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Verfahren und Schaltungsanordnungen zur Anfangssynchronisation in
Zeitfunktionenmultiplex-Übertragungsanlagen Die Erfindung betrifft ein Verfahren
und Schaltungsanordnungen zum Erreichen der Anfangs synchronisation in Zeitfunktionenmultiplex-Übertragungsantagen,
bei denen über einen hochfrequenten Träger mindestens- wahrcnd einer voraussichtlichen
Anfangssynchronisationszeit eine periodisch sich wiederholende erste Codeimpulsfolge
mit kurzer Periodendauer gesendet wird und danach für das Übertragen von Nachrichten
auf eine binäre CodeimpuLsfoLge mit langer Periodendauer umgeschaltet wird, mit
der jedes Nachrichtenzeichen codiert ist.
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Hei den bekannten Zeitlllnktionenmultiplex-Übertragungsanlagen erfolgt
der gleicllzeitige Nachrichtenallstausch zwischen mehreren
Sende-
und Empfangsstationfzn gleichzeitig in dem begrenzten Frequenzband des Übertrag-llngsweges
Das von jeder Sendestation erzeugte hochfrequente Signal ist dabei mit zwei unterschiedlichen
Modulationsarten beaufschlagt. Die erste Modulationsart erlaubt den Vielfachzugriff
vieler Sendestation-en zu dem Übertragungsweg und stellt eine codierte Adresse der
gewünschten Empfangsstation dar, so dass bei jeder Empfangsstation der Empfang des
für sie bestimmten Trägers mittels eines geeigneten Demodulators möglich ist und
Störungen durch die anderen im gleichen Übertragungsweg betriebenen Sendestationen
nicht auftreten. Durch die zweite Modulierung wird die zu übertragende binär codierte
Nachricht dem codierten Adressträger überlagert. Dieser bildet dabei den eigentlichen
Übertragungskanal. Der Empfänger gewinnt die übertragene Nachricht mit Hilfe eines
auf den hochfrequenten Träger synchronisierten Empfangsoszillators sowie durch Korrelation
des niederfrequenten Teiles des Empfangssignales mit dem gleichen empfangsseitig
erzeugten und auf den Sendetakt synchronisierten Adresscode zurück.
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Die Synchronisierung des Empfangsoszillators auf das empfangene hochfrequente
Signal ist an sich mit bekannten Mitteln durchführbar. Die Synchronisierung des
Adresscodes kann durch eine sogenannte Delay-Locked Loop (DLL)"bewirkt werden, bei
der der im Empfänger erzeugte Code solange gegenüber dem empfangenen verschoben
wird bis die gegenseitige Phasendifferenz aufgehoben
ist. Es wird
dabei das emlçfangentJ Signal zunächst mit einer IIilfs trägerfr equenz umgcs c
tzt und der entstandene n-iederfrequente Anteil über einen Tiefpass einem Korrelationsnetzwerk
zugeführt, in dessen beiden Zweigen das umgesetzte Empfangssignal mit dem empfangsseitig
erzeugten Code bzw. mit dem um ein Codezeichen phasenverschobenen Code multipliziert
wird.
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Die durch Subtraktion der beiden Produkt spannungen gebildete Regelspannung,
die im Falle der Phasengleichheit Null ist, beaufschlagt einen spannungsgeregelten
Oszillator, der den Grundtakt für den empfangsseitigen Codegenerator liefert.
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Die Geschwindigkeit der gegenseitigen Codeverschiebung bis zum Eintritt
der Phasengleichheit ist durch den Störabstand des Signalkanales begrenzt. Es ergibt
sich hierbei eine Suchrate s[bit/sec], die nicht überschritten werden darf. Besteht
ein Code aus L-Zeichen mit der zeitlichen Dauer jedes Zeichens, dann gibt das Produkt
1/2. .L die mittlere Synchronisationszeit an. Demzufolge ergeben kurze Codes auch
kurze Synchronisationszeiten. Man könnte einen zu : kurzen Code für die Anfangssynchronisation
benutzen und das Synchronisationszeichen der Anfangs synchronisation auf den für
die Nachrichtenübertragung vorgesehenen langen Code umschalten.
