DE2211780C3 - Schaltungsanordnung zur Speisung eines Synchronmotors aus einer Gleichstromquelle - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Speisung eines Synchronmotors aus einer Gleichstromquelle mit einer aus der Erregerwicklung des Synchronmotors und einer Kapazität bestehenden Reihenschaltung und mit einer in Abhängigkeit von einer Zeitbezugsquelle gesteuerten Schaltvorrichtung, welche die Reihenschaltung während einer ersten Zeitspanne der Zeitbezugsquelle mit der Gleichstromquelle verbindet, so daß in der Reihenschaltung während dieser ersten ZeitsDanne ein Strom mit einem Spitzenwert einer ersten Polarität fließt, und welche die Enden der Reihenschaltung während einer zweiten Zeitspanne miteinander verbindet, so daß während dieser zweiten Zeitspanne der Zeitbezugsquelle ein Strom mit einem Spitzenwert einer zweiten Polarität fließt, wobei die erste und zweite Zeitspanne im wesentlichen unmittelbar aufeinanderfolgen.

Es ist bereits eine Schaltungsanordnung der genannten Art bekannt (US-PS 33 79 946). Hier ist aber nicht

<o angegeben, in welcher Folge die Umschaltung erfolgen soll. Auch sind keine Werte für die Bemessung der Kapazität und der Induktivität der Erregerwicklung angegeben. Die bekannte Schaltung wird offensichtlich derart betrieben, daß der gespeiste Synchronmotor schrittweise bewegt wird. Ein solcher Betrieb führt zu einer ungleichmäßigen Rotation des Synchronmotors, wobei starke Beschleunigungen und Verzögerungen auftreten. Der Wirkungsgrad ist deshalb vergleichsweise gering, und es besteht die Gefahr, daß der Synchronmotor ungewollt stehenbleibt

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß sich ein sicherer Betrieb mit gutem Wirkungsgrad ergibt. Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß die Kapazität, die Wicklungsinduktivität und die Länge der Zeitspannen so bemessen sind, daß die Durchschnittsdauer jeder ersten Zeitspanne zuzüglich jeder zweiten Zeitspanne gleich oder kleiner ist als die der Eigenfrequenz des Reihenkreises entsprechende Zeitspanne.

Hierdurch wird ein wellenförmiger Strom erzeugt, der eine gleichförmige Rotation des Motors bewirkt, was zu einem guten Wirkungsgrad führt und die Gefahr eines Stillstandes verringert. Außerdem ist ein Selbstanlauf mit geringer Leistung möglich. Der Wert der verwendeten Kapazität ist nicht kritisch und kann in einem weiten Bereich variieren, so daß ein Kondensator mit großer Toleranz verwendet werden kann, der nur geringe Kosten verursacht. Die Schaltung arbeitet auch in einem sehr großen Temperaturbereich. Auch ist ein Betrieb mit verhältnismäßig niedriger Frequenz möglich.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist insbesondere für die Speisung von Synchronmotoren für Synchronuhren, wie z. B. Autouhren, geeignet.

Vorzugsweise sind bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne im wesentlichen gleich. Die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne können aber auch unterschiedlich lang sein, wobei alle ersten Zeitspannen gleich lang sein können und auch alle zweiten Zeitspannen gleich lang sein können. Es ist aber auch möglich, daß die Längen verschiedener erster Zeitspannen unterschiedlich sind und daß auch die Längen verschiedener zweiter Zeitspannen unterschiedlich sind.

Die jeweilige Kapazität, die Wicklungsinduktivität

und die Längen der Zeitspannen können so gewählt sein, daß der in dem Reihenkreis zwischen den Spitzen benachbarter Perioden fließende Strom immer eine Wellenform mit einer nicht durch Null gehenden Schleife aufweist und der Strom während jeder Periode im wesentlichen die gleiche Kraft auf den Rotor ausübt.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung

an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert. In der

_b5 Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispieles der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
F i g. 2 und 4 Wellenformen, die sich im Betrieb der

Schaltungsanordnung nach F i g. 1 unter geeigneten Betriebsbedingungen ergeben,

Fig.3 verschiedene Wellenformen, die für den Betrieb der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 nicht geeignet sind,

F i g. 5 eine Darstellung der Größe des Effektivstromes, der bei verschiedenen Kapazität swerten in der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 fließt,

F i g. 6 Wellenformen zur Erläuterung des Betriebes der Schaltungsanordnung nach F i g. 1, und

Fig.7 eine Darstellung eines Arbeitszyklus in Abhängigkeit von dem von einer Energiequelle gelieferten Strom entsprechend der Darstellung nach Fig. 6.

F i g. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung, in der eine Gleichstromquelle 11 gezeigt ist, die die Form einer 12-Volt-Batterie in einer besonderen Anwendung der Erfindung haben kann. Mit den Polen der Gleichstromquelle ist eine Schalteranordnung in Serie verbunden, die bipolare NPN-Transistoren 12 und 13 enthält Der Kollektor des Transistors 12 ist mit der positiven Elektrode der Gleichstromquelle 11 verbunden, während der Emitter des Transistors 13 mit der negativen Elektrode der Gleichstromquelle verbunden ist. Der Emitter des Transistors 12 ist unmittelbar mit dem Kollektor des Transistors 13 verbunden. Die Basen der Transistoren 12 und 13 werden mit entgegengesetzter Polarität und ergänzenden Spannungen betrieben, welche von der Zeit-Bezugsquelle 14 stammen.

Die Zeit-Bezugsquelle 14 ist eine Quelle konstanter Frequenz, die, in einer typischen Struktur, eine trapezförmige Wellenform erzeugt, wobei die erste uz;d die zweite der nacheinander auftretenden Perioden oder die Halbzyklen 15 und 16 gleiche Dauer besitzen. Wie weiter unten im Detail gezeigt wird, brauchen die nacheinander auftretenden Perioden nicht die gleiche Dauer zu besitzen. (Es ist so zu verstehen, daß sich der Ausdruck »halber Zyklus« hinsichtlich der Zeit-Bezugsquelle, die ungleiche erste und zweite Perioden besitzt, auf die erste und zweite Periode bezieht, selbst wenn die Perioden eine Dauer besitzen, die wesentlich verschieden ist von einem halben Zyklus einer ganzen Peridoe der Zeit-Bezugsquelle.) Die höchste Spannung, die während einer jeden Periode 15 und 16 erreicht wird, ist im wesentlichen gleich groß aber von entgegengesetztem Vorzeichen. Die Höchstspannung, die von der Quelle 14 während einer jeden der Zeitperioden 15 und 16 erzeugt wird, bleibt über den größten Teil, in der Größenordnung von 95%, einer jeden der Zeiiperioden aufrechterhalten. Übergänge zwischen den Höchstspannungen, die während der Zeitperioden 15 und 16 auftreten, können im allgemeinen als gleichförmige Änderungen betrachtet werden. In einer typischen Darstellung enthält die Zeit-Bezugsquelle 14 einen Oszillator fester Frequenz, z. B. einen vom Stim.ngabeltyp, der eine Frequenzteilung ausführt und einen Wellen formenden Schaltkreis speist. Die Ausgangsfrequenz der Zeit-Bezugsquelle 14 wird in Abhängigkeit von der Belastung passend gewählt; eine typsiche Frequenz ist 30 Hz, wobei die Dauer einer jeden der Zeitperioden 15 und 16 in der Größenordnung von ·/« pro Sekunde liegt.

