DE2220749C3 - Verfahren und Vorrichtung zur Anpassung euter Last, insbesondere einer Antenne, an eine vorgegebene Quellenimpedanz - Google Patents
Verfahren und Vorrichtung zur Anpassung euter Last, insbesondere einer Antenne, an eine vorgegebene QuellenimpedanzInfo
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- DE2220749C3 DE2220749C3 DE19722220749 DE2220749A DE2220749C3 DE 2220749 C3 DE2220749 C3 DE 2220749C3 DE 19722220749 DE19722220749 DE 19722220749 DE 2220749 A DE2220749 A DE 2220749A DE 2220749 C3 DE2220749 C3 DE 2220749C3
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/38—Impedance-matching networks
- H03H7/40—Automatic matching of load impedance to source impedance
Landscapes
- Transmitters (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Anpassung einer Last, insbesondere einer Antenne, an eine
vorgegebene Queilenimpedanz, bei dem nach Auswahl
eines einer bestimmten Lastimpedanz und einer bestimmten Frequenz zugeordneten Abstimmangsbereichs
in Abhängigkeit von Phase und Impedanz am Eingang eines Anpassungsnetzwerks eine automatische
Feinabstimmung vorgenommen wird.
Des weiteren ist die Erfindung auf eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens gerichtet
In der Hochfrequenztechnik stellt sich häufig die Aufgabe, mit einer Antenne, deren Daten fest sind, auf
verschiedenen Frequenzen zu arbeiten. Beispielsweise handelt es sich darum, mit einer gegebenen Antenne die
von einem Sender abgebbare Hochfrequenzleistung auf einer bestimmten, innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereiches
liegenden Frequenz auszustrahlen. Dabei geht es auch darum, einen möglichst hohen
Sendewirkungsgrad zu erreichen, & h. dafür zu sorgen,
daß ein möglichst hoher Prozentsatz der vom Sender angebotenen Hochfrequenzleistung der Antenne zur
Ausstrahlung zugeführt wird.
Dieses Ziel wird bekanntlich nur bei optimaler Anpassung der elektrischen Daten der Antenne an den
Sender erreicht Da normalerweise die Antennendaten nicht unmittelbar den optimalen Belastungsdaten des
Senderausganges entsprechen, namentlich dann nicht, wenn mit ein und derselben Antenne auf verschiedenen
Frequenzen gearbeitet wird und/oder zwischen Sender und Antenne eine lange Leitung liegt, schaltet man
üblicherweise ein Anpassungsnetzwerk zwischen Sender und Antenne.
Ein solches Anpassungsnetzwerk ist beispielsweise mit festen und variablen Schaltmitteln wie Spulen,
Kondensatoren, Kopplungsgliedern und Transformatoren usw. ausgerüstet
Mit Hilfe dieser Schaltmittet und durch zweckmäßig: Einstellung derselben ist eine genaue oder doch
angenähert genaue elektrische Anpassung zwischen Sender bzw. Leitung und Antenne mindestens innerhalb
eines bestimmten Frequenzbereiches realisierbar.
Bei Frequenzwechsel sind die Schalunitte! des
Anpassungsnetzwerkes auf neue Werte einzustellen, um auf der neuen Frequenz wieder optimale Anpassung zu
erzielen. Da es sich hierbei um die Variation mehrerer Parameter handelt, ist diese Manipulation in der Praxis
nicht leicht durchzuführen. Wohl ist es hierbei noch relativ leicht, die Resonanz-Abstimmung der reaktiven
Elemente Xl bzw. Xc durchzuführen, es sind aber
bekanntlich mehrere Lösungen der gestellten Aufgaben möglich, von denen nur eine den unter den gegebenen
Verhältnissen bestmöglichen Wirkungsgrad aufweist
In der praktischen Anwendung, beispielsweise im militärischen Kurzwellen-Sendebetrieb, ist außerdem zu
berücksichtigen, daß die Antenne in einiger Distanz, vielleicht 100 Meter vom Sender entfernt, aufgestellt ist
und beispielsweise über ein Koaxialkabel mit 50 Ohm Wellenwiderstand gespeist wird. Bei jedem Frequenzwechsel
des Senders ergibt sich dann die Notwendigkeit
ίο einer Neueinstellung des bei der Antenne angeordneten
sie manuell ausgeführt wird und aufwendig ist, wenn sie
durch Fernsteuerung geschieht
is automatischen Antennenanpassung bekannt, bei der für
eine bestimmte Last und jede vorgesehene Frequenz ein definiertes, vorberechnetes Netzwerk vorgesehen ist,
wobei das für eine bestimmte Frequenz benötigte Netzwerk ausgewählt wird, wenn diese Frequenz
gesendet werden soll.
Diese aufwendige Lösung ist praktisch nur für sehr
kleine Leistungen im Bereich von höchstens einigen Watt brauchbar, da sonst große und schwere Spulenanordnungen
erhalten werden würden, die wirtschaftlich nicht mehr zu rechtfertigen sind. Überdies ist bei dieser
bekannten Anordnung nur eine stufenweise Frequenzwahl möglich, und die Einzelnetzwerke müssen jeweils
für ein definiertes Antennengebilde mit genau vorgegebenen Installations- und Erdungsbeding&ngen ausgelegt
sein. Außerdem benötigt man eine Steuerverbindung zwischen dem Sender und der Auswahlstufe, was in der
Praxis Schwierigkeiten bereiten kann, da der Sender häufig in größerer Entfernung von der Antenne mit dem
zugeordneten Anpassungsnetzwerk aufgestellt werden
muß. Änderungen der Lastimpedanz, z.B. durch Umwelteinflüsse wie Vereisung, kann diese bekannte
Anordnung nicht Rechnung tragen, so daß in diesen in der Praxis doch häufig vorkommenden Fälleu die
Optimierung der Anpassung verlorengehen und damit eine Beschädigung des gesamten Anpassungsnetzwerks
durc.i Überhitzung auftreten kann.
Aus der US-PS 29 81 902 ist eine Schaltungsanordnung
zur automatischen Impedanzanpassung für Antennen bekannt, die Einrichtungen zur Grob- und
Feinabstimmung des Anpassungsnetzwerks aufweist Für jeden Grobabstimmungsbereich sind dabei schaltbare
Elemente in Form von Spulen und Kondensatoren vorgesehen, wobei die Auswahl der zur Festlegung
eines Grobbereichs dienenden Spulen und Kondensatoso ren durch eine automatische Schaltanordnung erfolgt
Die Feinabstimmung wird dabei mittels zweier Induktivitäten vorgenommen, deren Abgriffe in Abhängigkeit
von e'iiem Amplitudundetektor und einem Phasendetektor,
die am Eingang des Anpassungsnetzwerks angeordnet sind, ges teuert werden.
Durch die Verwendung einer Grobabstimmung und einer Feinabstimmung wird bei der bekannten Anordnung
vor allem eine Verringerung des Aufwand",
erreicht, aber es kann nicht gewährleistet werden, daß
unter den stets möglichen Abstimmungen immer diejenige Abstimmuni; mit dem größten Wirkungsgrad
erreicht wird. Dies kann wiederum dazu führen, daß ein
wesentlicher Teil der eigentlich zur Abstrahlung vorgesehenen Energie im Anpassungsnetzwerk ver-
■j5 braucht wird und damit stets die Gefahr einer Beschädigung oder Zerstörung dieses Anpassungsnetzwerks
in Kauf genommen werden muß.
Aufgabe der Erfindung ist es, das Verfahren der
Aufgabe der Erfindung ist es, das Verfahren der
eingangs angegebenen Gattung derart auszubilden, daß mit geringem Aufwand und innerhalb kurzer Zeit stets
diejenige optimale Anpassung automatisch erreicht wird, die den höchsten Wirkungsgrad erbringt. Diese
automatische Anpassung soll dabei in weiten Grenzen kontinuierlich durchführbar sein.
Die gestellte Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß bei einem Anpassungsnetzwerk mit
jeweils separat einstellbarer Kopplung, Reaktanzabstimmung und Übersetzung, ausgehend von maximaler in
Kopplung, Ginstellung der Reaktanz auf eine Endstellung ihres Einstellbereiches und minimaler Übersetzung,
die Auswahl des Feinabstimmbereichs erfolgt und dabei in mindestens einem Suchlauf der Anfang des
Feinabstimmungsbereichs durch Ermittlung eines Null- r> durchganges eines Impedanzdiskriminatorausgangssignals
bei einer vorgegebenen Polarität eines Phasendiskriminatorausgangssignals
bestimmt wird.