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Es hängt jedoch von der Art der Störung ab, ob in dieser Weise verfahren
werden kann. B<i rauschartigen Störquellen ist die zu3ässigi? Suchrate verhältnismässig
hoch, besteht
jedoch der Störer aus einem sinusförmigen Signal,
dann treten erhebliche Erschweiungen ein. Wird nämlich das Empfangssignal mittels
der Hilfstragerschwingung in den niederfrequenten Bereich umgesetzt, so entsteht
bei einem pseudonoise Code, also bei einem binären quasistatistischen Code ein Linienspektrum,
dessen Linienabstand gleich der Codefrequenz ist und dessen Leistungsmaximum bei
der Differenz zwischen der Träger- und Hilfsoszillatorfrequenz liegt. Es konzentriert
sich also durch die Multiplikation des in den niederfrequenten Bereich umgesetzten
Empfangssignals mit dem Code im Korrelationsnetzwerk die Leistung des Linienspektrums
auf die Frequenz (fT-fH) . Dagegen wird eine mit der Hilfsträgerfrequenz fH umgesetzte
sinusförmige Störfrequenz fS ebenfalls in ein Linienspektrum umgesetzt, dass sein
Maximum bei der Frequenz (fs-fH) hat Wird anschliessend durch ein Filter der gewünschte
Signalanteil herausgesiebt, so fallen bei sinusförmigen Störern Teile des Störspektrums
in die Filterbandbreite. Bei der Ableitung der Regelspannung für den spannungsregelbaren
Oszillator bildet das Störspektrum eine Spannungskomponente, die eine empfindliche
Verstimmung des Oszillators nach sich zieht. Da die Komponenten des Störspektrums
desto stärker sind j grösser die Codefrequenz b ist, können sich bei der Verwendung
von kurzen Codes Synchronisierungsschwierigkeiten durch sinusförmige Ster ergeben.
Um trotzdem die kleinen Synchronisierungszeiten von kurzen Codes ausnutzen zu können,
muss daher. der Einfluss der in die Filterbandbreite b fallenden
Frequenzkomponenten
des sinusförmigen Störers beseitigt werden.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei kurzen Codes, die für
die Anfangssynchronisierung benutzt werden, Vorkehrungen zu treffen, durch die auch
beim-Auftreten von sinusförmigen Störern die Erreichung der Synchronisation innerhalb
der mittleren Synchronisierzeit gesichert ist.
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Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass während der voraussichtlichen
Anfangssynchronisationszeit eine periodisch sich wiederholende, der Empfangsstation
bekonnte zweite Codeimpulsfolge gesendet wird, deren Zeichen jeweils die gleiche
Zeitdauer aufweisen wie die Periodendauer der ersten Codeimpulsfolge und deren Zeichen
durch Multiplikation mit der ersten Codeimpulsfolge codiert sind, und dass im Empfänger
durch gleichzeitige Korrelation der empfangene Codeimpulsfolgen mit den empfangsseitig
erzeugten Codeimpulsfolgen eine die Anfangssynchronisation durch Einwirken auf einen
regelbaren Oszillator herbeiführende Regelspannung ableitbar ist.
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In einer Weiterbildung des Erfindungsgedankens ist im Empfänger die
Trägerdemodulation mittels eines auf die Trägerfrequenz annähernd abgestimmten Hilfsoszillators
während der Dauer der Anfangssynchronisation inkohärent
durchführbar.
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In einer technischen Ausbildung des Erfindungsgedankens sind die den
niederfrequenten Teil des Empfangssignals korrelierenden Generatoren für die empfangsseitig
erzeugten Codeimpulsfolgen durch den spannungaregelbaren Oszillator steuerbar, dessen
Regelspannung UR durch Subtraktion S zweier Richtspannungen ableitbar ist, die aus
dem Empfangssignal durch Beaufschlagung mit der ersten empfangsseitig erzeugten
und jeweils um ein Zeichen phasenverschobenen Codeimpulsfolge Cit in den beiden
Zweigen Zl, Z2 des Korrelationsnetzwerkes mittels Gleichrichtung gebildet. sind
In einer anderen technischen Ausbildung des Erfindungsgedankens besteht das kbrrelierende
Netzwerk aus so vielen Kanälen wie die zweite Codeimpulsfolge Zeichen enthält und
es ist in jedem Kanal das Signal mit der jeweils um ein Zeichen der empfangsseitig
erzeugten zweiten Codeimpulsfolge phasenversetzt umtastbar, wobei in jedem Kanal
eine auf Phasengleichheit ansprechbare Schwellwertschaltung vorne sehen ist.