Die phasenverschobenen Spannungen, die von der Zeit-Bezugsquelle 14 an den Basen der Transistoren 12 und !3 angelegt werden, führen einen der Transistoren in einen Zustand über, in dem dieser leitet und einen niedrigen Widerstand besitzt, und führen zum Nichtleiten des anderen Transistors. Wegen der begrenzten Neigung zwischen den maximalen Spannungsamplituden, die während den Zeitperioden 15 und 16 erzeugt werden, sind die Transistoren 12 und 13 nie gleichzeitig leitend. In der Zeichnung liegt dagegen ein kleiner Zeitspalt zwischen dem Abschalten des Transistors 12 und dem Anschalten des Transistors 13 und umgekehrt; in vielen Fällen kann die Quelle 14 vom quadratischen Quellentyp sein, solange die Transistoren 12 und 13 nie beide gleichzeitig leitend sind. Jeder der Transistoren 12

ίο und 13 leitet über das gleiche Zeitintervall während jeder vollständigen 30-Hz-Periode der Quelle 14.

Mit der gemeinsamen Verbindung des Emitters vom Transistor 12 und des Kollektors vom Transistor 13 ist ein Serienkreis verbunden, der eine Kapazität 17 und

is eine Erregungswicklung 18 des Synchronmotors 19 enthält, der ein Hysteresemotor oder ein Reaktanzmotor sein kann, mit oder ohne Fähigkeit der Pol- oder Phasenverschiebung. In bestimmten Situationen, besonders in Verbindung mit den Anwendungen bei Autouhren, bei denen die Kosten eine ausschlaggebende Rolle spielen, werden Motoren ohne Spaltpole oder ohne Phasenverschiebung gebraucht In einem weiteren Beispiel enthält der Motor 19 einen permanentmagnetischen Rotor 21 für den Antrieb der Welle 22 und ist von jenem Typ, der im US-Patent 33 22 987 beschrieben ist.

Während des Betriebes ist der Transistor 12 im leitenden Zustand als geschlossener Schalter gesteuert als Antwort auf das Ausgangssignal der Quelle 14, und zwar während jenes Teiles der Zeitperiode 15, in dem die Höchstspannung von der Zeit-Bezugsquelle 14 geliefert wird. Während die Vorspannung der Quelle 14 den Transistor 12 in einen Zustand eines geschlossenen Schalters bringt, legt die Quelle eine entgegengesetzte Polarität an die Basis des Transistors 13 an, um den Transistor 13 in einen Zustand eines offenen Schalters zu bringen. Vor und nach der Höchstspannung, die während der Zeitperiode 15 erreicht wird, ist auch der Transistorschalter 12 offen.

Während der Schalter 12 geschlossen ist, wird Strom von der positiven Elektrode der Gleichstromquelle 11 über den Emitter-Kollektor-Weg des Transistors 12 zur Kapazität 17 und zur Erregungswicklung 18 geliefert. Die Kapazität des Kondensators 17 und die Induktivität der Wicklung 18, einschließlich der Wirkung des Rotors 21 und anderer magnetischer Elemente, welche die Erregungsspule und den Rotor verbinden, sind so, daß ein einzelner Höchststrom in der Erregungswicklung entsteht, annähernd in der Mitte der Periode, in der der Schalter 12 geschlossen ist Der Stromfluß durch den Kondensator 17 und die Wicklung 18 ist während der ganzen Zeitperiode 15 kontinuierlich und hat eine Wellenform mit konstant wechselnder Steigung.

Während der Halbzyklen 16 ist der Schalter 13 geschlossen und der Schalter 12 offen. Dadurch wird ein Entladungsweg über den Emitter und den Kollektor des Transistors 13 für diejenige Energie errichtet, die während des vorhergehenden halben Zyklus in dem Kondensator 17 und in der Spule 18 aufgestaut wurde. Der Scheinwiderstand des Entladungsweges ist im wesentlichen genau so groß wie der Scheinwiderstand des Aufladungsweges durch Transistor 12 während der Zeitperiode 15, wobei die Wellenform des Stromes während der Entladungsperiode 16 im wesentlichen die gleiche ist wie die Wellenform des Stromes während der

_(v5 Ladeperiode 15. Strom fließt durch den den Kondensator 17 und die Induktivität 18 enthaltenden Serienschaltkreis während der Entladungsperiode, da die Kapazität und die Induktivität Energie abgeben, die darin

aufbewahrt wurde. Dadurch wird auf den Rotor 19 im wesentlichen die gleiche Kraft übertragen während jeder Hälfte der Quelle 16, um eine geeignete synchrone Motorbewegung zu erhalten.

In dem Übergangsinterval zwischen der Herleitung der Höchsispannungen durch die Quelle 14 der Zeitperioden 15 und 16 fährt der Strom fort, in dem die Kapazität 17 und die Induktivität 18 enthaltenden .Serienschaltkreis zu fließen, da eine Induktivität nicht in der Lage ist, einen plötzlichen Schrittwechsel im Strom und in der Leitung der Transistoren 12 und 13 in der entgegengesetzten Richtung auszuführen, d. h. positiver Strom fließt aus dem Transistor-Kollektor entsprechend einem zusammengebrochenen Mechanismus. Daher ist der Strom in der die Erregungswicklung 18 enthaltenden Serienschaltung gewöhnlich eben in der Übergangsperiode zwischen dem Schließen der Transistorschalter 12 und 13.

Um unter geeigneten Betriebsbedingungen den 3etrieb des Systems der F i g. 1 zu betrachten, werden die Wellenformen der F i g. 2 betrachtet. In F i g. 2a wird die Anschaltzeit des Transistors 12 während der Periode 15 durch die Dauer der rechtwinkligen Wellenformen 23 gezeigt, während die Anschaltzeit des Transistors 13 während der Periode 16 durch die Dauer der rechteckigen Wellenformen 24 gezeigt wird. Die Übergangszeit, in der weder der Transistor 12 noch der Transistor 13 zum Schließen oder zum Leiten angeregt ist, wird durch die gerade Linie 25 zwischen den rechtwinkligen Wellensegmenten 23 und 24 gezeigt. Es wird darauf hingewiesen, daß die Übergangsintervalle 25 die gleiche Zeitdauer besitzen in jeder der Perioden 15 und 16, und daß die Längen der Anschaltzeiten 23 und 24, während denen die Transistoren 12 und 13 die Position eines geschlossenen Schalters einnehmen, im wesentlichen die gleichen sind.

