DE2217574C3 - Schmalbandiges Digitalfilter - Google Patents
Schmalbandiges DigitalfilterInfo
- Publication number
- DE2217574C3 DE2217574C3 DE2217574A DE2217574A DE2217574C3 DE 2217574 C3 DE2217574 C3 DE 2217574C3 DE 2217574 A DE2217574 A DE 2217574A DE 2217574 A DE2217574 A DE 2217574A DE 2217574 C3 DE2217574 C3 DE 2217574C3
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- filter
- digital filter
- frequency
- signal
- bandwidth
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 19
- 230000004087 circulation Effects 0.000 claims description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 6
- 230000033458 reproduction Effects 0.000 description 12
- 230000006870 function Effects 0.000 description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 5
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 101100037313 Drosophila melanogaster Rlip gene Proteins 0.000 description 1
- MMOXZBCLCQITDF-UHFFFAOYSA-N N,N-diethyl-m-toluamide Chemical compound CCN(CC)C(=O)C1=CC=CC(C)=C1 MMOXZBCLCQITDF-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 101100140140 Xenopus laevis ralbp1-a gene Proteins 0.000 description 1
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 239000000945 filler Substances 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000003134 recirculating effect Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft ein schmalbandiges Digitalfilter, bei dem das gefilterte Signal durch Rückführung
der gewonnenen Abtastwerte erneut getastet und dieser Vorgang /V-mal wiederholt wird.
Eine Annäherung an das gewünschte Ergebnis kann dadurch erzielt werden, daß die genannte Transformation
in unterbrochener Folge durchgeführt wird. Zu diesem Zweck wird das zu filternde Signal getastet, die
aufeinanderfolgenden Abtastwerte werden über eine Verzögerungsstrecke übertragen und die gefilterten
Signalwerte werden durch Gewichtung der verzögerten Werte und durch Addierung der gewichteten Werte
periodisch abgeleitet. Im Falle eines Transversalfilters entsprechen die Gewichtungsfaktoren den Abtastwerten
der Impulswiedergabe des Filters. Daraus ist zu ersehen, daß die Genauigkeit der Filterung um so höher
ist, je höher die Anzahl der Gewichtungsfaktoren ist. Im Prinzip wird die Tastung der Impulswiedergabe mit der
gleichen Frequenz wie die Tastung des Signals vorgenommen. Jedem Faktor ist ein Abgriff an der
Verzögerungsstrecke zugeordnet. Mit abfallender Impulswiedergabe des Filters nimmt auch der Wert der
Gewichtungsfaktoren ab. Die Gewichtungsfaktoren werden mehr und mehr unbedeutend und können ohne
wesentliche Einbuße an Genauigkeit von einem bestimmten Rang an vernachlässigt werden. Von wann
ab dies geschehen kann, hängt jedoch von der erforderlichen Filtercharakteristik ab. In Wirklichkeit
ist bei der gleichen Abtastfrequenz die Anzahl der bedeutenden Faktoren um so höher, je schmaler die
Bandbreite des Transversalfilters ist. Aus diesem Grunde kann es von Vorteil sein, eine Anordnung zu
verwenden, deren Bandbreite am Anfang groß und dann aufeinanderfolgend ohne Modifizierung der Anzahl der
Gewichtungsfaktoren in einfacher Weise eingeengt werden kann.
Im Falle eines Rekursivfilters ist die Anzahl der Gewichtungsfaktoren von der Abtastfrequenz unabhängig,
aber ihre Definition ist direkt mit dieser Frequenz verknüpft Diese Definition ist um so genauer, je
schmaler die Bandbreite oder je höher die Abtastrate ist.
Es ist die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe, ein schmalbandiges Digitalfilter unter Verwendung
eines eine größere Bandbreite aufweisenden Filters anzugeben, dessen Bandbreite ohne Modifizierung der
Anzahl oder der Werie der Gewichtungsfaktoren verringert werden kann.
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe bei einem Digitalfilter nach der Gattung dadurch gelöst, daß ein
Filter mit einer um den Faktor /^geringeren Bandbreite
als erforderlich gewählt wird und daß bei jeder erneuten Tastung die Abtastfrequenz um den Faktor η verringert
wird.
Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen näher erläutert Es zeigt
F i g. 1 die Impulswiedergabe des Filters bei verschiedenen Bandbreiten,
F i g. 2 und 3 den Filterprozeß,
Fig.4 ein Ausfuhr-·,ngsbeispiel des erfindungsgemäßen
Filters und
Fig.5 und 6 eine frequenzmäßige Darstellung der
erfindungsgemäßen Filterung.
Das erfindungsgemäße, schmalbandige Filter ist von einem Filter mit einem n^-mal breiteren, mit der
Nyquist-Frequenz des Signals getasteten Frequenzband, wobei die Abtastwerte Mmal durch N Zirkulationen
im Filter gefiltert werden. Dabei werden bei jeder Zirkulation die Abtastwerte zum Filtereingang
zurückgeführt und mit einer Frequenz getastet, die /7-mal kleiner ist als die bei der vorausgegangenen
Zirkulation.
Zum besseren Verständnis der Abläufe sei auf bestimmte mathematische Zusammenhänge hingewiesen.
Zu diesem Zweck wird ein einfaches Beispiel gewählt. Angenommen, die Impulswiedergabe eines
Filters sei durch die Beziehung gegeben:
JU) = A -C-11COSdJt + Φ).
(I)
Dieser Ausdruck zeigt, daß das durch einen Rechteckimpuls erregte Filter am Ausgang ein
exponentiell abnehmendes, sinusförmiges Signal f(t) liefert, das folgende Charakteristiken aufweist:
Ursprungsamplitude:
exponentieller Abnahmefaktor:
Winkelfrequenz:
Anfangsphase:
exponentieller Abnahmefaktor:
Winkelfrequenz:
Anfangsphase:
A
oc
Ω
Φ
Ω
Φ
Durch diese Parameter ist das Filter definiert.
Die Übertragungsfunktion des Filters erhält man aus der Laplace-Transformation W^des Ausdrucks f(t)zvt:
Die Übertragungsfunktion des Filters erhält man aus der Laplace-Transformation W^des Ausdrucks f(t)zvt:
",„, = / .Ht)I- ι"ύι
η
oder, führt man die Beziehung c'x = cos .ν \ j sin χ ein.
oder, führt man die Beziehung c'x = cos .ν \ j sin χ ein.
//,„, = Realteil / A
22
'A
_ , .,Γ Ae ιψ Ί
= Rea tei
= Rea tei
■ρ)
. \ cos Φ — /-'sin Φ + ρ cos Φ
Weitere branchbare Parameter des Filters ergeben sich aus der übertragungsfunktion (2) und Verwendung
folgender Beziehungen:
- Q-Faktor: Q =
..Ο
— Mittenfrequenz: Fo = ~— = ——
In 2.-Γ
In 2.-Γ
IiJ1 + \2
- Bandbreite: BP =
Fo
(3)
Dies zeigt, daß eine schmalere Bandbreite einen kleineren Faktor
<x und damit eine längere Dauer von F(t) züT Folge hat Wie bereits angedeutet, müssen bei
einer Digitalisierung des Filters Gewichtungsoperationen auf das Eingangssignal angewendet werden.
Bei einem Transversalfilter werden die Gewichtungsfaktoren durch Tastung der Impulswiedergabe f(t)
ermittelt. Die Definition der Gewichtungsfaktoren bei einem Rekursivfilter sind komplexer, die Schlußfolgerungen
der vorliegenden Analysis bleiben jedoch erhalten.
Aus der mit der Frequenz F = γ getasteten
Funktion /"^erhält man:
f* — f(t\ χ V ΛΙ/ — /ι7")
Viii — J\')x ^, "l< "' I-
Viii — J\')x ^, "l< "' I-
dabei ist δ (t—ηΤ) das Kronecker-Symbol, das für
/ Φ nTO und für l = nTgleich 1 ist, wobei π ganzzahlig
ist. Zum besseren Verständnis dieser Darstellung sei bezug auf verschiedene, bereits veröffentlichte Artikel
genommen, insbesondere: »z-Transinrms and their Applications in Control Engineering« veröffentlicht von
Y. A ζ a r in »The Radio and Electronic Engineer«. Juli 1965, und »Programmable digital filter performs
multiples; functions« veröil^ntlicht in »Electronics«, 26.