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In einer weiteren technischen Ausbildung des Erfindungsgedankens ist
für die Korrelation des demodulierten Empfangssignals mit den empfangsseitig erzeugten
Codgimpulsfolgen ein Optimalfilter vorgesehen, das einen periodisch mit der ersten
Cod-eimpulsfolge auf Null gesetzten Integrator enthält,
dessen Ausgangsspannung
einer Kette von Laufzeitgliedern zugeführt ist, deren jeweilige Verzögerungszeit
gleich der Periodendauer der ersten Codeimpulsfolge ist und deren zugeordnete Ausgangsspannungen
der Reihe nach durch die zweite Codeimpulsfolge bewertbar sind, wobei durch eine
Gleichrichteranordnung und eine Schwellwertanordnung eine die Phasengleichheit meldende
Ausgangsspannung ableitbar ist.
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Hierdurch wird der Vorteil erzielt, dass durch die Übertragung einer
dem Empfänger bekannten Nachricht der Störabstand um einen der Zahl der Zeichen
der zweiten Codeimpulsfolge entsprechenden Faktor verbessert wird. Es wird die gleiche
Wirkung wie durch die Anwendung erheblich längerer Codes erzielt, ohne dass die
durch einen längeren Code bedingte längere Synchronisierzeit notwendig ist. Die
sich während einer festgesetzten Zeitdauer, die für die Erreichung der Anfangssynchronisation
in allen Fällen ausreicht, periodisch wiederholende, der Empfangsstation bekannten
Nachricht besteht aus einer binären zweiten Zeichenfolge. Es ist jedes ihrer Zeichen
durch die kurzen erste Zeichenfolge codiert. Da die Synchronisierung beider Codes
gleichzeitig durchgeführt wird, tritt durch die Anwendung des zweiten Codes keine
Verlängerung der durch den ersten Code gegebenen mittleren Synchronisationszeit
ein. Die Anwendung dieses Doppelcodes erfordert nur einen verhältnismässig geringen
zusätzlichen technischen Aufwand.
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Die Erfindung wird an (I^ei iini elschiedlicllen Ausführungsbeispielen
erklärt.
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In Fig. 1 ist ein korrelierendes Netzwerk mit einer verzögerten Synchronisation-Regelschleife
(DLL) für beide Codes dargestellt.
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Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild für die Synchronisation des Doppelcodes
durch Parallelkorrelation.
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Bei dem Blockschaltbild Fig. 3 erfolgt die Synchronisation des Doppelcodes
durch ein Optimal filter.
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Bei der in Fig. 1 schematisch dargestellten Anordnung wird das empfangene
Signal durch die im Oszillator Ol erzeugte Hilfsträgerfrequenz fH inkohärent demoduliert.
Sein niederfrequenter Anteil wird zunächst in Multiplikator M2 durch den Generator
G2 phasenumgetastet. Es sind bei dieser Anordnung die beiden Generatoren G2 und
G1 vorgesehen, die empfangsseitig die beiden Codes C2t und Clt erzeugen. Beide Generatoren
werden gleichzeitig synchronisiert, damit sich wegen der Anwendung des zweiten Codes
C2t die Synchronisierzeit nicht erhöht. Der Generator G2 wird hierzu mit dem Periodentakt
b des Codes Cit betrieben und es wird der spannungsregelbare Oszillator VCO auf
den Zeichentakt B des Codes Clt synchronisiert.
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Der durch den Generator G2 phasenumgetastete niederfrequente Anteil
des Empfangsignals wird in den beiden Zweigen Zi, Z2 des Korrelationsnetzwerkes
mit der Zeichenfolge des ersten Codes Clt bzw. mit dem um ein Zeichen phasenverschobenen
Code in den Überlagerern M3, M4 multiplikativ gemischt. Die beiden Filter BP1, BP2
haben die Bandbreite b/m2, wobei m2 die Zahl der Zeichen der zweiten Codeimpulsfolge
C2t ist. Aus den durch die Doppelweggleichrichter Gli, G12 gebildeten Beträgen der
Ausgangsspannungen der beiden Filter leitet der Summierer S eine Gleichspannung
ab, die über den Tiefpass TP den spannungsregelbaren Oszillator VCO beaufschlagt.
Es liefert jede Phasen-bzw. Frequenzabweichung der empfangenen Codes eine Regelspannung,
die den Zeichentakt B des Codes CIt und damit auch den Zeichentakt b des Codes C2t
korrigiert bis die Synchronisation erreicht ist.