«r ._:!!._/*_ L *-i. -J-- χι r-i u
der Erfindung sowie zweckmäßige Ausführungsformen _>o
der Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens sind in den Unteransprüchen angegeben.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnungen an Ausführungsbeispielen erläutert. Dabei
zeigt 2>
Fig. 1 ein Schaltschema für Jen Anschluß einer Dipolantenne an einen Sender mit einem Anpassungsnetzwerk,
F i g. 2 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels, Fig.3 ein Arbeitsprogramm eines Ausführungsbei- in
spiels,
Fi g. 4 ein Blockschaltbild eines Steuergerätes,
F i g. 4A ein Schaltbild eines Steuergerätes,
F i g. 4B ein Schaltbild eines Steuergerätes,
F i g. 5 ein Bezeichnungsschema für NAND-Gatter. r> Fi g. 1 zeigt ein Schaltschema für den Anschluß eines Senders 1 an eine Dipolantenne 2, wobei zwischen Sender 1 und Dipolantenne 2 ein Anpassungsnetzwerk 3 und eine Koaxialleitung 4 geschaltet sind. Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind drei Parameter des 4η Anpassungsnetzwerkes 3 variabel, nämlich erstens die Kopplung K zwischen einer Ankopplungsspule 5 mit der Induktivität L\ und einer Schwingkreisspule 6 mit der Induktivität L2, zweitens ein Kondensator 7 mit der Kapazität CaIs variable Reaktanz X des LC-Schwingkreises mit Schwingkreisspule 6 und Kondensator 7 und drittens das Übersetzungsverhältnis #des Anschlusses der Dipolantenne 2 an den LC-Schwingkreis bzw. der Anzapfungen der Schwingkreisspule 6.
F i g. 4A ein Schaltbild eines Steuergerätes,
F i g. 4B ein Schaltbild eines Steuergerätes,
F i g. 5 ein Bezeichnungsschema für NAND-Gatter. r> Fi g. 1 zeigt ein Schaltschema für den Anschluß eines Senders 1 an eine Dipolantenne 2, wobei zwischen Sender 1 und Dipolantenne 2 ein Anpassungsnetzwerk 3 und eine Koaxialleitung 4 geschaltet sind. Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind drei Parameter des 4η Anpassungsnetzwerkes 3 variabel, nämlich erstens die Kopplung K zwischen einer Ankopplungsspule 5 mit der Induktivität L\ und einer Schwingkreisspule 6 mit der Induktivität L2, zweitens ein Kondensator 7 mit der Kapazität CaIs variable Reaktanz X des LC-Schwingkreises mit Schwingkreisspule 6 und Kondensator 7 und drittens das Übersetzungsverhältnis #des Anschlusses der Dipolantenne 2 an den LC-Schwingkreis bzw. der Anzapfungen der Schwingkreisspule 6.
Mit Hilfe der genannten drei Parameter K, X und O
ist es je nach den ger-". ählten elektrischen Daten möglich,
die Dipolantenne 2 an die gegebene Kabelimpedanz R0
am Ende 8 der Koaxialleitung 4 in einem bestimmten Frequenzbereich /mmbis fmat anzupassen. Im Zusammenhang
mit diesem Anpassungsproblem sei auf die folgenden theoretischen Zusammenhänge verwiesen.
Für den Wirkungsgrad η nach erfolgter Anpassung
kann abgeleitet werden:
M)
Ql2 - Gütewert des Sekundärkreises (L2. C) mit
angeschlossener Antenne.
Ql, ist somit für eine bestimmte Frequenz fund einen angenommenen Wert für L, festgelegt.
Es bleibt übrig, den Wert für Ql2 im Interesse eines
hohen Wirkungsgrades möglichst tief zu halten. Die Belastung des Schwingkreises L2, C durch die Dipolantenne
kann dargestellt werden durch eine an die Klemmen 9 und 10 angeschlossene Impedanz, beispielsweise
bestehend aus einem Widerstand Rp mit parallel geschalteter Reaktanz
bzw.
kreis L2, C auf die Anschlußklemmen 9, 10 für die
Dipolantenne 2 sei mit Ü bezeichnet. Ü ist vermittelst eines Umschalters 5einstellbar.
Im Falle einer kapazitiven Antenne ist:
Im Falle einer kapazitiven Antenne ist:
ü2
^ ,., Lp
und im Falle einer induktiven Antenne ist:
und im Falle einer induktiven Antenne ist:
wobei
und
und
Das ergibt:
Ql1-
L2 = L2H Lp
Lp = Ü2 Lp
Lp = Ü2 Lp
Rp ■ (L2 + Ü2 I
*f) * L2 " Lp
*f) * L2 " Lp
Gütewert der Spule U in unbelastetem Zustand,
Gütewert der Spule L2 in unbelastetem Zustand, Gütewert des Primärkreises (L]) mit angeschlossener
Antenne,
Im kapazitiven, wie im induktiven Fall wird also Ql2
minimal, wenn O minimal ist, d h. im angenommenen
Beispiel O=X.
Es kann nun aber drei Fälle geben, in denen der
Schwingkreis L2, C des Anpassungsnetzwerkes 3 sich
nicht auf die Frequenz / abstimmen läßt (Genau genommen ist der Schwingkreis La, Cnicht exakt auf üie
Frequenz / abzustimmen, vielmehr muß über die Kopplung K vom Schwingkreis L2, C eine kapazitive
Komponente in den Primärkreis übertragen werden, um diesen Primärkreis reell zu machen.)
Die drei Fälle, in denen die Abstimmung des Schwingkreises L2, C auf die Frequenz f unmöglich ist,
sind:
1. bei kapazitiver Antenne: Cp ist zu groß, d. h, der
Minimalwert Cmmdes Kondensators ist zu groß;
2. bei induktiver Antenne: Lp ist zu klein, &1l, der
Maximalwert Cm« des Kondensators Crebht nicht
aus für die Abstimmung;
3. die maximal einstellbare Kopplung zwischen L\ und L2 ist zu klein, urn folgende bei Anpassung gültige
Bedingung erfüllen zu können:
10
In jedem dieser drei Fälle kann durch Vergrößerung von Ü( = niedrigere Anzapfung an La mit Schalter S
einstellen) Abhilfe geschaffen werden:
1. bei kapazitiver Antenne wird die zu La parallelliegende
transformierte Antennenkapazität Cp' = -^
2. bc-' induktiver Antenne wird die zu La parallelliegendc
transformierte Antenneninduktivität Lp1 = CP-Lp;
3. im Falle der zu kleinen Kopplung K wird (?/.2
vergrößert, weil der zu L? parallelliegende Transformierte
Antennenwiderstand Rp" = CP ■ RP\sl.
Aus der Beziehung Ro = K? ■ Qi2 ■ ω L\ ist auch klar,
daß bei vorgegebenen Werten von Ro (Kabelimpcdanz), ι > ω und Li große Werte von K kleine Werte von Ql2
ermöglichen, die ihrerseits zu einem guten Wirkungsgrad η führen.
Aus den vursiehenuen theoretischen Überlegungen
und aus der praktischen Erfahrung ergibt sich eine jn
besonders vorteilhafte Reihenfolge der Manipulationen der im Anpassungsnetzwerk 3 vorhandenen Organe zur
Einregulierung der optimalen Anpassung der Antennenimpedanz an eine gegebene Impedanz R0 unter
Zuhilfenahme eines Phasendiskriminators 11 und eines Impedanzd'.skriminators 12 am Eingang des Anpassungsnetzwerkes
3.
Der Phasendiskriminator 11 bekannter Art vergleicht
die Phasenlage von Spannung und Strom am Eingang 8' des Anpassungsnetzwerkes 3 (d. h. am Ende 8 der jo
Koaxia.ieitung 4), wenn vom Sender 1 Hochfrequenzleistung über das Anpassungsnetzwerk 3 an die Antenne 2
geliefert wird.
Der Impedanzdiskriminator 12 bekannter Art stellt am Eingang 8' zum Anpassungsnetzwerk 3 (d. h. am v,
Ende 8 der Koaxialleitung 4) fest, welche Impedanz herrscht Zu diesem Zwecke bildet der Impedanzdiskriminator
12 das Verhältnis Z des absoluten Spannungswertes zum absoluten Stromwert am Eingang zum
Anpassungsnetzwerk 3, wenn vom Sender 1 Hochfrequenzleistung über das Anpassungsnetzwerk 3 an die
Antenne 2 geliefert wird.
Die Diskriminatoren 11 und 12 werden vorteilhafterweise
so ausgebildet, daß
45
a) der Phasendiskriminator 11 für die Phasenlage Null
Ausgangsspannung Null abgibt Bei von Null abweichender Phasenlage ist dann die Ausgangsspannung
je nach Phasenlage positiv oder negativ;
b) der Impedanzdiskriminator 12 beim Erreichen des Wertes Z = R0 eine Ausgangsspannung Null
abgibt; wobei Rg = Impedanz, an welche die Antenne 2 anzupassen ist beispielsweise Ausgangsimpedanz
R0 der Koaxialleitung 4. Bei von R0
abweichendem Wert von Z gibt dann der Impedanzdiskriminator 12 eine positive bzw.
negative Ausgangsspannung ab.
Vorteiihafierweise erfolgt der Anpassungsvorgang mit reduzierter Sendeleistung. Volle Sendeleistung wird
zweckmäßigerweise erst nach erfolgter Anpassung auf das Anpassungsnetzwerk gegeben.