Oktober 1970 (von A. T. A η d e r s ο η).
Die Übei :ragungsfunktion des Filters erhält man
durch die sogenannte Transformation ζ von f*(t), wobei
ζ = β".
Diese Übertragungsfunktion
Beziehung:
Beziehung:
ergibt sich aus der
ll*:) = Realteil A ■ e
Unter der Annahme \ < 1 erhält man:
//*, = Realteil
A ■ c -., -f. t ι
cos Φ ~ cos[(JT- Φ)χc
1:1 I -2e "-cosiirv: "! f
1:1 I -2e "-cosiirv: "! f
Das Spektrum von Η*(/) erhält man durch Substitution
von e-'^'^nr z~K
Dies zeigt, daß das Spektrum des getasteten Signals periodisch ist. Diese Periodizität beinhaltet das erneute
Auftreten des Spektrums des Eingangsanalogsignals im Bereich der Frequenz Fund jeder ihrer Harmonischen.
Daraus ist zu ersehen, daß bestimmte Informationen über das Digitalfilter direkt von seiner Impulswiedergabe
f(t) abgeleitet werden können. Insbesondere die in Fig. 1 dargestellten Kurven zeigen, daß bei einer
Verwirklichung des Filters mit der Impulswiedergabe f(t) als Digitalfilter, die Genauigkeit der Wiedergabe
höher ist, wenn T kleiner und α höher ist (aus
Stabilitätsgründen ist α stets kleiner als 1). Außerdem, wie groß die Abtastfrequenz auch sein mag, das Filter
kann durch Verwendung der gleichen Anzahl von Faktoren verwirklicht werden.
Die Komplexität der mit der Notwendigkeit verbundenen technischen Probleme, daß für eine perfekte
Filterung eine hohe Anzahl von Gev ;ohtungsfaktoren rzus
en ist, ist bekannt. Das Probifm sielli
relativ einfach dar. Die angestrebte Genauigkeit erfordert die Verwendung einer großen Anzahl von
Gewichtungsfaktoren, aber die derzeit damit verbundenen technischen Probleme zeigen, daß es erforderlich
ist, einen Kompromiß zu schließen. Aus diesem Grunde ist bereits vorgeschlagen worden, eine Anzahl von
Gewichtungsfaktoren zu simulieren, die höher ist als die effektiv verwendete Anzahl. Dies geschieht durch
mehrfache Zirkulationen der Daten.
Das Problem ist noch größer, wenn das zu erstellende Filter eine in bezug auf das Signa Spektrum relativ
schmale Bandbreite aufweisen soite. Je schmaler nämlich die Bandbreite des Filters ist, desto niedriger ist
der Faktor α und desto langer ist die Impulswiedergabe f(t) für einen vorgegebenen Grenzwert. Außerdem ist
der untere Grenzwert der Abtastfrequenz durch die Nyquist-Beziehung Fm,„ = 2 F5 definiert, wobei Γ die
obere Frequenz des zu filternden Signalspektrums
darstellt. Aus diesem Grunde ist es unmöglich, F = γ
auf einen Wert unterhalb von Fmm zu reduzieren.
Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, daß diese Filterung in mehreren Schritten ausgeführt wird, woDei jeder
Schritt die Bandbreite des Signals und damit Fmm
reduziert. Dadurch kann die Abtastperiode von f(t) erhöht werden. Ein wesentlicher Vorteil kann dabei
darin gesehen werden, daß es dann nicht erforderlich ist, entweder die Anzahl oder die Werte der Gewichtungsfaktoren
zu modifizieren, um eine schmalere Bandbreite des Filters zu erhalten. Das bedeutet, daß das gleiche
Filter erneut verwendet werden kann, um das gewünschte Ergebnis zu erhalten.
