DE2208850B2 - Gleichrichterschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Gleichrichterschaltung mit den im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Merkmalen. Eine solche Schaltung ist aus der US-PS 31 42 799 bekannt.

Bei der bekannten Schaltung werden im Rückkopplungspfad ein Oszillator und ein Verstärker mit variablem Verstärkungsgrad vorgesehen. Bei einer solchen Lösung ist es höchst schwierig, eine hinreichende Linearität zu erzielen; zusätzlich zu den Nichtlinearitäten der Gleichrichter werden weitere in den Rückkopplungskreis eingeführt mit dem Ergebnis, daß bei Verwendung der Schaltung für Meßzwecke — etwa für die Messung von Eingangssignalen kleiner Amplitude, aber hoher Frequenz — mit Fehlmessungen zu rechnen ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltung der eingangs genannten Gattung zu schaffen, bei der Nichtlinearitäten im Rückkopplungskreis vermieden sind, so daß sie besonders zur Gleichrichtung von Eingangswechselsignalen kleiner Amplitude (im Millivoltbereich), jedoch Frequenzen bis zur Größenordnung von 300 MHz geeignet ist.

Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1. Der erfindungsgemäß vorgesehene Zerhacker ist von vornherein linear. Gleichwohl ist er bestimmt und geeignet, die durch den ersten Gleichrichter verursachte Verzerrung von Wechselsignalen niedrigen Pegels auszugleichen, denn die von ihm bewirkte Gleichsignal/ Wechselsignal-Umsetzung hat zur Folge, daß der zweite Gleichrichter mit einem Wechselsignal gespeist wird, dessen Verzerrungen komplementär sind zu denen, die vom ersten Gleichrichter eingeführt werden.

Es ist an sich bekannt, bei einem Digitalvoltmeter die Wechselspannung in einem Operationsverstärker mittels Dioden gleichzurichten, wobei dem Verstärker ein Zerhackerverstärker zugeordnet ist (DE-OS 16 16 087). Hier dient jedoch der Zerhackerverstärker dazu, den Operationsverstärker zu stabilisieren, wenn dieser wegen einer geforderten hohen Gleichspannungsverstärkung zu Instabilität neigt.

Schließlich ist darauf hinzuweisen, daß aus der DE-OS 20 52 591 eine Schaltungsanordnung bekannt ist, bei der mittels; Thermoelement eine Effektivwertwandlung erfolgt. Das Ausgangssignal des nachgeschalteten Gleichsignalverstärkers wird über ein zweites Thermoelement und ein Kompensationsnetzwerk auf den Verstärkereingang rückgekoppelt, um eine Verschiebung des Meßbereichs, innerhalb dem das Eingangsthermoelement noch integrierend wirkt, bis zu sehr niedrigen Frequenzen zu gewährleisten. Im Rückkopplungspfad liegt ein Kompensationsnetzwerk, um die

Abhängigkeil der Übertragungsfunktion des Thermoelements vom Signalpegel auszugleichen. Die Schwierigkeit einer solchen Schaltung liegt darin, Thermoelemente mit weitgehend übereinstimmender Charakteristik herzustellen, was für die erfindungsgemäß vorgesehenen Gleichrichter kein Problem ist.

Ausführungsbeispiele des Gegenstandes der Erfindung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Aus dieser Erläuterung ergeben sich auch im Zusammenhang die Vorteile, die sich durch die in den Unteransprüchen angegebenen Merkmale erzielen lassen. Es zeigt

Fig. 1 in teilweise schematischer Darstellung ein Schaltdiagramm einer erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung; und

Fig. 2 ein Schaltdiagramm eines anderen Ausführungsbeispieles eines Teiles der Schaltung von F i g. 1.

Fig. 1 zeigt eine im Ganzen mit 10 bezeichnete Gieichrichterschaltung, welche zur Messung der Amplituden eines sinusförmigen Wechselstrornsignales bestimmt ist, das durch eine Wechselspannungsquelle 12 erzeugt wird. Das Wechseistromsignai kann typischerweise eine Frequenz von bis zu 300MHz und eine Amplitude von einigen Millivolt haben.