Betreffs der in Fig. 2 gezeigten Situation ist die Eigenperiode des antreibenden Schaltkreises und der Erregungswicklung 18. wie sie durch den Wert der Kapazität 17, des Schaltkreiswiederstandes und der Induktanz und des Widerstandes der Spule 18 festgelegt sind, relativ zur Frequenz der Quelle 14 so, daß eine sinusförmige Welle der Spule 18 eingeprägt wird, wobei die Welle 22 am Rotor 21 des Synchronmotors 19 mit einer konstanten Geschwindigkeit rotiert. Dieses Ergebnis erhält man bei Benützung einer Gleichstromquelle 11, die ein Potential von 12 Volt besitzt, eines Kondensators 17 mit einer Kapazität von 8 Mikrofarad, und einer Erregungswicklung 18, die eine Induktanz von annähernd 2,8 Henry besitzt. Die Länge einer jeden der Perioden 15 und 16 beträgt angenähert eine Sechzigstelsekunde und der Betriebszyklus der Transistoren 12 und 13 während der Perioden 15 und 16 liegt in der Größenordnung von 95%. Dadurch gleicht die Eigenfrequenz des antreibenden Schaltkreises und der Erregungswicklung 18 der Frequenz der Quelle 14.

Unter den dargelegten Verhältnissen hat der Strom, der in dem die Kapazität 17 und Induktivität 18 enthaltenden Serienschaltkreis fließt im wesentlichen eine sinusförmige Wellenform wie in F i g. 2b gezeigt ist Die sinusförmige Wellenform hat einen echten Nullwert nur zu Beginn einer jeden der Perioden 15 und 16. Man stellt in F i g. 2b fest daß der Strom während jeder der Perioden 15 und 16 nur in einer Richtung fließt und während jeder Periode einen einzigen Höchstwert erreicht Ferner ändert sich zwischen dem Beginn und dem Ende einer jeden Periode die Neigung der Strom-Wellenform gleichmäßig. Weiter neigt sich die Strom-Wellenform zwischen abwechselnd folgenden Höchstwerten aufeinanderfolgender Perioden immer in der gleichen Richtung und die Neigung hat einen von Null verschiedenen Wert. Auf dem Emitter-Kollektor-Weg der Transistoren 12 und 13 fließt während der Übergangsperioden 25 Strom wegen der Vorspannung, die an den Transistoren mittels jener Spannungen angelegt ist, welche in dem Serienschaltkreis, der die Kapazität 17 und die Wicklung 18 enthält, hergestellt

κι werden. Während des halben Zyklus der Quelle 14, während dem Transistor 12 durch die Zeit-Bezugsquelle eine Vorspannung zu einem leitenden Zustand erhält, fließt aus der Gleichstromquelle 11 ein Strom, der den Kondensator 17 aufladet und in der Wicklung 18 ein Feld aufbaut. Zu der Zeit, zu der der Transistor 12 durch die Quelle 14 eine Vorspannung für die Sperrung als Reaktion auf die ablaufende Hinterflanke des Wellenformteils 23 erhält, fließt in der Wicklung 18 ein Strom in der Richtung zum unteren Ende der Wicklung. Als

>o Reaktion auf den zum Sperren veranlaßten Transistor

12 neigt das Magnetfeld der Wicklung 18 zum Zusammenbruch und zur Herstellung einer Spannung, die die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 13 in einen leitenden zusammengebrochenen Zustand versetzt, wobei der Strom in der gleichen Richtung in dem die Wicklung 18 und die Kapazität enthaltenden Serienschaltkreis weiterfließt. Wenn der Strom den Wert Null erreicht hat, auf dem halben Weg durch die Übergangsperiode 25, existiert noch der durch einen niedrigen

Scheinwiderstand gekennzeichnete Weg durch den Transistor 13, so daß Energie, die in der Kapazität 17 und in der Wicklung 18 gespeichert wurde, voll zwischen diesen zirkulieren kann. Dabei dreht sich die Stromrichtung, d. h. Strom fließt in der Richtung zum oberen Ende der Wicklung 18 durch die Kapazität 17 in den Kollektor des Transistors 13. Wenn der Transistor

13 angeschaltet ist als Reaktion auf die Spannung der Quelle 14 während des Intervalls 24, bleibt die Strecke des niedrigen Scheinwiderstandes aufrechterhalten und die sinusförmige Entladung der Energie der Kapazität 17 und der Induktivität 18 geht weiter, wobei die Strom-Wellenform der Fig. 2b während des Wellenteils 24 erzeugt wird. Wenn an der ablaufenden Hinterflanke des Wellenteils 24 der Transistor 13 durch die Quelle 14 zum Sperren veranlaßt wird, fließt der Strom in der Wicklung 18 in einer Aufwärtsrichtung. Das Feld in der Wicklung 18 hat wieder die Neigung zusammenzubrechen. Das zusammenbrechende Feld hat die entgegengesetzte Richtung des vorhergehenden

halben Zyklus, wobei die Basis-Emitter-Diode des Transistors 12 in einen zusammengebrochenen Zustand gebracht ist und Strom von der Wicklung 18 durch den Kondensator und den Transistor 12 in die positive Elektrode der Gleichstromquelle 11 fließt Nach dem Mittelpunkt der Übergangsperiode 25 und vor der vorspringenden Ecke des Wellenteils 23 fährt der Strom fort, durch die Kapazität 17 und die Induktivität in der entgegengesetzten Richtung (zum unteren Ende der Wicklung 18) zu fließen, wegen der Vorspannung, die

am Transistor 12 durch Spannungen in dem die Kapazität und die Wicklung enthaltenden Serienschaltkreis angelegt sind. Nachdem die vorspringende Ecke des Wellenteils 23 eingetreten ist, erhält der Transistor 12 eine Vorspannung und setzt dem Strom der Quelle 11 einen niedrigen Scheinwiderstand entgegen, ohne Rücksicht auf die Spannungen im Serienschaltkreis.

Es ergibt sich die kontinuierliche, glatte Strom-Wellenform der Fig.2b trotz der schnell vergehender

Natur des Stromes, der durch den Transistorschalter 12 zum Kondensator 17 und zur Wicklung 18 während der Periode 15 fließt, und trotz des abwechselnden, schnell vergehenden Stromflusses in der entgegengesetzten Richtung durch den Transistor 13 als Reaktion auf die Entladung der Energie vom Kondensator 17 und der Wicklung 18 während der Periode 16. Wenn die festgestellten Bedingungen, die die Strom-Wellenform im Serienschaltkreis betreffen, der die Erregungsspule 18 und die Kapazität 17 einschließt, nicht beibehalten werden, bewegt sich die Achse des Rotors 19 nicht mit konstanter Rota.tionsgeschwindigkeit, was ein nachteiliges Ergebnis bewirkt.