Der Anschluß des Phasendiskriminators 11 erfolgt beispielsweise zweckmäßigerweise so, daß er eine
positive Ausgangsspannung abgibt wenn die drei Organe des Anpassungsnetzwerkes 3 für die Kopplung
K, das Übersetzungsverhältnis O und für die Reaktanz
X des Schwingkreises L2, C der Kondensator C in der
weiter unten (siehe A: 1.2.3.) beschriebenen Anfangsposition stehen.
Die einzelnen Schritte, die zur optimalen Anpassung vorzunehmen sind, lassen sich beispielsweise drei
Etappen zuordnen.
In der ersten Etappe werden definierte Anfangsbedingungen — für die Einstellung der Einstellorgane für
die Kopplung K, die Reaktanzabstimmung X und für das Übersetzungsverhältnis Ü— erfüllt
In der anschließenden zweiten Etappe wird eine Grobabstimmung — beispielsweise durch Variation der
Kapazität C des Kondensators 7 (vgl. Fig. I) vorgenommen.
Um die Grobabstimmung zu erreichen, ist es — je nach den vorliegenden Verhältnissen — beispielsweise
auch erforderlich, das Übersetzungsverhältnis Ü stufenweise zu verändern.
Die zweite Etappe endet mit dem Auftreten des ersten Poiaritätswechseis — d. h. N'uiidurchganges —
der Ausgangsspannung des Impedanzdiskriminators 12, der sich anläßlich der in dieser Etappe vorgenommenen
Grobabstimmung ergibt.
Die Variation des Einstellorgans für die Reaktanzabstimmung — beispielsweise des Kondensaters 7 (vgl.
Fig. 1) — aus einer Endstellung heraus in Richtung auf die entgegengesetzte Endstellung wird in dieser Etappe
im weiteren mit Suchlauf bezeichnet.
Die einzelnen Schritte zur Erzielung optimaler Anpassung sind beispielsweise der Reihe nach die
folgenden:
1. Etappe:
Herstellung der Anfangsbedingungen A
Herstellung der Anfangsbedingungen A
1. Kopplung K auf Km,x stellen,
2. variablen Kondensator 7Cauf Cmlx stellen,
3. Schalter Sauf £/„,/„ stellen.
2. Etappe:
Grobabstimmung
Grobabstimmung
4. Erster Suchlauf B:
Variablen Kondensator von Cm« gegen Cm/n
verändern bis Impedanzdiskriminator 12 eine Ausgangsspannung Null gibt und gleichzeitig die
Phasendiskriminator-Ausgangsspannung negativ ist d. h. entgegengesetzte Polarität gegenüber der
Anfangsposition aufweist Wenn diese beiden Bedingungen erfüllt sind, ist C vorerst in dieser
Stellung zu belassen. Die 2. Etappe ist dann abgeschlossen.
3. Etappe:
Feinanpassung und Feinabstimmung
Feinanpassung und Feinabstimmung
5. Nun wird die Kopplung K zwischen L\ und La so
weit verringert bis die Phasendiskriminator-Ausgangsspannung auf Null geht (Die Impedanzdiskriminator-Ausgangsypannung
geht dabei wieder von Null weg.) Der Änderungssinn (d. h. Vergrößerung
bzw. Verkleinerung von K des Koppiungsautriebes) muß dabei fest mit der jeweiligen Polarität der
Ausgangsspannung des Phasendiskriminators verbunden sein.
6. Weitere Veränderung (Verkleinerung) von C, bis
die Impedanzdiskriminator-Ausgangsspannung gleich Null ist Der Änderungssinn (d. h. Vergrößerung
bzw. Verkleinerung von C) des Kondensatorantriebes (C) ist fest an die Polarität des
Impedanzdislcriminators gebunden.
7. Abwechslungsweise werden nun K und C durch Wiederholung der Schritte 5 und 6 verstellt, bis
beide Diskriminator-Ausgangsspannungen Null sind. (Es ist aber auch möglich, ab Schritt 4 die
Parameter Kopplung K und Abstimmung X r>
simultan zu verändern.) Damit ist die 3. Etappe beendet und die Anpassung Z = R0 vollzogen.
Wenn im ersten Suchlauf (C variiert von Cm,x nach
Cmin) die geforderten zwei Bedingungen (Ausgangsspannung
des Impedanzdiskriminators gleich Null, Phasendiskriminator-Ausgangsspannung positiv)
nicht erfüllt werden, wird ein zweiter Suchlauf durchgeführt.
8. Zweiter Suchlauf C:
Beim Erreichen der Endstellung Cm/„ wird mit dem
Schalter 5 das Übersetzungsverhältnis Ü auf die nächsthöhere Stufe gestellt und während des
zweiten Suchlaufs (Durchlaufen von C vom Wert Cmin nach Cmax) wird geprüft, ob die unter 4.
genannten Bedingungen erfüllt werden. Ist dies der Fall, so wird durch Wiederholung der Schritte 5 und
6 in der neuen Stellung von 5 die Anpassung Z— Ro bewirkt Trifft dies hingegen nicht zu, so erfolgt ein
weiterer Suchlauf.
9. Dritter Suchlauf D:
Wenn auch im zweiten Suchlauf (C von Cmm nach
Cm„ variiert) die unter 4. erwähnten Bedingungen
nicht erfüllt werden, wird nach Erreichen des Wertes C = Cmlx der Schalter 5 in die nächsthöhere
Stufe für das Übersetzungsverhältnis Ü verbracht und der dritte Suchlauf D (C von Cm„ nach
Cmin variiert) vorgenommen. Anschließend folgt die
Wiederholung der Schritte 5,6 und 7.
Gegebenenfalls folgt ein weiterer Suchlauf E
Die Suchläufe (B, C, D usw.) sind so lange mit stufenweiser Vergrößerung von {^fortzusetzen, bis in einer Stufe Anpassung erzielt wird.
Ist dies in keiner Stufe möglich, so reichen die Parameter (bzw. ihre Variationsmöglichkeiten) des Anpassungsnetzwerkes 3 nicht aus, um die Impedanz der Antenne 2 bei der vorliegenden Frequenz an die gegebene Impedanz Ro optimal anzupassen.
Gegebenenfalls folgt ein weiterer Suchlauf E
Die Suchläufe (B, C, D usw.) sind so lange mit stufenweiser Vergrößerung von {^fortzusetzen, bis in einer Stufe Anpassung erzielt wird.
Ist dies in keiner Stufe möglich, so reichen die Parameter (bzw. ihre Variationsmöglichkeiten) des Anpassungsnetzwerkes 3 nicht aus, um die Impedanz der Antenne 2 bei der vorliegenden Frequenz an die gegebene Impedanz Ro optimal anzupassen.
Das vorstehend beschriebene Verfahren führt immer schnell und sicher — im Rahmen des
Anpassungsbereiches des Anpassungswerkes — zur optimalen Anpassung.
Es ist darauf hinzuweisen, daß, beispielsweise ein (anderes) Verfahren mit je einem Phasen- und
einem Impedanz-Diskriminator, bei welchem aufgmnd der Ausgangsspannung des einen Diskriminators
die Kopplung K gesteuert und aufgrund des andern Diskriminators das reaktive Element,
beispielsweise C, des Sekundärkreises (Li, C)
betätigt wird, in vielen Fällen nicht zur Anpassung führt, weil oft mehrere Nulldurchgänge der
Diskriminatorausgangsspannungen möglich sind.
Die Größe und die Anzahl der notwendigen Werte für das Übersetzungsverhältnis O sind, wie bekannt,
durch das Verhältnis der vorkommenden maximalen Antennenimpedanz sowie durch den noch zulässigen
Ideinsten Wirkungsgrad und durch den maximal erreichbaren Wert des Kopplungsgrades K bestimmt
Mit einer Vorrichtur.f; gemäß F i g. 1 konnte mit fünf
Anzapfungen an der Induktivität L2 eine Dipolantenne
mit einer Länge von 2 χ 25 Metern im Frequenzbereich von 1,5 bis 10 MHz bei einem maximalen
Stehwellenverhältnis von 1,2 der Koaxialleitung 4 Anpassung erzielt werden.
Wenn der Frequenzbereich, in welchem die automatische
Anpassung erfolgen soll, kleiner ist, beispielsweise etwa 1 :2, kann eine Vereinfachung dadurch erzielt
werden, daß im Anpassungsprogramm nach dem ersten Suchlauf nicht auf die zweite Anzapfung an Li
geschaltet wird, sondern die im ersten Suchlauf parallel zum Kondensator C liegende Antennenlast beim
zweiten Suchlauf in Serie zu Serieschaltung von L1 und
Cgeschaltet wird.
F i g. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung.
Von einem als bekannt vorausgesetzten und daher nicht detailliert gezeichneten Sender 1 wird Hochfrequenzenergie
über die Koaxialleitung 4 via ein Anpassungsnetzwerk 3 an eine Dipolantenne 2 geliefert.
Das Anpassungsnetzwerk 3 bzw. seine Parameter: Kopplung K, Reaktanzabstimmung X und Übersetzungsverhältnis
Ü sind so einzustellen, daß sich der maximale Wirkungsgrad η ergibt.
