2) außerdem einen Widerstand (R4 in F i g. 23) parallel zu der Zweipolreaktanz enthält, dessen Wert das 1,5- bis iOfache des Absolutwertes derjenigen Impedanz beträgt, die die Zweipolreaktanz bei der Resonanzfrequenzeines Bandpasses zwischen benachbarten Dämpfungsbereichen besitzt, (laß der Widerstand (Rl) durch eine Parallelkombination ersetzt wird, die aus einem Widerstand (R 3 in Fig. 23) und aus einer Serienschaltung aus Induktivität (Ls), Kapazität (Cs) und Widerstand (r_s) besteht, wobei der Widerstand (R3) einen solchen Wert besitzt, daß der resultierende Widerstandswert der Parallelschaltung aus Widerstand (R3) und Widerstand (J?4) im wesentlichen gleich dem Absolutwert derjenigen Impedanz ist, die die Zweipolreaktanz bei der Resonanzfrequenz eines Bandpasses zwischen benachbarten Dämpfungsbereichen besitzt, wobei außerdem der Serienkreis aus Induktivität (Ls), Kapazität (Cs) und Widerstand (r_s) seine Resonanzstelle im wesentlichen bei der höchsten Dämpfungsfrequenz (fx) der Zweipolreaktanz besitzt.
9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Teilimpedanz (Zl) außerdem einen Widerstand (R3 in F i g. 28) in Serie mit der Zweipolreaktanz besitzt, dessen Wert das 0,1- bis OJfache des Absolutwertes von derjenigen Impedanz ist, die die Zweipolreaktanz an der Resonanzfrequenz eines Bandpasses zwischen benachbarten Dämpfungsbereichen besitzt, daß der Widerstand (R 2) durch eine Serienschaltung ersetzt wird, die aus einem Widerstand (R4 in Fig. 28) und aus einem Parallelkreis aus Induktivität (Lp), Kapazität (Cp) und Widerstand (r_p) besteht, wobei der Wert des Widerstands (r ) so groß ist, daß der Wert des resultierenden Widerstands der Serienschaltung aus den Widerständen (R 3) und (R 4) im wesentlichen gleich dem Absolutwert derjenigen Impedanz ist, die die Zweipolreaktanz an der Resonanzfrequenz eines Bandpasses zwischen zwei benachbarten Dämp-

   fungsbcreichcn besitzt, wobei außerdem die Parallelschaltung aus Induktivität [Lp). Kapazität K>l und Widersland (r_p) bei der höchsten D-impfungsfrequenz(/x) der Zweipolrcaktanz sich antiresonant verhalt
10. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch S. dadurch gekennzeichnet, daU mehreiv der L-C-Schwingkreise, die an der höchsten Dampfungsfrequenz ifx) und den nachfolgenden niedereren Dänipfungsfrequenzen Resonanzstellen besitzen, einen Serienkreis aus Induktivität iLn. Lr. - 1 oder Ln - 2 in Fig. 29), einer Kapazität (Gi. Oi - ! oder Cn - 2 in F i g. 29) und einem Widerstand (r„ r._, oder r„_₂ in Fig. 29) besitzen, wobei der Wert des Widerstände.; |r„, »·„_,. r„_,) mit wachsender Dämpfungsfrequenz zunimmt.
11. 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9. dadurch gekennzeichnet, daß mehrere der L-C-Parallelschwingkreise, die an der höchsten Dämpfungsfrequenz {fx) und den nachfolgenden niedereren Dämpfungsfrequenzen Resonanzstellen besitzen, einen Parallelkreis aus Induktivität [Ln. Ln - 1 oder Ln - 2 in Fig. 30). einer Kapazität (Cn, Cn - I oder Cn - 2 in F i g. 30) und einem Widerstand (r„ r„_, oder r_n_, in F i g. 30) besitzen, wobei der Wert des Widerstandes |r„. r„ _,. r„_,) mit wachsender Dämpfungsfrequenz abnimmt.