Die Spannung am Kondensator 17 ist für die Schaltkreisparameter der F i g. 2 in F i g. 2c gezeigt. In F i g. 2c ist gezeigt, daß die Wellenform der Spannung des Kondensators 17 im wesentlichen sinusförmig ist, mit Höchstwerten, die an den Grenzen zwischen den Perioden 15 und 16 auftreten. Positive Höchstwerte treten unmittelbar nach dem öffnen des Schalters 12 auf, während die kleinsten Werte unmittelbar nach dem öffnen des Transistorschalters 13 auftreten. Die Spannung zwischen den positiven und negativen Höchstwerten ist ungefähr gleich zweimal so groß wie die Spannung der Gleichstromquelle 11 wegen der Einschaltaktion der Transistoren 12 und 13 und wegen den Energie speichernden Eigenschaften des Kondensators 17 und der Induktivität 18.

Die Wellenform der F i g. 2c offenbart, daß an der Kapazität 17 die Spannung Null zu einem Zeitpunkt auftritt, der verschieden ist von dem, bei dem der Strom durch den Schalterkreis, welcher den Kondensator 17 und die Induktivität 18 enthält, Null ist. Dies ergibt sich aus der Phasenverschiebung, die am Kondensator 17 relativ zur Induktivität zum Widerstand und zur Einschaltperiode des Schaltkreises eintritt. Die Wellenformen der Fig. 2b und 2c illustrieren natürlich mehr den eingeschwungenen Zustand als die Übergangsoder Startbedingungen.

Im folgenden werden die Fig.3a-3c der Zeichnungen beschrieben, welche Wellenformen eines Schaltkreises zeigen, in dem die Kapazität des Kondensators 17, die Induktivität der Wicklung 18 und die Perioden 15 und 16 solche sind, daß die Welle 22 des Motors 19 nicht mit konstanter Winkelgeschwindigkeit rotiert, d. h. die Welle 22 rotiert in einer ungleichmäßigen oder ruckweisen Art, was ein Rattern eines damit betriebenen Zahnräderwerks verursacht. Der Schaltkreis, der die in der F i g. 3 gezeigten Wellenformen herstellt, besitzt dieselbe Zeit-Bezugsquelle, eine Gleichstromquelle, die dasselbe Potential und den gleichen Motor, wie in Verbindung mit F i g. 2a diskutiert wurde, besitzt, aber einen Kondensator 17, der die Kapazität von 4 Mikrofarad besitzt, also kleiner ist.

Da der zeitliche Verlauf der Wellenform der F i g. 3a identisch ist mit jener der F i g. 2a, wird sie nicht weiter beschrieben. Die Strom-Wellenform der Fig.3b ist jedoch sehr verschieden von jener der F i g. 2b. Man stellt fest, daß die Strom-Wellenform der Fig.3b Wellensegmente einschließt, die im wesentlichen die gleiche Form während jeder der Perioden 15 und 16 haben. Die Wellenform hat in jeder Periode jedoch einen Wert Null in einer beträchtlichen, von Null verschiedenen Periode 26 vor dem Ende einer jeden Periode 23 und 24. Da in dem die Kapazität 17 und die Induktivität 18 enthaltenden Schaltkreis kein Strom fließt für mehr als einen Augenblick während jedes halben Zyklus der Quelle 14, hat die Strom-Wellenform der Fig. 3b keine sich konstant ändernde Neigung zwischen dem Beginn und dem Ende der Perioden 23 und 24. Ferner neigen sich die Strom-Wellenformen zwischen den abwechselnd positiven und negativen ■j Höchstwerten, wie in Fig. 3b gezeigt, nicht immer in der gleichen Richtung wegen der Steigung Null während des Zcitintcrvalles 26. Der plötzliche Wechsel in der Steigung der Strom-Wellenform zu Beginn und am Ende eines jeden Intervalles zeigt, daß die

ίο Wellenform der Fig. 3a nicht analytisch betrachtet werden kann.

Die Spannung am Kondensator 17 in jener Schaltkreiskonfiguration, die in Verbindung mit F i g. 3 beschrieben ist, ist in Fig.3c gezeigt. In Fig.3c bemerkt man, daß, während Strom durch den den Kondensator 17 und die Wicklung 18 enthaltenden Schaltkreis fließt, die Spannung am Kondensator 17 sich konstant ändert, wie durch Wellenformsegment 27 gezeigt wird. Während des Zeitintervalles 26 bleibt die Spannung am Kondensator 17 konstant, wie mit dem Wellenformsegment 28 angezeigt ist.

Mit einem System, das gemäß den Wellenformen der F i g. 3a — 3c arbeitet, rotiert die Welle 22 des Synchronmotors mit einer Anzahl von Umdrehungen je Sekunde entsprechend der Frequenz der Quelle 14, oder einer Unterresonanzfrequenz der Quelle 14. Dies ist der Grund, daß Stromimpulse der Erregerwicklung 18 mit einer genauen Frequenz zugeführt werden sollen, die festgelegt ist durch die charakteristischen Eigenschaften der Zeit-Bezugsquelle 14. Die Rotationsgeschwindigkeit der Achse 22 mit den in den F i g. 3a — 3c angegebenen Schaltkreisparametern ist jedoch nicht konstant. Stattdessen beschleunigt und verlangsamt sich die Motorachse während jeder Umdrehung und verursacht einen Verschleiß mechanischer Teile und andere nachteilige Betriebsmerkmale, wie oben ausgeführt wurde.

Es ist lehrreicht, die Arbeit des Schaltkreises zu betrachten, der die gleichen Parameter hat wie oben gezeigt wurde, ausgenommen der Kondensator 17, der einen Wert von 20 Mikrofarad besitzt. Die Wellenformen für diesen Fall sind in den F i g. 4a — 4c gezeigt. Die Wellenformen in jener Zeit, in der die Transistoren 12 und 13 leiten als Reaktion auf die Vorspannung von der Quelle 14, gzeigt in Fig.4a, ist identisch mit den Wellenformen der F i g. 2a und 3a. Die Strom-Wellenform des Serienschaltkreises, gezeigt in Fig.4b, ist um einige Grad phasenverschoben gegenüber der Strom-Wellenform der F i g. 2b und weicht leicht von der sinusförmigen Form der F i g. 2b ab. Die Strom-Wellenform hat eine konstant wechselnde Neigung aber einen Höchstwert, der kurz vor dem Ende jener Zeitperioden auftritt, die mit den Wellensegmenten 23 und 24 verbunden sind. Der Höchstwert in F i g. 4b tritt später ein als in Fig.2b wegen der längeren Zeit, die erforderlich ist, um den größeren Kondensator aufzuladen. Wenn die Zeit-Bezugsquelle 14 auf die Übergangsperiode 25 schaltet, ändert sich der Stromverlauf im Serienschaltkreis plötzlich. Die Strom-Wellenform bleibt jedoch während der ganzen Übergangsperiode und der folgenden Periode 23 oder 24 glatt und hat eine sich konstant ändernde Neigung. Betrachtet man die prozentuale Änderung im Wert des Kondensators 17, so ist die Änderung in der Phase der Strom-Wellenform relativ unbedeutend. Während die gleiche Wirkung eintritt, wird die Stromphase im Serienschaltkreis eher durch die Einschaltzeit der Transistoren 12 und 13 als Reaktion auf die Vorspannung der Quelle 14 bestimmt als durch die Werte des Scheinwiderstandes im