An ihrem Ende 8 soll die Koaxialleitung 4 mit der Impedanz Ro belastet werden. Das Anpassungsnetzwerk
muß die Antennenimpedanz Zx bei der Arbeitsfrequenz
demzufolge auf den Wert Ro am Eingang 8' des Anpassungsnetzwerkes transformieren. Das Ende der
Koaxialleitung 8 liegt unmittelbar am Eingang 8' des Anpassungsnetzwerkes 3. Am Eingang 8' des Anpassungsnetzwerkes
3 sind der Phasendiskriminator 11 und der Impedanzdiskriminator 12 angeschlossen.
Zur automatischen Durchführung der früher erwähnten Schritte besitzt ein Steuergerät 13 einen ersten
Steuereingang 14, an welchem die am Ausgang 16 des Phasendiskriminators 11 herrschende Ausgangsspannung
Up und einen zweiten Steuereingang 15, an welchem die am Ausgang 17 des Impedanzdiskriminators
12 herrschende Ausgangsspannung Ui liegt
Ein erster Steuerausgang 18 des Steuergerätes 13 ist über eine Steuerverbindung 18' mit einem Einstellorgan
19 für die Kopplung K (beispielsweise der Spulen 5 und 6 gemäß Fig. 1) verbunden. Ein zweiter Steujrausgang
20 ist über eine Steuerverbindung 20' mit einem Einstellorgan 21 für die Reaktanzabstimmung X, d. h.
der Abstimmung (beispielsweise des Kondensators 7 gemäß Fig. 1) eines Schwingkreises (beispielsweise
Li Cm F i g. 1) verbunden.
Gegebenenfalls ist ein dritter Steuerausgang 22 über eine Steuerverbindung 22' mit einem Einstellorgan 23
zur Veränderung eines Übersetzungsverhältnisses O (beispielsweise eines motorisch angetriebenen Schalters
5 zur Variation des Abgriffes an der Schwingkreisspule
6 gemäß F i g. 1) verbunden.
Ansteiie der in Fig. 1 gezeichneten variablen induktiven Kopplung zwischen atm Eingang 8' des
Anpassungsnetzwerkes und dem Schwingkreis Li C
kann in bekannter Weise auch vermittelst Kondensatoren eine variable Kopplung K erreicht werden. Ebenso
ist es in bekannter Weise beispielsweise auch möglich, das Übersetzungsverhältnis Ü durch kapazitive Spannungsteilung
zu realisieren.
Schließlich kann auch anstelle oder zusätzlich zur Kapazität C des Kondensators 7 (vgl. Fig. 1) die
Induktivität L1 der Spule 6 (vgl. F i g. 1) zur Abstimmung
des Schwingkreises L2 C veränderbar sein.
Über Verbindungen 19', 21' und 23' wird die Stellung der genannten Einstellorgane 19 für die Kopplung K, 21
für die Abstimmung Λ'und 23 für das Übersetzungsverhältnis
Ü an Eingänge 24 bzw. 25 bzw. 26 des
Steuergerätes 13 zurückgemeldet. Die Verbindungen \9 bzw. 21' bzw. 23' können entfallen, wenn bereits, wie
das beispielsweise bei mechanischen Steuerverbindungen 18' bzw. 20' bzw. 22' der Fall sein kann, am Zustand
bzw. der Stellung der genannten Steuerverbindungen auf Seite des Steuergerätes die Einstellung der
Einstellorgane 19 bzw. 21 bzw. 23 zu erkennen ist. Die Steuerverbindungen 18', 20' und 22' können beispielsweise
auch elektrischer Natur sein.
Die Einstellorgane können beispielsweise durch Motoren betätigt sein. Zur Einstellung der Kopplung
bewegt ein Motor beispielsweise die Primärspule S relativ zur Sekundärspule 6. Zur Einstellung des
Kondensators 7 bewegt ein Motor einen Plattensatz eines Dreh- oder Tauchkondensators relativ zu einem
anderen Plattensatz des betreffenden Kondensators. Zur Einstellung des Übersetzungsverhältnisses Ü ist es
besonders vorteilhaft, einen motorbetätigten Stufenschalter S zu verwenden, weicher an Anzapfungen der
Spule 6 angeschlossen ist
Die zum Betrieb des Steuergerätes 13 nötige Energie kann ihm beispielsweise Ober die Koaxialleitung 4
zugeführt werden. Dazu wird die Koaxialleitung 4 über eine Leitung 27 via ein Anschlußgerät 28, beispielsweise
ein Tiefpaßfilter, an den Anschluß 29 für die Betriebsspannung des Steuergerätes 13 vermittelst
einer Leitung 30 angeschlossen.
Fig.3 zeigt das Arbeitsprogramm eines Ausführungsbeispiels
eines Steuergei Ites 13 mit einem Anpassungsnetzwerk 3. Im Anpassungsnetzwerk 3
erfolgt hierbei die Einstellung der Kopplung K zwischen der Primärspule 5 und der Sekundärspule 6 (vgl. F i g. 1)
kontinuierlich mit dem Einstellorgan 19. Die Abstimmung des Schwingkreises Li C (vgl. Fig. 1) erfolgt
durch stetige Variation der Kapazität C des Kondensators 7 vermittelst Einstellorgan 21. Das Übersetzungsverhältnis
Ü ist vermittelst des an Anzapfungen an der Sekundärspule 6 angeschlossenen Schalters 5 in fünf
Stufen 1, II, III, IV und V vermittelst des Einstellorgans 23 veränderbar. (In F i g. 1 sind nur drei der fünf Stufen
gezeichnet)
Im Arbeitsprogramm gemäß F i g. 3 sind, ausgehend von der Startstellung K = max, C = max, S = Stufe I,
die Schritte dargestellt, welche das Steuergerät 13 der
Reihe nach in Abhängigkeit von den jeweiligen Verhältnissen und Bedingungen durchzuführen hat
Dieses Arbeitsprogramm läßt sich nun beispielsweise mit einer logischen elektrischen Schaltung durchführen.
Ein Ausführungsbeispiel einer logischen Schaltung für das Steuergerät 13 für ein Arbeitsprogramm gemäß
F i g. 3 ist in F i g. 4 dargestellt
Fig.4 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispieis
eines Steuergerätes 53.
Das Steuergerät 13 enthält eine Antriebseinheit 13a,
eine dieser Antriebseinheit zugeordnete Steuerlogik 136 sowie eine der Steuerlogik 136 und der Antriebseinheit
13a zugeordnete Startlogik 13c Der Steuerlogik ist ferner eine Phasenlogik 13t/ sowie eine Impedanzlogik
13ezugeordnet
Die Steuerausgänge 18 bzw. 20 bzw. 22 des Steuergerätes 13 sind über die Steuerverbindungen 18'
bzw. 207 bzw. 22' mit den (in F i g. 4 nicht gezeichneten)
Einstellorganen 19 bzw. 21 bzw. 23 des Anpassungsnetzwerkes 3 verbunden (vgL F i g. 2\ Als Steuerverbindungen
18', 20' und 22" dienen beispielsweise Antriebswellen,
welche in der Antriebseinheit 13a enthaltene Motoren 19a, 196; 21a, 21 6 und 23a mit den
Einstellorganen 19,21 und 23 im Anpassungsnetzwerk 3 kuppeln.
Die Motoren 19a bzw. 196 dienen der Betätigung des Einstellorgans 19 für die Kopplung K, wobei der Motor
19a — wenn eingeschaltet — die Kopplung vermindert und der Motor 196 — wenn eingeschaltet — die
Kopplung vergrößert In analoger Weise dient der Motor 21a — wenn eingeschaltet — der Verminderung
der Kapazität des Kondensators C und der Motor 21 6 — wenn eingeschaltet — der Vergrößerung dieser
ία Kapazität
Selbstverständlich könnte auch anstelle der beiden Motoren 19a und 196 bzw. 21a und 216 jeweils nur ein
Motor mit umkehrbarer Drehrichtung benützt werden. Den Einstellorganen 19 für die Kopplung if und 21 für
die Reaktanzabstimmung X sind Endschalter zugeordnet,
welche jeweils beim Erreichen von Endstellungen des Einstellbereiches dieser Organe betätigt werden. Im
vorliegenden Ausführungsbeispiel besteht über die Steuerverbindungen i»; bzw. iü; eine starre Verbindung
zwischen den Motoren 19a, 196 bzw. 21a, 21 6 und den
von ihnen zu betätigenden Organen, wobei die genannten Endschalter in der Antriebseinheit 13a den
von ihr ausgehenden Steuerverbindungen 18' bzw. 20' zugeordnet sind.