Die Schaltung 10 weist eine hohe Eingangsimpedanz auf. Ein Eingang 16 einer Trenristufe 14 mit Verstärkung Eins ist so angeschlossen, daß die Trennstufe 14 die durch die Wechselspannungsquelle 12 erzeugte Wechselspannung empfängt. Die Trennstufe 14 kann praktischerweise in einer Sonde oder Schleife (nicht dargestellt) angeordnet sein und weist einen Ausgang 18, der über ein Koaxialkabel 20 in Serie mit einem Vorwiderstand R 1 mit einer negativen Versorgungsschiene 22 verbunden ist. Ein Kondensator Cl ist zwischen Masse und den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 1 und der negativen Versorgungsschiene 22 geschaltet. Die Trennstufe 14 erhält auf diese Weise ihre Energiezufuhr über das Koaxialkabel 20.

Das von der Trennstufe 14 entfernt liegende Ende des Kabels 20 ist über einen Kondensator C2 mit der Basis eines npn-Transistors Tr 1, der einen Basis-Vorwiderstand R 2 aufweist, wechselstromgekoppelt. Der Transistor 77? 1 ist einer eines Paares von Transistoren 77? 1 und TR 2, die in Differenzschaltung arbeiten. Die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren TR 1 und TR 2 sind mit einem gemeinsamen Speicherkondensator C3 und über einen Vorwiderstand /?3 mit der negativen Versorgungsschiene 22 verbunden. Die Kollektorkreise der Transistoren TR 1 und TR 2 weisen Endkoppelungskondensatoren C4 bzw. C5 sowie entsprechende Belastungswiderstände /?4 und /?5 auf, die den gleichen Nominalwert haben und mit den entgegengesetzten Enden eines Potentiometers RVi verbunden sind. Das Potentiometer RVi iiat einen verstellbaren Schleifkontakt 24, der mit einer positiven Versorgungsschiene 26 verbunden ist.

Die Kollektoren der Transistoren TR 1 und TR 2 sind mit zwei Eingängen 28 bzw. 30 eines Differenzverstärkers 32 mit hohem Verstärkungsgrad verbunden. Der Differenzverstärker 32 kann praktischerweise Teil einer integrierten Schaltung sein. Der Verstärker 32 hat einen Ausgang 34, der über einen Rückkopplungskondensator C6 mit dem Eingang 28 und über eine Diode D 1 und einen Widerstand /?6 in Serie mit einem Schleifkontakt 36 eines Potentiometers RV2 verbunden sind. Das Potentiometer R V2 ist mit den Versorgungsschienen 22 und 26 verbunden.

Der Verbindungspunkt der Diode D1 und des Widerstandes /?6 ist über einen Widerstand Rl und einen verstellbaren Widerstand R VZ in Serie mit einem Anschluß 38 verbunden, der den Ausgangsanschluß der Schaltung 10 bildet Ein Vorwiderstand RS ist zwischen die Ven>orgungsschiene 22 und den Verbindungspunkt der Diode DX und des Widerstandes Λ 6 geschaltet, während ein weiterer Vorwiderstand /?9 zwischen den Verbindungspunkt und Masse eingeschaltet ist.

Ebenfalls steht mit dem Verbindungspunkt der Diode Dl und des Widerstandes R β über einen Widerstand R10 der Kollektor eines npn-Transistors TR 3 in Verbindung, der in Emitterbasisschaltung einen Teil eines Zerhackerkreises 39 bildet. Die Basis des Transistors TR 3 steht über einen Vorwiderstand R 11 mit der positiven Versorgungsschiene 26 und über einen Kondensator Cl mit einem Ausgang 40 eines astabilen Kreises 42 in Verbindung.