Netzwerk. Dies ist wünschenswert, da hierdurch ein Beibehalten der Wellenform und der Wirkung über einen großen Bereich von Werten erreicht wird. Ein anderer wichtiger Punkt, der sich aus der Wellenform der F i g. 4b herleiten läßt, ist, daß Strom in der ■-, umgekehrten oder rückwärtigen Richtung fließt, d. h. eher aus dem Kollektor heraus als in ihn hinein, zu Beginn einer jeden der Perioden, die mit den Wellenteilen 23 und 24 verbunden sind. Dies wird in den F i g. 4d und 4e gezeigt, in denen die Wellenformen des Stromes nacheinander gezeigt sind, der in die Kollektoren der Transistoren 12 und 13 fließt. Der Mechanismus, der zum zurückfließenden Strom zu Beginn der Wellenteile 23 und 24 gehört, ist im wesentlichen der gleiche wie der Mechanismus des rückwärts fließenden Stromes, der oben hinsichtlich der F i g. 2 während der Übergangsperiode 25 beschrieben wurde. Dieser sehr wichtige Mechanismus kann als unerwartet angesehen werden, denn wenn der Transistor 13 abschaltet und der Transistor 12 anschaltet, liegt der Netzanschluß 11 an dem Motor-Kondensator-Serienschaltkreis. Es könnte erwartet werden, daß der Strom zu dieser Zeit sich sofort in einer Richtung verlagern würde, indem er einen ladenden Zustand einnehmen würde, um einen plötzlichen Wechsel im Motorstrom zu verursachen. Stattdessen, wenn der Transistor 13 abschaltet, verursacht der Stromfluß in der Motorspule 18 einen sofortigen Spannungsanstieg in der Wicklung 18, um die Spannung am Emitter des Transistors 12 bis zu einem Wert ansteigen zu lassen, der ausreicht, die Diodenverbindung zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 12 abzubrechen, um Strom rückwärts durch den Transistor 12 fließen zu lassen, d. h. positiver Strom fließt vom Kollektor des Transistors 12. Die Spannung am Emitter des Transistors 12 wächst um einen kleinen Betrag, der ausreicht, um die Basis-Emitter-Strecke des Transistors zusammenbrechen zu lassen, der aber nicht genügt, um schädliche Effekte verursachen zu können. Damit fließt über die Spannung der Kraftquelle 11 der Entladungsstrom im Serienschaltkreis weiter in der gleichen Richtung und mit demselben Wert, wie zu der Zeit, bei der Transistor 13 abschaltet, bis der Strom den Wert Null erreicht Wenn der Strom im Serienschaltkreis den Wert Null erreicht, leitet der Transistor 12 und führt Strom von der Quelle 11 zum Serienschaltkreis, wodurch er einen glatten, nicht unterbrochenen zeitlichen Stromverlauf hervorruft. Wenn der Transistor 13 abschaltet, fließt der Entladungsstrom im Serienschaltkreis rückwärts durch den Transistor 12 und führt Energie zur Energiequelle 11 zurück, bis der Strom den Wert Null erreicht hat zu welcher Zeit der Ladestrom von der Energiequelle 11 durch den Kollektor zum Emitter des Transistors 12 fließt

Derselbe Vorgang tritt ein, wenn der Transistor 12 abschaltet und Ladestrom noch fließt In diesem Fall fließt der Ladestrom weiter, entsprechend der von der Motorspule 18 induzierten Spannung. Die induzierte Spannung erregt einen Strom, der rückwärts aus dem Kollektor des Transistors 13 herausfließt; dadurch fließt der Ladestrom für den Serienschaltkreis weiter, bis der Motorstrom den Wert Null erreicht und der Entladungsstrom dann vom Kollektor des Transistors 13 zu dessen Emitter fließt So ist bei dem die Motorspule und den Kondensator enthaltenden Schaltkreis die Eigenfre- ₆s quenz niedriger als die Frequenz der Quelle 14, und es fließt Strom während jeder Schaltperiode in zwei Richtungen, um einen glatten zeitlichen Stromverlauf aufrechtzuerhalten.

Dieser während einer jeden Schaltperiode in zwei Richtungen fließende Strom verursacht, daß im Durchschnitt der von der Energiequelle 11 fließende Strom abnimmt und der Wirkungsgrad zunimmt, da die Zeit, in der der Strom aus der Energiequelle herausfließt, auf weniger als 50% sinkt. Ferner vermindert der Strom, der vom Serienschaltkreis in die Gleichstromquelle 11 zurückgeführt wird, den durchschnittlichen Strom, der aus der Kraftquelle 11 während eines jeden Zyklus der Zeit-Bezugsquelle 14 gezogen wird. Der prinzipielle Vorteil eines in zwei Richtungen fließenden Stromes in den Transistoren 12 und 13 während jedes halben Zyklus der Zeit-Bezugsquelle 14 ist jedoch, einen glatten zeitlichen Stromverlauf während der Schaltperioden ohne plötzliche Wechsel zu schaffen, die sich auf den Motor nachteilig auswirken würden.

Die Wellenform der Spannung, die bei dem Kondensator 17 mit 20 Mikrofarad auftritt, gezeigt in F i g. 4c, ist im wesentlichen sinusförmig, selbst wenn die Strom-Wellenform von der Sinusform abweicht. Sie hat im wesentlichen eine Phasenverzögerung von 90 Grad in bezug auf die antreibende Spannung der Quelle 14, F i g. 4a, ähnlich den Wellenformen der F i g. 2a und 2c. Die Amplitude der Wechselspannungs-Änderungen bei dem Kondensator 17 mit 20 Mikrofarad ist beträchtlich kleiner als jene bei einem Kondensator mit 8 Mikrofarad, da der Kondensator mit der größeren Kapazität nicht so schnell geladen und entladen werden kann wie der kleinere Kondensator.