Das Einstellorgan 23 für das Übersetzungsverhältnis Ü ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel ein Stufenschalter
5, der von einem Motor 23a in der Antriebseinheit 13a über die Steuerverbindung 22'
betätigt wird. Dem Einstellorgan 23 bzw. der zugehöri-
gen Steuerverbindung 22* ist ein Überwachungsschalter
für die von ihm tatsächlich eingenommene Stellung zugeordnet
Mit Hilfe der Steuerlogik 136 werden die Motoren 19a, 196;21a, 216 und 23a während des Anpassungsvorganges
von Fall zu Fall ein- bzw. ausgeschaltet
In Fig.4 sind die Verbindungen zwischen den einzelnen Teilen des Steuergerätes 13 der besseren
Übersichtlichkeit wegen nur schematisch und stark vereinfacht dargestellt
Die Antriebseinheit 13a ist über Leitungen 13' mit der Startlogik 13c verbunden. Über die Leitungen 13'
werden der Startlogik 13c vermittelst der früher erwähnten Endschalter der Einstellorgane 19 xnd 21
sowie vermittelst des Überwachungsschalters des Einstellorgans 23 bestimmte Stellungen dieser Organe
gemeldet
Die Startlogik 13c ist über Leitungen 13" mit der Steuerlogik 136 verbunden. Über diese Leitungen 13"
werden der Steuerlogik 136 von der Startlogik 13c
so diejenigen Signale zugeführt, deren sie bedarf, um über
die Leitungen 19a', 196',21a',216'und 23a'die Motoren
der Antriebseinheit 13a temporär einzuschalten.
Die Phasenlogik 13</ ist über Leitungen 13'" mit der
Steuerlogik 136 verbunden. Über diese Leitungen 13'" werden der Steuerlogik 136 von der Phaseniogik 13tf
diejenigen Signale zugeführt, deren sie bedarf, um über die Leitungen i9a', 196', 21a'und 216'die Motoren der
Einstellorgane 19 und 21 in der Antriebseinheit 13a in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung des Phasendiskriminators
11 (vgL F i g. 2) ein- oder auszuschalten.
Die Impedanzlogik 13e ist über Leitungen 13"" mit der Steuerlogik 136 verbunden. Über diese Leitungen
13"" werden der Steuerlogik 136 von der Impedanzlogik 13e diejenigen Signale zugeführt, deren sie bedarf,
&5 um über die Leitungen 19a' 196', 21a' und 216' die
Motoren der Einstellorgane 19 und 21 in der Antriebseinheit 13a in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung
des Impedanzdiskriminators 12 (vgl. F i g. 2)
ein- oder auszuschalten.
Dem Steuergerät 13 wird die Ausgangsspannung des Phasendiskriminators 11 an die EingangskJemme 14 und
die Ausgangsspannung des Impedanzdiskriminatora 12 an die Eingangsklemme 15 zugeführt s
Die Fig.4A zeigt ein ausführliches Schaltbild des Steuergerätes 13 des vorliegenden Ausführungsbeispiels.
Als logische Bausteine der Schaltung sind ausschließlich NAND-Tore verwendet
Die für die erste Etappe des Anpassungsvorganges, d.h. für die Herstellung der Anfangsbedingungen A
maßgeblichen Schaltungsteile sind in Fig.4A mit größerer Strichstärke markiert Beim Einschalten des
Stesiergerätes wird ihm an eine Klemme 29' ein Startsignal zugeführt, das vorzugsweise gegenüber dem
Zeitpunkt des Anlegens der Betriebsspannung zeitlich verzögert ist. Diese Verzögerung dient dazu, um zu
verhindern, daß das Startsignal auftritt, bevor die maßgeblichen logischen Bausteine den für den Betriebsbeginn maßgeblichen Schaltzustand erreicht haben.
Durch das Startsignal an der Klemme 2S* wird über eine
Leitung 50 ein aus den NAND-Gattern 51 und 52 bestehendes Flip-Flop 53 gesetzt Durch das Setzen des
Flip-Flops 53 wird über eine Leitung 54 und ein NAND-Gatter 55 ein steuerbares Halbleiterelement 56,
beispielsweise ein TRIAC, gezündet, wodurch der Motor 196 an eine an den Klemmen 57 und 58 liegende
Wechselspannung U- angeschlossen wird. Der Motor 19i>
bewegt dadurch das Einstellorgan 19 für die Kopplung in Richtung auf seine Maximalstellung.
Über die Leitung 54 und ein NAND-Gatter 59 wird außerdem ein steuerbares Halbleiterelement 60, beispielsweise
ein TRIAC, gezündet, wodurch der Motor 21 b ebenfalls an die an den Klemmen 57 und 58 liegende
Wechselspannung U- angeschlossen wird. Der Motor 216 bewegt dadurch das Einstellorgan 21 für die
Abstimmung gegen seine Maximalstellung.
Ober eine Leitung 61, ein NAND-Gatter 62 und eine weitere Leitung 63 und ein weiteres NAND-Gatter 64
wird ein weiteres steuerbares Halbleiterelement 65, beispielsweise ein TRIAC, gezündet, wodurch der
Motor 23a an die Wechselspannung U- angelegt wird. Der Motor 23a bewegt dadurch den Schalter 5 gegen
seine Stellung I, d. h. in Richtung des minimalen Übersetzungsverhältnisses O.
Bei Erreichung der Stellung Kn^x legt der zugehörige
Endschalter an eine Klemme 66 das logische Signal 0. Ober ein NAND-Gatter 67 wird dadurch einem ersten
Eingang eines weiteren NAND-Gatters 68 das logische Signal 1 zugeführt Bei Erreichung der Stellung Cm1 legt
der zugehörige Endschalter eine Klemme 69 an das logische Signal 0. Ober ein NAND-Gatter 70 wird
dadurch einem zweiten Eingang des NAND-Gatters 68 ebenfalls das logische Signal 1 zugeführt Bei Erreichung
der Schalterstellung I des Schalters 5 wird durch den zugehörigen Überwachungsschalter an eine Klemme 71
das logische Signal 0 gelegt Über ein weiteres NAND-Gatter 72 erhält dann auch der dritte Eingang
des NAND-Gatters 68 das logische Signal 1, wodurch sein Ausgang 73 das logische Signal 0 führt Dieses
logische Signal 0 wird über eine Leitung 74 einem Eingang des zum Flip-Flop 53 gehörenden NAND-Gatters
52 geführt wodurch dieses Flip-Flop kippt In der Folge werden, wie leicht ersichtlich ist, die zuvor
eingeschalteten Motoren 196, 216 und 23a wieder abgeschaltet In entsprechender Weise wird auch einer
Klemme 73 vom Überwachungsschalter für den Schalter 5, wenn dieser auf Stellung I angelangt ist, das
logische Signal 0 zugeführt Über eine Leitung 76 Ober das NAND-Gatter 62 sowie die Leitung 63 und das
NAND-Gatter 64 wird demzufolge das steuerbare Halbleiterelement 65 nicht mehr weiter gezündet, so
daß der Motor 23a abgeschaltet wird.
Das Kippen des Flip-Flops 53 beendet nicht nur die erste Etappe, sondern es markiert gleichzeitig den
Anfang der zweitem Etappe, beginnend mit dem vierten Schritt, d. h. dem erste» Suchlauf B.
Anhand der Fig.41B wird nunmehr der Ablauf des
Suchlaufes B beschrieben.
Im vierten Schritt wird der Kondensator 7 (vgL Fig.2) (welcher im vorliegenden Ausführungsbeispiel
das Organ 21 für die Reaktansabstimmung * darstellt)
von seiner Stellung maximaler Kapazität in Richtung nach seiner Stellung minimaler Kapazität verändert
Dies geschieht durch zeitweise Einschaltung des Motors 21a. Diese Einschaltung kommt wie folgt zustande:
Wenn am Ende der ersten Etappe das Flip-Flop 53 nach Erreichung der Anfangsbedingungen A kippt, wird
vom Ausgang des NAND-Gatters 52 das logische Signal
1 über die Leitung 54 an einen ersten Eingang eines NAND-Gatters 77 geführt Wenn am Ende der ersten
Etappe der Schalter 5seine Stellung I exakt erreicht hat, so legt der dem Schalter 5 zugeordnete Überwachungsschalter an eine Klemme 78 und damit an einen Eingang
eines NAND-Gatters 79 das logische Signal 0. An dessen Ausgang erscheint das logische Signal 1, welches
über eine Leitung 80 einem zweiten Eingang des NAND-Gatters 77 zugeführt wird. Einem dritten
Eingang des NAND-Gatters 77 wird das logische Signal 1 über eine Leitung 81 vom Ausgang eines NAND-Gatters
82 zugeführt Das NAND-Gatter 82 bildet zusammen mit einem weiteren NAND-Gatter 83 ein
Flip-Flop 84. Das Flip-Flop 84 wird analog wie das früher erwähnte Flip-Flop 53 durch das Startsignal an
der Klemme 29' über die Leitung 50* gesetzt und es wird
in Abhängigkeit von der Erfüllung der Anfangsbedingungen A sowie definierter Polaritäten der Diskriminatorausgangsspannungen
zurückgestellt An eine Klemme 85 und damit an einen Eingang eines NAND-Gatters
86 wird vom Endschalter des Kondensators 7 in dessen Maximumstellung das logische Signal 0 zugeführt Vom
Ausgang des NAND-Gatters 86 führt dann eine Leitung
87 zu einem vierten Eingang des NAND-Gatters 77 das logische Signal 1. — Das NAND-Gatter 86 bildet
zusammen mit einem weiteren NAND-Gatter 88 ein Flip-Flop 89.