Der astabile Kreis 42 umfaßt zwei npn-Transistoren TR 4 und TR 5, deren Emitter jeweils einen entsprechenden Vorwiderstand R 12 bzw. R 13 aufweisen und über einen Kondensator CS miteinander verbunden sind. Die Basis des Transistors TR 5 ist mit dem Verbindungspunkt der beiden Widerstände R 14 und R 15 verbunden, die in Serie zwischen Erde und die negative Versorgungsschiene 22 geschaltet sind, während die Basis des Transistors TR 4 über einen Vorwiderstand R 16 mit der Versorgungsschiene 22 in Verbindung steht. Der Kollektor des Transistors TR 5 weist einen verstellbaren Belastungswiderstand RV4 auf und ist durch einen Widerstand R 16 mit der Basis des Transistors TR 4 verbunden. Der Kollektor des Transistors TR4 weist einen Belastungswiderstand RS auf und bildet den Ausgang 40 des astabilen Kreises 42.

Der astabile Kreis (astabile Kippschaltung) hat eine charakteristische feste Arbeitsfrequenz von 1C kHz.

Der Kollektor des Zerhackertransistors 77? 3 ist über einen Widerstand R 19 mit einem Eingang 44 eines hochverstärkenden Verstärkers 46 verbunden, der praktischerweise einen weiteren Teil der integrierten Schaltung bildet, welche den Verstärker 32 enthält. Der Verstärker 46 hat einen Ausgang 48 und weist ein Rückkopplungsnetzwerk in Form eines überbrückten T-Gliedes 50 auf. Das T-Glied !>0 weist zwei gleiche Widerstände R 20 und R2\ auf, die in Serie zwischen den Ausgang 48 und den Eingang 44 des Verstärkers 46 geschaltet sind. Ein Kondensator £79 ist parallel mit den beiden Widerständen R 20 und R2\ geschaltet, während ein weiterer Kondensator ClO eine Verbindung zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände /?20, /?21 und Masse herstellt. Der Ausgang 48 des Verstärkers 46 ist über einen Kondensator CIl mit der Basis des Transistors TR 2 gekoppelt.

Die Basis des Transistors TR 2 ist weiterhin über einen Widerstand /?22 mit Masse, über einen Widerstand R 23 parallel mit einer Diode Dl mit dem Ausgang 34 des Verstärkers 32 und über einen Widerstand /?24 mit einem Schleifarm 52 eines Potentiometers RV5 verbunden. Das Potentiometer RV5 liegt zwischen Masse und der negativen Versorgungsschiene 22.

Die Schaltung 10 wird normalerweise in Verbindung mit einem Digitalvoltmeter oder einem ähnlichen Meßinstrument verwendet. De^r Ausgang 38 der Schaltung 10 ist in der Zeichnung daher mit einem Eingang 54 eines Digitalvoltmeters 56 verbunden.

Zur Vorbereitung der Schaltung 10 für den Betrieb wird das Potentiometer RV4 so eingestellt, daß die Arbeitsfrequenz der astabilen Kippschaltung 42 im wesentlichen gleich der Resonanzfrequenz des T-Glie-

des 50 ist. Die Diode D 1 wird dann vorübergehend mit Sperrspannung beaufschlagt (beispielsweise durch Fehlanpassung der Transistoren 77? 1 und 77? 2 mittels Verstellung des Potentiometers RVi), während das Potentiometer RV2 so eingestellt wird, daß auf den ο Digitalvoltmeter 56 eine Nullablesung erzeugt wird: Dies entspricht einem sinusförmigen Signal mit minimaler Amplitude an der Basis des Transistors 77? 2. Bei abgetrenntem Eingang 16 von der Trennstufe 14, wird der Schleifarm des Potentiometers RV5 dann in in die Mittelstellung gebracht. Das Potentiometer RVi wird so eingestellt, daß am Digitalvoltmeter 56 eine Nullablesung erzeugt wird. Schließlich wird ein Wechselstrom-Eichsignal bekannter Amplitude auf den Eingang !6 der Trennstufe !4 aufgegeben. Das <^r> Potentiometer RV3 wird zur Eichung eingestellt, also so, daß am Digitalvoltmeter 56 die richtige Ablesung erscheint.

Im Betrieb wird das sinusförmige Wechselstromsignal, dessen Amplitude gemessen werden soll, auf den Eingang 16 der Trennstufe 14 aufgegeben. Die Trennstufe 14 arbeitet als Impedanzumformer und überträgt das Signal, ohne Spannungsverstärkung, über das Kabel 20 auf den Kondensator C2. Die Werte der Widerstände R 1 und R 2 werden dabei so ausgewählt, r> daß sie an die Impedanz des Kabels 20 angepaßt sind. Dann wird das Signal über C2 auf die Basis des Transistors 77? 1 übertragen. Die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors 77? 1 arbeitet als Gleichrichter und lädt den Speicherkondensator CZ auf. m

Das gleichgerichtete Signal an C3 wird durch den Transistor TR 1 beträchtlich verstärkt, woraufhin das gleichgerichtete verstärkte Signal am Kollektor des Transistors TR 1 auf den Eingang 28 des Differenzverstärkers 32 gegeben wird. Dieses Signal ist verhältnis- π mäßig wellig. Die Welligkeit wird durch den Kondensator C4 und weiterhin durch den Rückkopplungskondensator C6 unterdrückt.

Der Verstärker 32 erzeugt an seinem Ausgang 34 ein Gleichstromsignal, welches über die Diode D 1 auf den w Kollektor des Transistors TR 3 im Zerhackerkreis 39 gegeben wird. Das Signal am Kollektor des Transistors TR 2 ist auf diese Weise eine lO-kHz-Rechteckwelle, deren Amplitude von der Amplitude des ursprünglichen Wechselstromsignales abhängt. Dieses zerhackte Signal -h wird auf den Verstärker 46 und sein Rückkopplungsglied 50 aufgegeben, welche gemeinsam die sinusförmige 10-kHz-Grundkomponente der Rechteckwelle übertragen, jedoch im wesentlichen alle höheren Harmonischen dämpfen: Typischerweise werden nur etwa 3% ■>» der nächsten Harmonischen der Rechteckwelle (die dritte Harmonische) übertragen.

Das Signal am Ausgang 48 des Verstärkers 46 ist deshalb im wesentlichen in der Wellenform den ursprünglichen Wechselstromsignal ähnlich. Das Signal wird auf die Basis des Transistors TR 2 über den Kondensator CIl aufgegeben.

Der Transistor TR 2 richtet das Signal vom Verstärker 46 in ähnlicher Weise gleich, wie es vorstehend unter Bezugnahme auf den Transistor TR1 ho beschrieben wurde. Das gleichgerichtete Signal am Kollektor des Transistors 77? 2 wird auf den anderen Eingang 30 des Differenzverstärkers 32 aufgegeben.

Der Differenzverstärker 32 gleicht die beiden Signale an seinen Eingängen 28 und 30 mittels der Rückkopp- in lungsschleife ab, welche den Zerhackertransistor 77? 3 und das T-Glied 50 sowie den Verstärker 46 umfaßt. Da jedoch die Transistoren TR1 und 77? 2 paarweise angepaßt sind, sind ihre Gleichrichtercharakteristikcr (einschließlich der Temperaturabhängigkeil ihrer jewei ligen Basis-Emitter-Spannungen) sehr ähnlich: Di Amplituden der Signale an der jeweiligen Basis müsset also im wesentlichen gleich sein, insbesondere deshalb weil diese Signale im wesentlichen ähnliche Wellenfor men haben. Die Amplitude des Signales an der Basis de Transistors 77? 2 ist jedoch linear mit der Spannung de Gleichstromsignales verknüpft, welches durch der Transistor TR 3 zerhackt wird. Der Differenzverstärke 32 erzeugt aus diesem Grunde an seinem Ausgang 3' ein Gleichstromsignal, dessen Spannung im wesentli chen linea; mit der Amplitude des ursprünglicher Wechselstromsignales verknüpft ist. Bei dem in de Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispie! wird die ses Signal über Rl und RV3 auf den Ausgang 3i übertragen, wo es als Strom mittels des Digitalvoltme ters 56 gemessen wird. Wenn gewünscht, kann jedocl auch ein Spannungssignal abgenommen werden, bei spielsweise von einem verstellbaren Abgriff an Widerstand/? 9.