In anderen Experimenten wurde gefunden, daß bei Konstanthalten aller oben aufgestellten Parameter mit Ausnahme des Kondensators 17 eine Grenze für den sinusförmigen Stromverlauf und folglich für die konstante Rotationsgeschwindigkeit der Achse 22 des Synchronmotors bei einem Wert von 6 Mikrofarad des Kondensators 17 existiert. Aus diesen experimentiellen Daten ist der Schluß zu ziehen, daß die Eigenfrequenz des die Kapazität 17 und die Erregungswicklung 18 enthaltenden Schaltkreises annähernd gleich oder kleiner sein sollte als die Frequenz der Zeit-Bezugsquelle 14. Die Eigenfrequenz des Schaltkreises, der die Wicklung 18 und den Kondensator 17 anregt und entlädt, läßt sich durch die bekannte Gleichung wiedergeben:

LC AL'

worin ist:

f = Eigenfrequenz,
π = 3.1415926,

L = Induktivität der Wicklung 18,
C = Kapazität des Kondensators 17, R = Widerstände der ladenden und entladenden Netzwerke.

Die Widerstände der ladenden und der entladenden Netzwerke sind im wesentlichen gleich, jeder der beiden schließt den Widerstand der Wicklung 18 und den Querleitwert der Kapazität 17 ein. Der Widerstand des ladenden Netzwerkes schließt den Scheinwiderstand des Transistors 12 ein, während dieser in einem leitenden Zustand ist, in Serie mit der Gleichstromquelle 11, während der Widerstand des entladenden Netzwerkes den Scheinwiderstand des Transistors 13 einschließt, während dieser in einem leitenden Zustand ist Die

kleine Differenz in den Widerständen der beiden Schaltkreise genügt im allgemeinen nicht, um irgendwelche Probleme bei der geeigneten Funktion der Schaltkreise hervorzurufen. Wenn die Eigenfrequenz des Schaltkreises größer als die Frequenz der Quelle 14 ist. erreicht der Strom, der im Kondensator 17 und der Induktivität 18 während jedes halben Zyklus fließt, den Wert Null vor Beendigung eines jeden halben Zyklus der Quelle 14 und verhindert damit eine konstante Rotationsgeschwindigkeit der Welle 23 aus.

Obwohl es von der theoretischen Seite aus betrachtet aussehen könnte, daß die Größe des Kondensators 17 unbeschränkt zunehmen kann ohne Rücksicht auf den relativen Wert der Kapazität in bezug auf die Induktivität der Spule oder der Wicklung 18, ist dies nicht der Fall. Zusätzlich zur physikalischen Begrenzung der Größe des Kondensators 17 in einer tatsächlichen Vorrichtung verursachen große Werte der Kapazität 17 eine Reduzierung des Stromes, der Anregungswicklung !8 zugeführt wird, wie in F i g. 4c gezeigt ist. Bei großen Werten der Kapazität 17 nimmt der Anteil des Stromes, welcher der Spule 18 zugeführt wird, erheblich ab. Die Abnahme des an der Spule 18 angelegten Stromanteiles kann ausreichend groß sein, so daß die Stromgröße in Spule 18 nie einen genügend großen Wert während des halben Zyklus der Quelle 14 erreichen kann, um einen ausreichenden Stromfluß zu ermöglichen, um, auf den Rotor 21 Übergagen, diesen antreiben zu können. Zusätzlich dazu, daß der Stromfluß nicht ausreicht, um den Rotor 21 in Betrieb zu setzen, reicht der Strom auch nicht aus, um einen Selbststart des Motorrotors zu ermöglichen.

Um die Größe des Stromes anzugeben, der von einer 7-Volt-Gleichstromquelle der Erregungswicklung 18, die eine Induktivität von 2,8 Henry hat, geliefert wird mit einer Zeit-Bezugsquelle von 30 Hz, die eine Funktion der Größe des Kondensators 17 ist, betrachte man Fi g. 5. In F i g. 5 sind Kapazitätswerte zwischen 4 und 40 Mikrofarad wiedergegeben. Kurve 29 zeigt den Strom, der von der Erregungswicklung 18 als Funktion des Wertes der Kapazität 17 aufgenommen wird, während die Welle 22 frei für die Drehung ist. Kurve 30 dagegen zeigt eine Anzahl von Strömen, die der Erregungswicklung 18 als Funktion der Kapazität zugeführt werden, in Situationen, in denen die Motorachse 22 blockiert ist. Man bemerkt bei einem Vergleich der Kurven 29 und 30, daß ein relativ großer Strombetrag zur Verfügung steht, während die Achse 22 sich nicht dreht, um einen Motorstart zu vollführen. Der größere Strom tritt wegen des verminderten Scheinwiderstandes der Erregungswicklung 18 auf, während der Motor sich in einem statischen Zustand befindet, wobei eine rückwärts gerichtete elektromotorische Kraft in der Spule 18 als Reaktion auf die Rotation des Motors nicht erzeugt wird.

Der wichtigere Aspekt, der sich aus Fig.5 jedoch ergibt, betrifft den Bereich, in dem die Achse 22 des Synchronmotors mit einer konstanten Geschwindigkeit rotiert Insbesondere bei Werten der Kapazität zwischen 6 und 34 Mikrofarad bewegt sich der Rotor 21 mit konstanter Rotationsgeschwindigkeit Für Werte der Kapazität 17, die kleiner oder größer sind als die im festgestellten Bereich, rotiert die Motorachse 22 nicht mit konstanter Geschwindigkeit und es ergibt sich eine ungenügende Motorleistung. Es läßt sich feststellen, daß die Amplitude des Stromes, der in die Erregungswicklung 18 fließt im wesentlichen die gleiche ist bei 6 und bei 34 Mikrofarad. Am unteren Ende des Kapazitätsbereiches kann eine genügende Leistung hervorgebracht werden, ungeachtet der Größe der Spannung der Gleichstromquelle U, obwohl man eine ausreichende Leistung erhält, für Kapazitäten, die größer sind als 34 Mikrofarad, durch Vergrößerung des Potentials der Quelle 11. Dabei laßt sich die Unfähigkeit des Systems, bei Werten der Kapazitäter, von weniger als 6 Mikrofarad hinreichend zu arbeiten, genau der Natur der Wellenform zuschreiben, wenn die Eigenfrequenz

ίο des Erregungsschaltkreises größer ist als die Frequenz der Quelle 14. Der weite Bereich der Variierung der Kapazität, wie in Fig. 5 gezeigt, laß¹ es zu, daß der Kondensator 17 niedrige Toleranz besitzt und daß der Schaltkreis in einem weiten Temperaturbereich benützt werden kann.