Sobald alle vier Eingänge des NAND-Gatters 77 das logische Signal 1 führen, gibt sein Ausgang 90 das
logische Signal 0 über eine Leitung 91 an einen Eingang eines NAND-Gatters 92. Durch das Ausgangssignal des
NAND-Gatters 92 wird dann ein steuerbares Halbleiterelement 93, beispielsweise ein TRIAC, gezündet,
so daß in der Folge der Motor 21a an die an den Klemmen 57 und 58 liegende Wechselspannung U-gelegt
wird. Der Motor 21a bewegt daraufhin den Kondensator 7 in Richtung seines minimalen Kapazi*
tätswertes.
Läßt sich die optimale Anpassung bereits in diesem 4. Schritt realisieren, so äußert sich dies nach dem früher
Gesagten dadurch, daß während der Verkleinerung der Kapazität des Kondensators 7 die Ausgangsspannung
Uides Impedanzdiskriminators 12 einen Nulldurchgang
aufweist Die Ausgangsspannung U, des Impedanzdiskriminators
12 wird dem Steuergerät 13 bzw. der darin enthaltenen Impedanzlogik 13e (vgl. Fig.4) an eine
Klemme 15 zugeführt. Die Impedanzlogik 13e ist im
vorliegenden Ausführungsbeispiel elektrisch symmetrisch
aufgebaut Ober je einen Vorwiderstand 101 bzw, 102 wird die Ausgangsspannung L/, des Impedanzdiskriminators
12 zwei Operationsverstärkern 103 bzw. 104 zugeführt Der Arbeitspunkt der beiden Operationsverstärker
103 und 104 ist durch je eine Spannungsteileranordnung 105 bzw. 106 in bekannter Weise einstellbar.
Zufolge des hohen Verstärkungsfaktors der Operationsverstärker 103 und 104 werden diese durch die
angelegte analoge Ausgangsspannung U, des Impedanz- ι ο diskriminators 12 mit Ausnahme eines sehr engen
Bereiches um den Nulldurchgang der Spannung U, gesättigt, so daß an den Ausgängen 107 bzw. 108 der
Operationsverstärker 103 und 104 digitale Signale auftreten. Diese digitalen Ausgangssignale sind abhängig
von der Polarität der Spannung Ui. Nur in einem
sehr engen Bereich um den Nulldurchgang der Spannung U, führen beide Ausgänge 107 und 108 der
Operationsverstärker 103 und 104 die Ausgangsspannung 0. Durch Inversion in den den Operationsverstärkern
103 und 104 nachgeschalteten NAND-Gattern 109 und 110 ergibt sich somit nur für den erwähnten sehr
engen Bereich bei Nulldurchgang der Spannung Uj
gleichzeitiges Auftreten des logischen Signals 1 an den beiden Ausgängen 111 und 112 der beiden NAND-Gatter
109 und 110.
Ober die Leitung 113 bzw. 114 ist der Ausgang 111 bzw. 112 des NAND-Gatters 109 bzw. 110 mit je einem
Eingang eines NAND-Gatters 115 verbunden, dessen Ausgang 116 somit nur im sehr engen Bereich um den
Nulldurchgang der Spannung U, das logische Signal 0 führt Ober ein NAND-Gatter 117 wird das Ausgangssignal
des NAND-Gatters 109 invertiert Über ein NAND-Gatter 118 wird das Ausgangssignal des
NAND-Gatters HO invertiert Die Ausgangssignale der NAND-Gatter 115,117 und 118 stellen die Ausgangssignale
der Impedanzlogik 13edar. Diese werden über die Leitungen 119, 120 und 121 bestimmten weiteren
NAND-Gattern des Steuergerätes 13 zugeführt (Die Leitungen 119,120 und 121 sind in F i g. 4 gesamthaft als
Verbindungen 13"" bezeichnet)
Aus dem vorstehenden ist ersichtlich, daß durch die Signale auf der Leitung 119 der Nulldurchgang der
Spannung U,- gemeldet wird, während die Signale auf den Leitungen 120 und 121 Ober die Polarität der
Spannung [/,Aufschlußgeben.
Die Phasenlogik 13</ weist im vorliegenden Ausführungsbeispiel
den gleichen Aufbau auf wie die Impedanzlogik 13& Die sich entsprechenden Schaltelemente
sind dabei mit einer gegenüber der Impedanzlogik 13e um 100 höheren Positionsziffer markiert, d. h.
mit 201... 221.
Die Ausgangssignale der NAND-Gatter 215,217 und 218 stellen die Ausgangssignale der Phasenlogik 13</
dar. Diese werden Ober die Leitungen 219,220 und 221
bestimmten weiteren NAND-Gattern des Steuergerätes 13 zugeführt (Die Leitungen 219,220 und 221 sind in
F i g. 4 gesamthaft als Verbindungen 13"' bezeichnet)
Aus dem vorstehenden ist ersichtlich, daß durch die Signale auf der Leitung 219 der Nulldurchgang der
Spannung Up gemeldet wird, während die Signale auf
den Leitungen 220 und 221 über die Polarität der Spannung Up Aufschluß geben.
Die Ausgangssignale der Phasenlogik Md und der
Impedanzlogik 13e sowie Signale, welche von der jeweiligen Stellung der genannten End- bzw. des
Überwachungsschalters abhängig sind, werden miteinander logisch verknüpft, derart, daß das Programm
gemäß F ig. 3 abläuft.
Der Übersicht wegen sind in Fig.4B nicht alle
Eingänge und Ausgänge der NAND-Gatter der logischen Schaltung gesondert bezeichnet Für die
Bezeichnung der einzelnen Eingänge und des Ausganges wird im folgenden, soweit erforderlich, die
Bezeichnung gemäß F i g. 5 vorausgesetzt .
Zum Zwecke der logischen Verknüpfung ist der Ausgang 116 bzw. 216 des NAND-Gatters 115 bzw. 215
über eine Leitung 119 bzw. 219 mit je einem Eingang eines NAND-Gatters 122 bzw. 222 verbunden. Das
NAND-Gatter 122 und das NAND-Gatter 222 sind zu einem Flip-Flop 123 zusammengeschaltet Außerdem
wird das Ausgangssignal des NAND-Gatters 115 über die Leitung 119 auch einem NAND-Gatter 124 zwecks
Inversion zugeführt und von dessen Ausgang 125 über eine Leitung 126 an einen Eingang b (vgL F i g. 5) eines
NAND-Gatters 127 geleitet Einem Eingang a des NAND-Gatters 127 wird über die Leitung 220
außerdem das Ausgangssignal des NAND-Gatters 217 in der Phasenlogik t3d zugeführt, während ein Eingang
c des NAND-Gatters 217 ein im NAND-Gatter 79 invertiertes Signal von der Klemme 78 erhält An die
Klemme 78 ist jedoch, wie bereits früher erwähnt, der
Überwachungsschalter angeschlossen, welcher die exakte Stellung des Schalters ^überwacht
Nur wenn alle drei Eingänge a, b, c(vgL Fig.5) des
NAND-Gatters 127 das Signal 1 führen, geht sein Ausgang 128 auf logisch 0. Über eine Leitung 129 wird
dieses Signal einem weiteren NAND-Gatter 130 zwecks Inversion zugeführt Der Ausgang 131 dieses NAND-Gatters
130 ist über eine Leitung 132 mit einem Eingang a eines NAND-Gatters 133 verbunden, dessen anderer
Eingang b mit dem Flip-Flop 53 verbunden ist Das Ausgangssignal des NAND-Gatters 133 gelangt über
das NAND-Gatter 83, welches ein Teil des Flip-Flops 84 ist, zu dessen Ausgang 134 und von da über eine Leitung
135 an die Eingänge cder vier NAND-Gatter 136,137,
138 und 139. Jedes dieser vier NAND-Gatter ist über ein weiteres NAND-Gatter 140 bzw. 55 bzw. 92 bzw. 59
einem steuerbaren Halbleiterelement, beispielsweise einem TRIAC 141 bzw. 56 bzw. 53 bzw. 60, zugeordnet
Über diese vier steuerbaren Halbleiterelemente sind die Motoren 19a bzw. 196, 21a bzw. Ub temporär an die an
die Klemmen 57 und 58 liegende Wechselspannung U-. atischaltbar.
Über die beiden NAND-Gatter 136 und 137 und die nachgeschalteten NAND-Gatter 144 und 55 werden die
Motoren für die Verkleinerung bzw. Vergrößerung der Kopplung /C gesteuert Über die beiden NAND-Gatter
138 und 139 und die nachgeschalteten NAND-Gatter 92 und 50 werden die Motoren für die Verkleinerung bzw.