Die Diode D 1 verhindert, daß die Spannung des au den Kollektor des Transistors 77? 3 aufgegebener Signales um mehr als um einen kleinen Betrag negativ wird, da dies zu einer positiven Rückkopplung führt unc infolgedessen die Schaltung 10 in einer unwirksamer Stellung sperren würde. Zusätzlich gewährleistet da Vorspannungsnetzwerk, welches die Widerstände /?6 RS, R9 und RV2 einschließt, daß dann, wenn die Diodi D\ mit einer negativen Spannung am Ausgang 34 de Verstärkers 32 in Sperrichtung beaufschlagt win (wobei die negative Spannung durch eine Fehlanpas sung zwischen den Transistoren TR 1 und TR 2 erzeug werden kann), trotzdem eine kleine, negative »Offset« Spannung am Verbindungspunkt der Diode D 1 und de Widerstandes R 7 vorliegt. Diese Offsetspannunj erzeugt eine negative Ablesung am Digitalvoltmeter 5( und zeigt damit an, daß eine Nulleinstellung erforderlicl ist.

Die Widerstände R 22 und /?23 begrenzen di< Gesamt-GIeichslromverstärkung der Transistoren TR und TR 2 und des Verstärkers 32 auf einen Wert, be dem die kleine negative Offsetspannung nicht ausreicht um die vorgenannte Sperrung der Schaltung 10 zi bewirken. Die Diode D2 begrenzt die Größe eine beliebigen negativen Spannung am Ausgang 34 de. Verstärkers 32.

Im Rahmen der Erfindung können die vorstehenc beschriebenen Ausführungsbeispiele in verschiedenar tigster Weise abgeändert werden. Beispielsweisf können die Transistoren TR 1 und TR 2 sowie die ihnei zugeordneten Schaltungsanordnungen durch entspre chende, einfache Diodengleichrichter ersetzt werden Die astabile Kippschaltung 58 und der Zerhackertransi stör TR 3 können durch eine andere, geeignet« Zerhackerschaltung, beispielsweise durch eine Schal tung, welche ein mit einer bestimmten, festen Frequeni betriebenes Relais aufweist, ersetzt werden. Auch da· T-Glied 50 könnte in vorteilhafter Weise durch eir Tiefpaßfilter ersetzt werden, dessen Durchlaßbereicl sich bis zu einer Frequenz erstreckt, die gerade oberhall: der Arbeitsfrequenz der Zerhackerschaltung liegt.

Ein derartiges Tiefpaßfilter ist in Fig.2 bei 6( gezeigt In Fig.2 haben diejenigen Teile, die ir ähnlicher Weise in F i g. 1 vorkommen, dieselbe: Bezugszeichen wie dort.

Das Filter 60 weist gleiche Widerstände R 30 unc Ä31 auf, die in Serie zwischen den Widerstand R19 unc

den Eingang 44 des Verstärkers 46 geschallet sind. Ein Widerstand R 12 und ein Kondensator C'20 sind, miteinander parallel, zwischen Masse und den Verbindungspunkt von R19 und RiI geschaltet. Ein Kondensator C2I stellt eine Verbindung zwischen dem Ausgang 48 des Verstärkers 46 und dem Verbindungspunkt von R JO und R 31 her. Ein Kondensator C22 ist zwischen Masse und dem Eingang 44 des Verstärkers 46 geschaltet.

Darüber hinaus könnte ein wesentlicher Anteil der Kompensierung der Gleichrkhtercharakteristiken der

Transistoren TR 1 und TR 2 auch erreicht werden, wenn das T-Glied 50 und der Verstärker 46 weggelassen würden, da die Amplitude des auf die Basis von TR 2 aufgegebenen Signales wichtiger ist als seine Wellenform.