Gemäß einer zweiten Darstellung der Erfindung wird eine konstante Rotationsgesdiwindigkeil des Rotors 18 dadurch erreicht, daß eine sich kontinuierlich wiederholende Zeit-Bezugsquelle 14 konstruiert wird, so daß die Ladungs- und Entladungszciten der Ströme im Kondensator 17 und in der Wicklung 18 unterschiedlich sind. Jede der ungleichen Zeitabschnitte oder Perioden (von denen immer eine unmittelbar nach der anderen kommt) der Ladungs- und Entladungsströme muß jedoch so sein, daß eine einzelne Stromspitze in der Windung 18 während eines jeden halben Zyklus der Quelle 14 eintritt, wobei die Höchstwerte in benachbarten halben Zyklen entgegengesetzt gerichtet sind. Weiter hat die Strom-Wellenform in Wicklung 18 während jeder Periode im wesentlichen immer eine sich konstant ändernde Neigung zwischen dem Beginn und dem Ende einer jeden Periode. Diese Erfordernisse der Wellenform werden durch geeignete Wahl des Wertes der Kapazität 17 und der Dauer jeder Periode der Zeit-Bezugsqueile 14 relativ zum Scheinwiderstand der Wicklung 18 erreicht. Zusätzlich muß der Gleichstrom, der in Wicklung 18 während jeder der Perioden fließt annähernd der gleiche sein, so daß annähernd die gleiche Kraft auf den Rotor 19 ausgeübt wird während eines jeden halben Zyklus der Quelle 14, was man dadurch erreicht, daß man die Zeiten der Perioden etwa um 20% relativ zu den Periodenzeiten gleicher Länge ändert. In einem Schaltkreis, in dem man tatsächlich eine 15%ige Änderung in der Periodendauer herbeigeführt hatte, wurde nur eine etwa 5%ige Änderung des Stromes während einer jeden Periode erreicht.

Man hat durch Versuche gefunden, daß ungleiche aufeinanderfolgende Ladungs- und Entladungsperioden viele verschiedene Formen annehmen können, nämlich:

so alle Ladeperioden können dieselbe vorher festgelegte Dauer besitzen länger oder kürzer als alle Entladungsperioden, wobei in diesen Fällen ein fester Betriebszyklus existiert in Bezug auf die beiden halben Zyklen eines jeden Zyklus der Quelle 14; die Zeiten der Ladungs- und Entladungsperioden können variabel sein, solange wie der Durchschnitt des reziproken Wertes, der sich aus jeder Ladezeit plus jeder Entladungszeit zusammensetzt, kleiner oder gleich der Eigenfrequenz des Erregungsschaltkreises für die Wicklung 18 ist und gleich der gewünschten Erregungsfrequenz für die Wicklung ist (d.h.

— fd.

worin:

/ wie oben definiert ist,

7i = Dauer einer jeden Ladeperiode,

Ti = Dauer einer jeden Entladungsperiode,
fd = die gewünschte Antriebsfrequenz für den Rotor 19).

und die Dauer einer jeden Periode so vorgesehen ist, daß der Strom in der Erregungswicklung eine sich konstant ändernde Neigung während jeder Periode hat. Der variable Betriebszyklus der Quelle 14 kann sich allmählich ändern oder in Schritten, fortschreitend von einem niedrigen zu einem hohen Wert und zurück zu einem niedrigen Wert; z. B. kann der Betriebszyklus allmählich variieren von 42,5% auf 57,5% in zehn gleichen Zuwachsraten und zu 42,5% zurückkehren in zehn gleichen Schritten oder in einem Schritt oder er kann bei 42,5% fünf Zyklen lang verweilen, einen Schritt zum 50% Niveau für einen oder mehrere Zyklen tun, auf das Niveau von 57,5% springen für fünf Zyklen und dann allmählich oder in einem Schritt zu 42,5% zurückkehren. Die unterschiedlichen Betriebszyklen lassen sich erreichen durch analoge oder digitale Formung des Ausgangssignals eines einfachen konstanten Frequenz-Oszillators, der in Quelle 14 enthalten ist, oder die Quelle kann ein Paar Oszillatoren enthalten, die Ausgänge haben, die zu einem analogen oder digitalen kombinierenden Netzwerk führen. Bestimmte der Quellen 14, besonders jene, die digitale kombinierende Netzwerke verwenden, können Wanderwellen erzeugen, die Frequenzkomponenten besitzen, die viel größer sind als die Grundfrequenz ihrer Ausgangswelle. Während diese Wanderwellen dazu neigen können, die Strom-Wellenform der Wicklung 18 leicht zu verzerren, hat man gefunden, daß, wenn sie von genügend hoher Frequenz und genügend niederer Amplitude sind, keinen merklichen Einfluß auf die konstante Rotationsgeschwindigkeit des Rotors 19 ausüben.

Für eine umfassendere Beschreibung und einen Vergleich verschiedener Betriebszyklen werden die Wellenformen der F i g. 6 betrachtet. In F i g. 6 sind drei verschiedene Betriebszyklen gezeigt; F i g. 6 zeigt einen Rechteckwellen-Ausgang der Zeitbezugsquelle 14 mit einem 50%igen Betriebszyklus für die Versorgung von Strom für Windung 18 durch die Gleichstromquelle 11, wie durch die Wellenform 101 des Wicklungsstroms gzeigt ist; F i g. 6c zeigt einen Rechteckwellen-Ausgang der Zeitbezugsquelle 14 mit einem 42,5%igen Betriebszyklus für die Lieferung von Strom für die Wicklung 18 durch die Quelle 11, wie durch die Strom-Wellenform

102 gezeigt ist; und F i g. 6d zeigt einen Rechteckwellen-Ausgang der Zeitbezugsquelle 14 mit einem 57,5%igen Betriebszyklus für die Lieferung von Strom an Windung 18 durch Quelle U, wie durch die Strom-Wellenform

103 gezeigt ist. Die Wellenformen 101 bis 103 entsprechen einem Ausgang von 30 Hertz der Quelle 14, einem Wert von 10 Mikrofarad des Kondensators 17 und einem Motor der eine Induktivität von 2,8 Henry besitzt.

Jede der Strom-Wellenformen 101 bis 103 enthält die grundlegenden Kriterien, die hinsichtlich der Strom-Wellenformen der Fig.2b und 4b herausgestellt wurden, und die sowohl einen einzelnen Höchstwert als auch konstante und glatte Änderungen während eines jeden halben Zyklus der Quelle 14 betreffen. Man bemerkt, daß Knickpunkte in den Strom-Wellenformen 101 bis 103 auftreten, ähnlich den Knickpunkten in Fig. 4b. und auf der Verlängerungslinie mit den voreilenden und den nacheilenden Ecken der Ausgangssignale der Quelle 14, die in den F i g. 6b bis 6d gezeigt sind, lieeen. Die Wellenformen 102 und 103 während