Im folgenden sei ein konkretes Beispiel behandelt. Angenommen von e-nem Signal, dessen Spektrum sich
bis Fs = 4800 Hz erstreckt, sei eine Bandbreite von
1200 Hz auszufiltem. Entsprechend der Nyquist-Beziehung beträgt die minimale Abtastfrequenz
F = 9600 Hz. Die Anzahl der wesentlichen Gewichtungsfaktoren, die durch Abtasten der Impulswiedergabe
eines Filters mit einer Bandbreite von 1200 Hz bei einer Frequenz von 9600 Hz erhalten v, ird, ist im
Hinblick auf eine Verwirklichung des Filters unter Verwendung integrierter Schaltkreise zu hoch. Aus
diesem Grunde ist es vo/teilhaft, das Signal zunächst mit
2400 Hz zu filtern, wodurch sich die Nyquist-Frequenz auf 2400 Hz reduziert, und dann das Signal einem eine
Bandbreite von 1200 Hz aufweisenden Filter 7ii7iifüh-
22 \7 574
ren. Dieser Fall ist schematisch in F i g. 2 dargestellt. Die
Abtastungen X des Eingangssignals erfolgen mit einer Frequenz F =9600 Hz am Eingang eines Filters Hi.
dessen Bandbreite 2400 FIz beträgt. Das durch das Filter H\ gefilterte Signal wird bei einer Frequenz F/2 = I/
2F = 4800 FIz erneut getastet und dann durch ein Filter
Hi mit einer Bandbreite von 1200 Hz gefiltert,"so daß
sich das gewünschte Signal Zergibt. Die beiden Filter
//ι und H2, deren Impulswiedergaben f,(l) und f,(t)
jeweils nach der Zeit Fbzw. 2 Fgetastet werden, liefern die gleiche Anzahl von Gewichtungsfaktoren. Das Filter
H\ ist jedoch besser als das Filter H2 definiert, da seine
Bandbreite und die Abtastfrequenz doppelt so hoch ist.
Dieser Nachteil kann dadurch vermieden werden, daß die Impulswiedergabe fi(t) auf Grund der homothetischen
Beziehung mit /"^definiert wird.
Dies sei an einem einfachen Beispiel illustriert, indem ein über die Ausdrücke (1), (2) und (3) abgeleitetes
Fseuuu-BandpaBfiiier verwendet wird, in diesem faii
lautet die einfachste Übertragungsfunktion:
χ Ι /ι
daraus
(/ι I
(AD - I ■<■ " 2 cos ^" ι. |5|
Durch Tastung von f\(t) in regelmäßigen Intervallen
t = AF und von f2(t) in Intervallen t = 2 kT. wobei
Jt = I, 2. 3 usw. ist. erhält man für beide Impulswiedergaben die gleichen Gewichtungsfaktoren. Das Filter H2
läßt sich also leicht aus einem Filter H1 ableiten, wenn
dessen Zeitskala um den Faktor 2 gedehnt wird. F i g. 1 /ρϊσί rlip Fnnktirntpn f. it) \inA f,/f\ Aar- Αι
(5) bei einer Abtasifrequenz F = l/T"bzw. F/2 = '/2 F.
Die Beziehung zwischen den beiden Impulswiedergaben ist in F i g. 1 graphisch dargestellt. Es zeigt sich also, daß
ein Filter W, die Funktion eines Filters H2 durch
Dehnung des Zeitmaßstabs um den Faktor 2 vollkommen ausführen kann. Es kann sich um ein Digitalfilter
des Mehrfach-Umlauftyps handeln, das aus einer Verzögerungsstrecke und Gewichtungs- und Akkumulatorstufen
bestellt. Die Verzögerungsstrecke ist mit Abgriffen ausgestattet, die beim Filter H, um den
Intervall T und beim Filter H2 um den Intervall 2 T
auseinanderliegen. Um daher Filter H\ in Filter H2
überzuführen, genügt es, zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abgriffen eine Verzögerung 2 Γ zu simulieren.
Dies kann insbesondere dadurch geschehen, daß die
Daten einer die Verzögerungszeit T aufweisenden Verzögerungsstufe erneut in den Umlauf gebracht
werden und daß die Gewichtungs- und Akkumulationsoperationen jeweils nur einmal nach zwei Zeilintcr
vallen durchgeführt werden.