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Die Synchronisation des zweiten Codes C2t ist auch durch ein Netzwerk
erreichbar, das parallel zur verzögerten Synchronisations-Regelschleife DLL des
ersten Codes mit geschaltet ist. Dieses Netzwerk ist schematisch in Fig. 2 dargestellt.
Nach der inkohärenten Demodulation des Empfangssignals durch einen hier nicht dargestellten
Trägeroszillator mit der Hilfsfrequenz fH wird der niederfrequente Anteil des Signals
durch den im Generator GI erzeugten ersten Code Cit phasenumgetastet. Anschliessend
erfolgt die Weiterverarbeitung des Signals in m2 verschiedenen Kanälen, die sich
darin
unterscheiden, dass das Signal in jedem Kanal mit der jeweils
um ein Zeichen zeitlich verschobenen zweiten Codefolge C2t phasenuigetastet wird.
Jeder der m2 Kanäle besteht aus einem Filter BP der Bandbreite b/m2, einem Doppelweggleichrichter
G1 einem Tiefpass TP und einer Schwellwertschaltung SW. Die Bandbreite jedes Tiefpasses
TP entspricht der Suchrate.
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Tritt im Laufe der Anfangssynchronisation eine zeitliche Übereinstimmung
zwischen dem empfangenen und dem im Empfänger erzeugten Code Clt auf, dann spricht
eine der m2 Schweliwertschaltungen SW an, so dass aus dem Ansprechen die zeitliche
Zuordnung des Codes C2t zu dem empfangenen Code C2 erkennbar ist.
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Demnach läsat sich der Codegenerator der hier nicht besonders dargestellten
verzdgerten Synchronisations-Regelschleife einstellen, ßO dass die Synchronisation
des Taktes b erfolgen kann. Es ist dabei die Dauer der Anfangssynchronisation allein
durch die Länge des Codes Clt bestimmt.
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Stimmt die Frequenz fH des Trägerhilfsoszillators verhältnismässig
genau mit der empfangenen Trägerfrequenz fT überein, so kann ein Teil des technischen
Aufwandes der in Fig. 2 dargestellten Anordnung eingespart werden. Es können nämlich
die a2 Kanäle durch ein Optimalfilter für Irpulifolgen gemäss Figur 3 ersetzt werden.
Bei dieser Anordnung wird nach der Multiplikation des demodulierten Empfangssignal
mit der ersten Codefolge Clt über die Dauer einer Periode Ta1/b
integriert
und es wird jeweils nach Ablauf einer Periode die Ausgangsspannung des Integrators
Y auf Null gesetzt.
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Vor der Nullsetzung übernimmt das Optimalfilter den Ausgangswert des
Integrators. Das Optimalfilter besteht aus (m2-i) Laufzeitgliedern LZ mit der jeweiligen
Verzögerungszeit T.-Zwischen den Laufzeitgliedern wird das verzögerte Signal abgegriffen
und der Reihe nach in den Gliedern al...
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am2 bewertet. Die sich aus der Bewertung mit dem Code C2t ergebenden
Werte werden im Summierer S2 zusammengefasst.
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Anschliessend an den Summierer S2 folgen ein Doppelweggleichrichter
Gl, der Tiefpass TP und die Schwellwertschaltung SW.
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Die Schwellwertschaltung,SW spricht nur dann an, wenn die erste Codefolge
Ci't synchron mit dem empfangenen Code Ci ist und der zweite Code C2 in der richtigen
Reihenfolge mit den Faktoren a bewertet ist, wenn also der Synchronismus im Empfänger
erreicht ist.
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Da das Anfangssignal des Integrators aus diskreten Werten besteht1
die jeweils über eine Periode'T konstant bleiben, können als Laufzeitglieder Abtasthalteglieder
benutzt werden, die als integrierte Bauelemente leicht herstellbar sind, so dass
Optimalfilter mit vielen Laufzeitgliedern verwirklicht werden könnten. Es ist jedoch
nicht zweckmässig, die Zeichenzahl m2 der zweiten Codefolge C2t beliebig zu erhöhen,
da
der Synchronismus der ersten Codefolge Cit verloren gehen kann, bevor die zweite
Codefolge C2t vollständig empfangen ist. Es muss also bei der gegenseitigen Verschiebung
der Codes innerhalb der durch die Suchrate gegebenen Zeichendauer t/s der vollständige
Code mit ml mal m2 Zeichen empfangen werden.