aufeinanderfolgender halber Zyklen der Quelle 14 sind jedoch verschieden, da die Zeiten von Ladungs- und Entladungsströmen in aufeinanderfolgenden halben Zyklen verschieden sind. Während der Periode, in der der Transistor 12 durch den oberen Teil der Wellenform der F i g. 6c eine Vorspannung erhält, gibt es eine sehr kurze Zeit, in der Strom niederer Amplitude rückwärts vom Kollektor des Transistors 12 in die Energiequelle 11 fließt, wie durch den Teil der Wellenform 102 angezeigt ist, der unterhalb der Nullinie und in der linken Seite der F i g. 6a liegt Während der Transistor 13 durch den unteren Teil der Wellenform der F i g. 1 Ic eine Vorspannung erhält, fließt ein beträchtlicher Entladungsstrom rückwärts vom Kollektor des Transistors 13 durch den Kondensator 17 zur Wicklung 18, wie in jenem Teil der Wellenform 102 gezeigt ist, der rechts vom Knickpunkt und oberhalb der Nullinie liegt. Während der Periode, in der der Transistor 12 durch den oberen Teil der Wellenform der F i g. 6d eine Vorspannung erhält, gibt es dagegen eine längere Zeitspanne, in der ein Strom relativ hoher Amplitude rückwärts vom Kollektor des Transistors 12 in die Energiequelle 11 fließt, wie durch jenen Teil der Wellenform 103 gezeigt ist, der unterhalt der Nullinie und auf der linken Seite der F i g. 6a liegt. Während der Transistor 13 durch den unteren Teil der Wellenform der Fig. 6d eine Vorspannung erhält, gibt es einen sehr kurzen Zeitabschnitt, in dem ein Entladungsstrom niederer Amplitude rückwärts vom Kollektor des Transistors 13 durch den Kondensator 17 zur Wicklung 18 fließt, wie durch jenen Teil der Wellenform 103 angezeigt ist, der rechts vom Knickpunkt und oberhalb der Nullinie liegt. Als Ergebnis der verschiedenen Werte rückwärts fließender Ströme in den Transistoren 12 und 13 während aufeinanderfolgender halber Zyklen ergibt sich, daß die gesamten oder integrierten Ströme in aufeinanderfolgenden halben Zyklen der Wellenformen

102 und 103 annähernd die gleichen sind, und sich untereinander um weniger als 3% unterscheiden. Der Ladestrom im ersten gezeichneten halben Zyklus der Wellenform 103 hat einen größeren negativen Anfangswert als der der Wellenform 102, so daß der positive Höchstwert des Ladestromes der Wellenform 102 wesentlich größer ist als der der Wellenform 103. Wegen dieser Tatsachen sind die zusammengefaßten Werte beider Strom-Wellenformen während der ersten halben Zyklen, die durch die oberen Teile der rechteckigen Wellenformen angezeigt sind, annähernd gleich dem Strom der Wellenform 103 im ersten halben Zyklus, der um weniger als 3% größer ist als der der Wellenform 102 selbst, wenn der erste halbe Zyklus der Wellenform der Fig.6b 30% kürzer ist als die Wellenform der F i g. 6c. Die Strom-Wellenformen 102 und 103 während der zweiten halben Zyklen, gezeigt in den F i g. 6b und 6c, sind umgekehrt zu jenen der ersten halben Zyklen, so daß während der zweiten halben Zyklen der Höchstwert des Stromes der Wellenform

103 jenen der Wellenform 102 überschreitet, aber die Dauer der letzteren Wellenform jene der ersteren übertrifft. Wegen aller dieser Faktoren gibt es eine Selbstkompensation in jedem der halben Zyklen dei Wellenformen 102 und 103, so daß während jede; halben und vollem Zylus annähernd dieselbe Kraft ohne wesentliche Einschwingvorgänge am Rotor 19 angelegt wird, um ihm zu ermöglichen, mit einer konstanter Winkelgeschwindigkeit zu rotieren.

Man hat gefunden, daß eine konstante Rotationsge schwindigkeit des Rotors 19 erreicht werden kann

wenn der Betriebszyklus der Quelle 14 sowohl nur 40% als auch 60% beträgt, also ein Wechsel von 20% relativ zu einem Betriebszyldus von 50%. Diese großen Änderungen im Betriebszyklus können toleriert werden wegen der Erscheinung der Selbstkompensation des Stromflusses in aufeinanderfolgenden halben Zyklen. Insbesondere ist, wie in F i g. 7 dargestellt ist (in der der Ausgangsstrom der Gleichstromquelle 11 gegenüber dem Betriebszyklus oder gegenüber der prozentualen Angabe der Zeit aufgetragen ist, in der die Gleichstromquelle Strom an die Wicklung 18 führt) der Strom, der von der Gleichstromquelle 11 an die Wicklung 18 für einen 45%igen Betiebszyklus geliefert wird, 3% kleiner

als der Strom für einen 50%igen Betriebszyklus, die Gleichstromlieferung für einen 55%igen Betriebszyklus ist im wesentlichen die gleiche wie ein 50%iger Betriebszyklus. Wenn der Betriebszyklus um einige Prozent die 60% überschreitet oder die 40% unterschreitet, bleibt die konstante Rotationsgeschwindigkeit nicht weiter erhalten da die Stromgrößen in den unterschiedlichen halben Zyklen weit voneinander abweichen und die Länge eines jedes halben Zyklus

ίο oder Periode nicht weiter den Erfordernissen entspricht bezüglich konstanter wechselnder Neigung, einfachen Höchstwerten und glatten Wellenformen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Speisung eines Synchronmotors aus einer Gleichstromquelle mit einer aus der Erregerwicklung des Synchronmotors und einer Kapazität bestehenden Reihenschaltung und mit einer in Abhängigkeit von einer Zeitbezugsquelle gesteuerten Schaltvorrichtung, welche die Reihenschaltung während einer ersten Zeitspanne der Zeitbezugsquelle mit der Gleichstromquelle verbindet, so daß in der Reihenschaltung während dieser ersten Zeitspanne ein Strom mit einem Spitzenwert einer ersten Polarität fließt, und welche die Enden der Reihenschaltung während einer zweiten Zeitspanne miteinander verbindet, so daß während dieser zweiten Zeitspanne der Zeitbezugsquelle ein Strom mit einem Spitzenwert einer zweken Polarität fließt, wobei die erste und zweite Zeitspanne im wesentlichen unmittelbar aufeinanderfolgen, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität, die Wicklungsinduktivität und die Länge der Zeitspannen so bemessen sind, daß die Durchschnittsdauer jeder ersten Zeitspanne zuzüglich jeder zweiten Zeitspanne gleich oder kleiner ist als die der Eigenfrequenz des Reihenkreises entsprechende Zeitspanne.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne im wesentlichen gleich sind (F ig. 2a).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne unterschiedlich lang sind (F ig. 6c).

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß alle ersten Zeitspannen gleich lang sind und daß auch alle zweiten Zeitspannen gleich lang sind.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Längen verschiedener erster Zeitspannen unterschiedlich sind und daß auch die Längen verschiedener zweiter Zeitspannen unterschiedlich sind.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweilige Kapazität, die Wicklungsinduktivität und die Längen der Zeitspannen so gewählt sind, daß der in dem Reihenkreis zwischen den Spitzen benachbarter Perioden fließende Strom immer eine Wellenform mit einer nicht durch Null gehenden Schleife aufweist und der Strom während jeder Periode im wesentlichen die gleiche Kraft auf den Rotor ausübt.