Das Blockschaltbild gemäß Fig. 3 kann nunmehr fü
das der Fig. 2 gesetzt werden. Die anfangs mil cine
Frequenz F getasteten Daten X werden im Filler It gefiltert. Das gefilterte Signal Y wird mit eine
Frequenz F/2 getastet und nach einer das Zusammen
treffen der Eingangsdaten X und der wiedereinge
führten Daten Y verhindernden Verzögerung erneu dem gleichen Filter zugeführt. Um Vbei einer Frequcn,
F/2 /u erhalten, genügt es also, am Filterausgang vor
zwei Tastungen lediglich eine zu berücksichtigen. Dei beschriebene Prozeß kann natürlich jV-male wiederhol
werden. Die Anzahl der Wiederholungen kann ntn durch die geforderte Operationsgeschwindigkeit dei
Schaltungen begrenzt werden.
In Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel des Filter?
dargestellt, das eine Bandbreite von 1200 Hz aus einen Signal ausfiitert, dessen .Spektrum sich bis 4800 11/
erstreckt, wobei von den beschriebenen Wiederholungen Gebrauch gemacht wird. Die jeweils nach 7
Sekunden gelieferten Abtastwerte X werden der Verzögerungsstrecke L 1 zugeführt und adressieren
über ODER-Schaltungen O einen Festwertspeicher ROM. dem ein die Abtaslwerte Y liefernder Akkumulator
AKKU nachfolgt. Ein Gatter G ist durch ein Signal CK blockiert, so daß die Abtastwerte Vnicht zum
Ausgang S des Filters übertragen werden. Diese Abtastwerte werden über ein eine Verzögerungszeit
von einem Bruchteil von Faufweisendes Verzögerungselement D zum Eingang der Verzögerungsstrecke 1.2
zurückgeführt.
Das mit einer Frequenz F/2 geöffnete Gatter G läßt jeweils von zwei Abtastwerten nur einen passieren. Die
durchgelassenen Abtastwerte Y werden der Verzögerungsstrecke L 2 zugeführt, die aus Verzögerungselementen
mit einer Verzögerungszeit Fbestehen und die über Schalter / in sich selbst rückführbar sind. Die
Rückführungsschleifen werden nach jedem Intervall 2 T hergestellt, während das Gatter G geschlossen ist. Dies
geschieht, um die Verzögerungselemente T der
* W i-v/ft^i uii£,JJVl wix»- L· Λ. Ill TVl CUg^l U 11 g 3 \. 1U 111 \, 11 IC £. I
überzuführen, so daß die Dehnung der Zeitskala in der beschriebenen Weise erreicht wird. Wird daher das
Gatter G nach jedem Intervall 2 Γ geöffnet, so wird ROM über L 2 adressiert und der Akkumulator liefert
einen Abtastwert Zdes gewünschten gefilterten Signals. Der Vorgang wird erneut gestartet, wenn der jeweils
folgende Abtastwert X ansteht. Zeitlich werden die Operationen für ein durch fünf Abtastwerte X\ b'r X?
definiertes Eingangssignal entsprechend der folgenden Tabelle durchgeführt:
Λ\ Λ", .Y4
Z, * Z,
L 1- und Z.2-Inhalte ROM + AKKU Ausgang
•M
I ι ·I 1 A'l
/. I -und / 2 -lnli.ilk· Ι<(·\1 · \M>1 N ii μ.ιιιμ
(/!'''-.chloNsen, ileshalh Riickliihi 1IiIg vim ) )
>.'