Vergrößerung der Kapazität C gesteuert Je nach dem Schaltzustand des Flip-Flops 123 wird entweder die
Kopplung oder die Kapazität verändert Über die Leitung 135 wird allen vier NAND-Gattern 136 bis 139
ein Signal zugeführt, das die genannten NAND-Gatter in Abhängigkeit von der Polarität der Spannung Up,
vom Nulldurchgang der Spannung Ui und von der
korrekten Stellung des Schalters S steuert Durch diese Verknüpfung der genannten Sipale wird der Ablauf des
Anpassungsprogramms gemäß F i g. 3 sichergestellt
Dem Eingang a des NAND-Gatters 136 wird ein logisches Signal in Abhängigkeit von der Polarität der
Spannung Up vom Ausgang des NAND-Gatters 217 über die Leitung 220 zugeführt Dem Eingang a des
NAND-Gatters 137 wird ein logisches Signal in Abhängigkeit von der entgegengesetzten Polarität der
Spannung U1, vom Ausgang des NAND-Gatters 218
Ober die Leitung 221 zugeführt Die Eingänge b des NAND-Gatters 136 und des NAND-Gatters 137 liegen
am Ausgang des NAND-Gatters 122 des Flip-Flops 123. Dieser Ausgang führt das Signal 1, wenn die Kopplung
AT zu verändern ist
Die Eingänge c des NAND-Gatters 136 und des NAND-Gatters 137 liegen an der Leitung 135, über
welche ein logisches Signal zugeführt wird, das sowohl in Abhängigkeit von der Polarität der Spannung U9 als
auch vom Nulldurchgang der Spannung U,- sowie der Stellung des Schalters Ssteht
Dem Eingang a des NAND-Gatters 138 wird ein logisches Signal in Abhängigkeic von der Polarität der
Spannung Up vom Ausgang des NAND-Gatters 117
über die Leitung 120 zugeführt Dem Eingang a des NAND-Gatters 139 wird ein logisches Signal in
Abhängigkeit von der entgegengesetzten Polarität der Spannung Up voe Ausgang des NAND-Gatters 118
über die Leitung 121 zugeführt Die Eingänge d der NAND-Gatter 138 und 139 liegen am Ausgang des
NAND-Gatters 222 des Flip-Flops 123.
Dieser Ausgang führt das logische Signal 1, wenn die
Kapazität C zu verändern ist Die Eingänge c der NAND-Gatter 138 und 139 liegen aus analogen
Gründen wie diejenigen der NAND-Gatter 136 und 137 an der Leitung 135.
Wenn, wie dies für das vorliegende Beispiel angenommen worden ist im vierten Schritt d.h. im
Suchlauf B, sich die genannte Doppelbedingung (Ui = Nulldurchgang, Up = entgegengesetzte Polarität
gegenüber Anfangsbedingungen) eru/llt, so wird auf
Grund der geschilderten Verknüpfung der genannten Signale über das NAND-Gatter 138 u d das NAND-Gatter
92 das steuerbare Halbleiterelement 93 nicht weiter gezündet, so daß der Motor 21a und damit das
Einstellorgan 21 (d.h. der Kondensator 7) vorerst stehenbleibt
Damit ist die zweite Etappe abgeschlossen und die dritte Etappe, die Feinanpassung und Feinabstimmung
nach Diskriminatoren beginnt
Anläßlich des Nulldurchganges der Spannung Ui hat
das Flip-Flop 123 seinen Schaltzustand gewechselt, wodurch der fünfte Schritt eingeleitet wird. Jetzt wird
über das NAND-Gatter 136 und das NAND-Gatter 140 das steuerbare Halbleiterelement 141 gezündet und der
Motor 19a in Gang gesetzt Hierdurch wird die Kopplung K vermindert Dieser Vorgang läuft so lange,
bis die Spannung Up ihrerseits einen Nulldurchgang
aufweist wodurch das Flip-Flop 123 wieder zurückkippt und hierdurch im sechsten Schritt die Veränderung der
Kapazität des Kondensators 7 weitergeht Diese Kapazitätsveränderung erfolgt so lange, bis ein erneuter
Nulldurchgang der Spannung U, folgt wodurch abermals das Flip-Flop 123 kippt und in der Folge im siebten
Schritt die Kopplung K variiert wird. Diese Abwechslung der Variation der Kapazität und der Kopplung im
siebten Schritt wird so lange fortgesetzt, bis die Diskriminatorspannung U; bzw. Up unter die Ansprechschwelle
der Impedanz- bzw. Phasenlogik abgesunken 6ö ist.
Ist hingegen im ersten Suchlauf B (Schalter 5 in Stellung I, Kondensator 7 von Cm,x nach Cm,n verändert)
kein Nulldurchgang der Spannung U1 ; erfolgt so wird der
Kondensator schließlich bis zu seiner Endstellung Cmm
verbracht wodurch ein dieser Stellung zugeordneter Endschalter an eine Klemme 142 das logische Signal 0
legt Hierdurch wird das Flip-Flop 89 zum Kippen gebracht wodurch der achte Schritt eingeleitet wird
Ober das NAND-Gatter 143,144, eine Leitung 145, ein NAND-Gatter 146 und das NAND-Gatter 64 v<ird
das steuerbare Halbleiterelement 65 erneut gezündet wodurch die Wechselspannung U- an den Motor 23a
gelegt wird und dieser den Schalter Sin seine Stellung II bringt Der Überwachungsschalter, welcher dem Schalter
5 zugeordnet ist legt bei Erreichung der Stellung II an eine Klemme 147 das logische Signal 0, wodurch über
ein NAND-Gatter 148, das NAND-Gatter 144, die Leitung 145, das NAND-Gatter 146, das NAND-Gatter
64, das steuerbare Halbleiterelement 65 der Motor 23a wieder stillgelegt wird.
Durch das Kippen des Flip-Flops 89 wird über eine Leitung 149, ein NAND-Gatter 150, das NAND-Gatter
59, das steuerbare Halbleiterelement 60 der Motor 216
erneut eingeschaltet wodurch sich die Kapazität des Kondensators 7 vom Wert Cm„ wieder gegen seinen
Wert Cmu, hin verändert Tritt hierbei ein Nulldurchgang
der Spannung U, auf, so wird — wie früher erwähnt — durch eine Wiederholung der Schritte 5 und 6 die
Feinanpassung und Feinabstimmung automatisch vorgenommen.
Wird hingegen in diesem achten Schritt d.h. im Suchlauf C, auch kein Nulldurchgang der Spannung U1
festgestellt, so wird der neunte Schritt mit dem Suchlauf D eingeleitet Dieser folgt anläßlich der Erreichung der
Stellung Cmax durch das erneute Kippen des Flip-Flops
89. In entsprechender Weise wie früher beschrieben, wird der Schalter 5 auf die nächsthöhere Stufe III
gebracht was durch ein logisches Signal 0 an einer Klemme 151 zum Ausdruck kommt
Über die NAND-Gatter 143,144, die I «itung 145, das
NAND-Gatter 146, das NAND-Gatter 64 und das steuerbare Halbleiterelement 65 wird hierdurch in
analoger Weise, wie früher beschrieben, der Motor 23a wieder abgeschaltet so daß der Schalter S auf seiner
neuen Stellung III verbleibt Die Suchläufe A, B, C usw. laufen bis zur Erreichung der Anpassung, sofern diese
unter den gegebenen Verhältnissen überhaupt erzielbar ist, automatisch ab.
Die beschriebene Vorrichtung, nämlich das Steuergerät
13, führt somit automatisch eine Impedanzanpassung durch. Die je nach Frequenz unterschiedliche Impedanz
der Dipolantenne 2 wird hierbei durch automatische Veränderung des Anpassungsnetzwerkes 3 an eine
gegebene Impedanz, beispielsweise an den Wellenwiderstand von 50 Ohm eines Kabels, angepaßt
Es ist für den Fachmann ersichtlich, daß das beschriebene Verfahren und die beschriebene Vorrichtung
sich auch für die Lösung anderer Anpassungsprobleme eignet zum Beispiel für die automatische
Anpassung eines Hochfrequenzlastkreises an einen Generator. Solche Fälle liegen beispielsweise vor auf
dem Gebiet der medizinischen Und industriellen Hochfrequenzdiathermie und ähnlichen Fällen der
Übertragung hochfrequenter Energie zwischen einer Quelle und einer Senke unterschiedlicher Impedanz.
Claims (16)
1. Verfahren zur Anpassung einer Last, insbesondere einer Antenne, an eine vergegebene Quellenimpedanz,
bei dem nach Auswahl eines einer bestimmten Lastimpedanz und einer bestimmten
Frequenz zugeordneten Abstimmungsbereichs in Abhängigkeit von Phase und Impedanz am Eingang
eines Anpassungsnetzwerkes eine automatische ι ο Feinabstimmung' vorgenommen wird, dadurch
gekennzeichnet, daß bei einem Anpassungsnetzwerk mit jeweils separat einstellbarer Kopplung,
Reaktanzabstimmung und Obersetzung, ausgehend von maximaler Kopplung, Einstellung der
Reaktanz auf eine Endstellung ihres Einstellbereiches und minimaler Obersetzung, die Auswahl des
Feinabstimmbereichs erfolgt und dabei in mindestens einem Suchlauf der Anfang des Feinabstimmungsbereictos
durch Ermittlung eines Nulldurchgangs eines Impedanzdiskriminatürausgangssignols
bei einer vorgegebenen Polarität eines Phasendiskriminatorausgangssignals
bestimmt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Ausgangsspannung (Up) eines
die Phasenlage eines Hochfrequenzsignals am Eingang des Anpassungsnetzwerkes feststellenden
Phasendiskriminators durch mit Ausnahme eines schmalen Bereiches um den Nulldurchgang der
genannten Ausgangsspannung (Up) im Sättigungsbereich
arbeiterden Verstärkern logische Signale gebildet werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Ausgangss^annung (L% eines
die Impedanz am Eingang des Anpassungsnetzwerkes feststellenden Impedanzdiskriminators durch
mit Ausnahme eines schmalen Bereiches um den Nulldurchgang der genannten Ausgangsspannung
(Ui) im Sättigungsbereich arbeitenden Verstärkern logische Signale gebildet werden.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Erreichung
bzw. Einnahme von Endstellungen von Einstellorganen des Anpassungsnetzwerkes mit in
diesen Endstellungen betätigten Endschaltern durch Abgabe von logischen Signalen markiert wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die exakte Einnahme von Schalterstellungen eines zur Veränderung des Übersetzungsverhältnisses
dienenden Schalters durch einen diesem Schalter zugeordneten Überwachungsschalter festgestellt
und durch die Abgabe von logischen Signalen markiert wird.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zum
Betrieb eines Steuergerätes für die automatische Einstellung von Einstellorganen des Anpassungsnetzwerkes erforderliche Energie über eine auch der
Hochfrequenzenergieübertragung dienende Leitung zum Steuergerät übertragen wird, eo
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß aus der
Betriebsspannung eines Steuergerätes für die automatische Einstellung von Einstellorganen des
Anpassungsnetzwerke« ein Startsignal für die es Einstellung bistabiler Schaltanordnungen im Steuergerät
in einen definierten Anfangszustand gebildet wird.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß logische Signale, welche einerseits die Phasenlage zwischen
Spannung und Strom des Hochfrequenzsignals am Eingang des Anpassungsnetzwerkes und andererseits
die am Eingang des Anpassungsnetzwerkes auftretende Impedanz zum Ausdruck bringen mit
logischen Signalen, welche von der Stellung von Einstellorganen des Anpassungsnetzwerkes abhängig
sind, derart miteinander verknüpft sind, daß ein vorgegebenes Anpassungsprogramm (Fig.3) abläuft
9. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet
durch ein Steuergerät (F i g. 2; 13) zur Einstellung von Einstellorganen (19, 21, 23) eines
zwischen die gegebene Impedanz (F i g. 2; K0) und
die anzupassende Impedanz (F i g. 2; 2) geschalteten Anpassungsnetzwerkes (3), wobei dem Steuergerät
(13) einerseits eine von der Phasenlage (<p) eines Hochfrequenzsignals am Eingang (8') des Anpassungsnetzwerkes
(3) abhängige Spannung (Up) und andererseits eine von der am Eingang (8') des
Anpassungsnetzwerkes (3) auftretenden Impedanz abhängige Spannung (U]) zugeführt ist; wobei
außerdem aus den genannten Spannungen (Up, US) abgeleitete logische Signale und weitere logische
Signale, welche bestimmte Zustände der genannten Einstellorgane (19,21,23) zum Ausdruck bringen in
einer logischen Schaltung (F i g. 4; 4A, 4B) miteinander verknüpft sind und zur zeitweisen Inbetriebsetzung
von Antriebsorganen (19a, 19b; 21a, 21b; 23a)
für die genannten Einstellorgane (19, 21, 23) nach einem vorgegebenen Programm (F i g. 3) dienen.
10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß für die Umwandlung einer
analogen Spannung (Up), weiche die Phasenlage zwischen Spannung und Strom des Hochfrequenzsignals
am Eingang (8') des Anpussungsnetzwerkes (3) zum Ausdruck bringt, in logische Signale eine
Phasenlogik (tie) vorhanden ist.
H. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenlogik (13eJ von der
genannten analogen Spannung (Up) mit Ausnahme eines schmalen Bereiches um ihren Nulldurchgang
sättigbare Verstärker (203,204) enthält
12. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß für die Umwandlung einer
analogen Spannung (U]), weiche die am Eingang (8') des Anpassungsnetzwerkes (3) auftretende Impedanz
zum Ausdruck bringt in logische Signale, eine Impedanzlogik (13d) vorhanden ist
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzlogik (13d) von
der genannten Spannung (U]) mit Ausnahme eines schmalen Bereiches um ihren Nulldurchgang sättigbare
Verstärker (103,104) enthält
14. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuergerät (13) eine
Startlogik (Fig.4; 13c) enthält, welcher außer
logischen Signalen, welche die Stellung von Einstellorganen (19,21,23) im Anpassungsnetzwerk (3) zum
Ausdruck bringen, auch logische Signale zugeführt werden, welche von der Phasenlage des Hochfrequenzsignals
am Eingang (8') des Anpassungsnetzwerkes (3) abhängig sind und die am Eingang (8') des
Anpassungsnetzwerkes (3) auftretende Impedanz zum Ausdruck bringen.
15, Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuergerät (13) eine
Steuerlogik {\3b) enthält, über welche Antriebsmotoren
(19a, 19/>, 21a, 21 b, 23a) in einer Antriebseinheit
(13aJ durch Signale von einer Startlogik (13cjt
einer Impedanzlogik (i3d) und einer Phasenlogik
(13ejzeitweise einschaltbar sind.
16. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuergerät (13) über ein
Anschlußgerät (28), das ein Filter enthält, an eine Leitung (4) angeschlossen ist, über welche außer der
hochfrequenten Energie auch die für die Speisung des Steuergerätes (13) notwendige Energie zugeführt
wird.
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CH1091370A CH527517A (de) | 1970-07-17 | 1970-07-17 | Verfahren und Vorrichtung zur automatischen Impedanz-Anpassung, insbesondere zur Anpassung einer Antenne an eine gegebene Impendanz |
DE19722220749 DE2220749C3 (de) | 1970-07-17 | 1972-04-27 | Verfahren und Vorrichtung zur Anpassung euter Last, insbesondere einer Antenne, an eine vorgegebene Quellenimpedanz |
AT373372A AT352782B (de) | 1970-07-17 | 1972-04-28 | Vorrichtung zur automatischen impedanzanpassung, insbesondere zur anpassung einer antenne an eine gegebene impedanz |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CH1091370A CH527517A (de) | 1970-07-17 | 1970-07-17 | Verfahren und Vorrichtung zur automatischen Impedanz-Anpassung, insbesondere zur Anpassung einer Antenne an eine gegebene Impendanz |
DE19722220749 DE2220749C3 (de) | 1970-07-17 | 1972-04-27 | Verfahren und Vorrichtung zur Anpassung euter Last, insbesondere einer Antenne, an eine vorgegebene Quellenimpedanz |
AT373372A AT352782B (de) | 1970-07-17 | 1972-04-28 | Vorrichtung zur automatischen impedanzanpassung, insbesondere zur anpassung einer antenne an eine gegebene impedanz |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2220749A1 DE2220749A1 (de) | 1973-11-15 |
DE2220749B2 DE2220749B2 (de) | 1978-08-17 |
DE2220749C3 true DE2220749C3 (de) | 1979-04-19 |
Family
ID=27149582
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19722220749 Expired DE2220749C3 (de) | 1970-07-17 | 1972-04-27 | Verfahren und Vorrichtung zur Anpassung euter Last, insbesondere einer Antenne, an eine vorgegebene Quellenimpedanz |
Country Status (3)
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CH (1) | CH527517A (de) |
DE (1) | DE2220749C3 (de) |
Families Citing this family (4)
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US4201960A (en) * | 1978-05-24 | 1980-05-06 | Motorola, Inc. | Method for automatically matching a radio frequency transmitter to an antenna |
DE19644339C1 (de) * | 1996-10-25 | 1998-06-10 | Bosch Gmbh Robert | Vorrichtung zur Transformation einer Antennenimpedanz |
RU2488927C1 (ru) * | 2012-03-16 | 2013-07-27 | Научно-Производственное Общество С Ограниченной Ответственностью "Кв-Связь" | Перестраиваемая резонансная антенна с согласующим устройством |
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- 1970-07-17 CH CH1091370A patent/CH527517A/de not_active IP Right Cessation
-
1972
- 1972-04-27 DE DE19722220749 patent/DE2220749C3/de not_active Expired
- 1972-04-28 AT AT373372A patent/AT352782B/de not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CH527517A (de) | 1972-08-31 |
AT352782B (de) | 1979-10-10 |
ATA373372A (de) | 1979-03-15 |
DE2220749A1 (de) | 1973-11-15 |
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OGA | New person/name/address of the applicant | ||
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