Schließlich wird noch bemerkt, daß die erfindungsgemä'Be Gleichrichterschaltung auch für andere Zwecke als zur Messung von Wechselspannungen verwendet werden kann, beispielsweise zur Steuerung und Regelung derartiger Spannungen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (10)

Patentansprüche:

1. Gleichrichterschaltung zur Erzeugung eines Ausgangsgleichsignals, dessen Spannung von der Amplitude eines Eingangswechselsignales abhängt, , mit einem ersten Gleichrichter für das Eingangswechselsignal, einem Differenzverstärker, an dessen erstem Eingang die vom ersten Gleichrichter gleichgijrichtete Spannung liegt, und einem Rückkopplurfgskreis, der vom Ausgang des Differenzver- ι» stärken= zu einem zweiten Gleichrichter mit ähnlicher Charakteristik wie der erste führt, dessen Ausgangsspannung am zweiten Eingang des Differenzverstärkers liegt, wobei die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers im Rückkopplungskreis in r> eine ihr proportionale Wechselspannung umgeformt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkoppkjngskreis einen Zerhacker (39) umfaßt, an den das Ausgangsgleichsignal zum Erzeugen des Rückkopplungswechselsignals derart angelegt ist, ·.·« daß die Amplitude des Rückkopplungswechselsignals im wesentlichen linear von der Höhe des Ausgangsgleichsignals abhängt, und daß die Amplitude des Eingangswechselsignals im wesentlichen linear in bezug auf die Höhe des Ausgangsgleichsi- ->"> gnals ist.

2. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Zerhacker (39) und den zweiten Gleichrichter (Tr 2) Filter (46, 50) derart eingeschaltet sind, daß die Wellenform des μ zerhackten Signals im wesentlichen gleich der Wellenform des Eingangswechselsignals ist.

3. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (46, 50) ein abgestimmtes Filter (50) aufweist, dessen Resonanz- π frequenz im wesentlichen gleich der Arbeitsfrequenz des Zerhackerkreises (39) ist.

4. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß dar abgestimmte Filter (50) ein überbrücktes T-Glied ist. w

5. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Tiefpaßfilter (60) ist, dessen Durchlaßbereich sich bis zu einer Frequenz erstreckt, die gerade oberhalb der Arbeitsfrequenz des Zerhackerkreises (39) liegt. -*^r>

6. Gleichrichterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Zerhackerkreis (39) einen Halbleiterschalter (Tr 3) aufweist, der mit einer vorbestimmten, festen Frequenz getrieben wird. ^r><>

7. Gleichrichterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Gleichrichter Transistoren (Tr\, TrI) sind, wobei die Emitter der Transistoren zusammenliegen und mit einem gemeinsamen Speicherkon- ^Y) densator (C3) verbunden sind und die entsprechenden gleichgerichteten Ausgänge von den entsprechenden Kollektoren der Transistoren (TrI, Tr2) abgenommen werden.

8. Gleichrichterschaltung nach einem der voran- ^h(l gehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch wenigstens eine Diode (Di), welche so geschaltet ist, daß die auf den Zerhackerkreis (39) vom Differenzverstärker (32) aufgegebene Spannung begrenzt wird, so daß eine positive Rückkopplung über die den ^h"' Zerhackerkreis (39) und den zweiten Gleichrichter (Tr 2) enthaltende Schleife verhindert wird.

9. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Vorspannungsanordnung (R6, RS, R9, RV2) zur Erzeugung einer kleinen Verschiebung im Ausgangsgleichsignal, wenn die Diode (D 1) in Sperrichtung betrieben wird, so daß angezeigt werden kann, daß die auf den Zerhackerkieis (39) aufgegebene Spannung durch die Diode (D 1) begrenzt worden ist

10. Verwendung der Gleichrichterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche in Verbindung mit einem Digitalvoltmeter oder einem anderen Meßinstrument zur Messung von Wechselspannungen.