(Rückführung vmi } J
^ / (keine weiteren Weile \ )
(Rückführung vim ) )
ι. /
(Rückführung vim ) )
ι. /
Rückführung von )
Aus !■' i g. 5 ist der freqiien/maßige Zusammenhang
tier Filterung im Falle eines Tiefpaßfilters nach einer Ke/irkulation zu ersehen. Die Kurvenverläufe ('.(^zeigen
die Spektren des Signals und des bei einer Frequenz von 9600 1 Iz getasteten Filters. Der Verlauf (b) zeigt das
Krgebnis in bezug auf das Signal Y. Die Kurven (v) und
(d) zeigen den Effekt der Tastung bei halber Frequenz und die Auswirkung der Rezirkulation auf das Filter und
das gefilterte Signal Z
In F i g. 6 ist der frequenzmäßige Zusammenhang im Falle eines Bandpaßfilters dargestellt. Die Bandbreite
des Digitalfilters F2 - FI übersteigt die des simulierten
Digitalfilters um den Wert
\ | \ | 1 \, | ■ ) | nicht | 1 | nicht | \ ei wendel |
1 | t t | , >■ | ■ / | niilit | verwendet | ||
\ | \ | ||||||
) | ; > | ■ | ■ * | ||||
\ | , \ | ■ ) | nie hl | verwendet | |||
) | ) | ; >! | ■ / | nicht | \ ei« endet | ||
\ | \ | , \. | . Y | ||||
) | , ) | ||||||
0 | \ | \ | ■ ) | nicht | verwendet | ||
) | , ) | , ); | ■/ | in L h I | ver'.venilet | ||
(I | I) | I) | •1) | ||||
) | ) | ^ Y. | |||||
0 | 0 | 0 | •0 | ||||
) | ) | K | / | vei wendel | |||
0 | 0 | ||||||
0 | ) | ||||||
}■! - M
F 2
F 2
/ 1
usw. bis keine weiteren Werte )
Im gezeigten Beispiel ist f"2 = Ji-'l, η 2 und
N= I. Es ergibt sich also ein Gewinn an Bandbreite von G = 4. Hierbei können sich gewisse Probleme ergeben,
insbesondere im Hinblick auf die Tatsache, daß die erhaltenen .Spektralbereiche des Signals Z, die mit einer
Frequenz entsprechend dem vierfachen Wert der Nyquist-Frequenz getastet werden, auf der F'requenzachse
dichter zusammenrücken. Lösungen für diese Probleme sind aber bereits vorgeschlagen worden. Ein
ausreichender Abstand der Spektralbereiche kann durch Erhöhung der Abtastfrequenz des gefilterten
Signals sichergestellt werden, insbesondere kann er wieder auf den Wert Ferhöht werden. Diese Erhöhung
wird durch Wiederholung und Rezirkulation der g!«»irhi»n Ahtintwpi-ti» pr/iplt Fin diesbezüglicher
Filteraufbau entspricht im wesentlichen dem der F; i g. 3.
Es ist lediglich die Abtastratenänderung umgekehrt.
Hier/u 4 Malt /eichnunüen
Claims (5)
1. Schmalbandiges Digitalfilter, bei dem das gefilterte Eingangssignal durch Rückführung der
gewonnenen Abtastwerte erneut getastet und dieser Vorgang N-mal wiederholt wird, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Filter mit einer um den Faktor n" geringeren Bandbreite als erforderlich
gewählt wird und daß bei jeder erneuten Tastung die Abtastfrequenz um den Faktor η verringert wird.
2. Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erneute Tastung über eine jeweils
nur einen von η Abtastwerten des gefilterten Signals in jeder Zirkulation entnehmende logische Schaltung
erfolgt.
3. Digitalfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß η mindestens gleich 2 ist.
4. Digitalfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Tastfrequenz des
am Filteraussang erhaltenen Signals dadurch auf den anfänglichen oder einen höheren Wert gebracht
wird, daß die gefilterten Werte nach der N-ten Zirkulation über eine zweite Anordnung übertragen
werden, deren Abtastfrequenz bei jeder Zirkulation in der zweiten Anordnung mit Faktor η multipliziert
wird.
5. Digitalfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplikation mit dem Faktor η
durch η Wiederholungen desselben Abtastwertes während einer Periode erfolgt.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR717118314A FR2137346B1 (de) | 1971-05-13 | 1971-05-13 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2217574A1 DE2217574A1 (de) | 1972-11-16 |
DE2217574B2 DE2217574B2 (de) | 1979-02-22 |
DE2217574C3 true DE2217574C3 (de) | 1979-10-11 |
Family
ID=9077358
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2217574A Expired DE2217574C3 (de) | 1971-05-13 | 1972-04-12 | Schmalbandiges Digitalfilter |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3737636A (de) |
JP (1) | JPS5414908B1 (de) |
CA (1) | CA958077A (de) |
DE (1) | DE2217574C3 (de) |
FR (1) | FR2137346B1 (de) |
GB (1) | GB1358113A (de) |
IT (1) | IT950712B (de) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3798560A (en) * | 1973-01-29 | 1974-03-19 | Bell Telephone Labor Inc | Adaptive transversal equalizer using a time-multiplexed second-order digital filter |
FR2255754B1 (de) * | 1973-12-11 | 1978-03-17 | Ibm France | |
FR2258060B1 (de) * | 1973-12-28 | 1978-09-08 | Ibm France | |
US3935437A (en) * | 1974-02-25 | 1976-01-27 | Sanders Associates, Inc. | Signal processor |
US4442500A (en) * | 1981-10-16 | 1984-04-10 | Motorola, Inc. | Narrow band digital filter |
DE10318191A1 (de) * | 2003-04-22 | 2004-07-29 | Siemens Audiologische Technik Gmbh | Verfahren zur Erzeugung und Verwendung einer Übertragungsfunktion |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3639739A (en) * | 1969-02-05 | 1972-02-01 | North American Rockwell | Digital low pass filter |
US3639848A (en) * | 1970-02-20 | 1972-02-01 | Electronic Communications | Transverse digital filter |
US3676654A (en) * | 1970-05-21 | 1972-07-11 | Collins Radio Co | Digitalized filter |
US3633170A (en) * | 1970-06-09 | 1972-01-04 | Ibm | Digital filter and threshold circuit |
-
1971
- 1971-05-13 FR FR717118314A patent/FR2137346B1/fr not_active Expired
-
1972
- 1972-03-24 IT IT22324/72A patent/IT950712B/it active
- 1972-04-07 JP JP3458272A patent/JPS5414908B1/ja active Pending
- 1972-04-12 DE DE2217574A patent/DE2217574C3/de not_active Expired
- 1972-04-24 GB GB1886172A patent/GB1358113A/en not_active Expired
- 1972-05-03 US US00249832A patent/US3737636A/en not_active Expired - Lifetime
- 1972-05-10 CA CA142,060A patent/CA958077A/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2137346A1 (de) | 1972-12-29 |
CA958077A (en) | 1974-11-19 |
FR2137346B1 (de) | 1973-05-11 |
DE2217574B2 (de) | 1979-02-22 |
IT950712B (it) | 1973-06-20 |
DE2217574A1 (de) | 1972-11-16 |
JPS5414908B1 (de) | 1979-06-11 |
US3737636A (en) | 1973-06-05 |
GB1358113A (en) | 1974-06-26 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3544820A1 (de) | Taktfrequenzteilerschaltung | |
DE2950433C2 (de) | ||
DE2621113A1 (de) | Digitalfilter | |
DE2036368B2 (de) | Frequenzsynthetisierer | |
DE4205346C2 (de) | Taktgeber | |
DE2217574C3 (de) | Schmalbandiges Digitalfilter | |
DE2337286A1 (de) | Elektronischer frequenzumsetzer | |
DE2732264A1 (de) | Verfahren und wandler zur umwandlung digitaler abtastwerte in ein analoges ausgabesignal | |
DE2523625A1 (de) | Digitalfilter | |
DE2420831C2 (de) | Rekursives Digitalfilter mit Phasenentzerrung | |
DE3702215C2 (de) | ||
DE2554562B2 (de) | Nichtrekursives digitalfilter mit herabgesetzter ausgangsabtastfrequenz | |
DE69403328T2 (de) | Verfahren und vorrichtung zum filtern eines digitalen zeitsignals und anwendung für echokorrektur in einem übertragungskanal | |
EP0146652A1 (de) | Digitaler FM-Demodulator für digitalisierte FM-Signale | |
DE3922469A1 (de) | Verfahren zum filtern digitalisierter signale | |
DE2211376C3 (de) | Digitalfilter | |
DE2620969C2 (de) | Digital-Analogwandler bei einem Lagemeßsystem | |
DE1929817A1 (de) | Echoentzerrer | |
DE10029424A1 (de) | Digitales Interpolationsfilter | |
DE2343092A1 (de) | Programmierbarer funktionsgenerator | |
DE3026100A1 (de) | Digitale rechenvorrichtung | |
DE3303516A1 (de) | Verfahren und vorrichtung zur frequenzverschiebung eines digitalen eingangssignals | |
DE2756952C3 (de) | Digitaler Steuersatz für einen selbstgeführten Stromrichter | |
EP0009192B1 (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Abtastimpulsfolge für ein periodisches Signal | |
DE2729336C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OD | Request for examination | ||
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |