DE2113445C3 - Verfahren zur Beeinflussung des Amplitudenverlaufes eines Signals einer elektrischen Schaltungsanordnung sowie Anordnungen zu seiner Durchführung - Google Patents

Description

sind anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig, 1 das Blockschaltbild einer erfindungsgemäß aufgebauten Schaltungsanordnung;

F i g, 2 das Schaltbild der Vergleichsschaltung sowie s des als Stellglied dienenden Dämpfungsgliedes;

F i g, 3 die Schaltung zur Überwachung des Eingangspegels;

F i g, 4 die Schaltung zur Überwachung der Emitterströme von Leistungstransistoren.

Das Blockschaltbild nach F i g. 1 zeigt den Aufbau eines Leistungsverstärkers mit den zugehörigen Vorstufen. Das Eingangssignal gelangt über die Eingangsklemme 1 zu einem Begrenzer 2, dem ein in seiner Dämpfung einstellbares Stellglied 3 nachgeschaltet ist Über einen Vorverstärker 4 und eine Eingangspegelüberwachungsschaltung 5 gelangt das Signal zu einem Entzerrer 6 und von dort zu einer Treiberstufe 7. Da die Belastung einzelner Verstärkerelemente, vor allem bei Verwendung von Halbleiterverstärkern, wie ζ. B. Transistorverstärkern, nicht beliebig hoch getrieben werden kann, wird das Signal mittels eines Übertragers 8 uroi zweier weiterer Übertrager 9 und 10 in vier gleiche Teile aufgeteilt, welche jeweils Leistungsendstufen 11,12,13 und 14 zugeführt werden, und zwar so, daß jede dieser Leistungsendstufen möglichst mit dem gleichen Eingangspegel angesteuert wird. Ausgangsseitig werden die Signale der Verstärkerelemente 11 und 12 bzw. 13 und 14 paarweise zusammengefaßt und dann einem weiteren Übertrager 17 zugeführt, von dem aus das so verstärkte Signal einem Verbraucher, bevorzugt einer Antenne 18, zugeführt wird. Zur Messung des Anpassungswertes der Antennenleitung bzw. der Antenne ist nach dem Übertrager 17 eine Meßschaltung 19 vorgesehen, welche die Fehlanpassung auf der Antennenleitung mißt Die so erhaltene und der Fehlanpassung proportionale Meßspannung wird einer Diode 19D zugeführt Weiterhin wird an dem in der elektrischen Mitte (Symmetriepunkt) der Primärwicklung des Übertragers 17 angeschlossenen und nach Masse geführten Widerstand 20 in einer Meßschaltung 21 eine Spannung erzeugt, deren Größe der Unsymmetrie der Ausgangsschaltung bzw. der Ausgangssignale, welche von den Verstärkerstufen 11 bis 14 geliefert werden, entspricht Diese der Unsymmetrie proportionale Meßspaunung gelangt zu einerDkde21D.

Zur Messung der Belastung der einzelnen Verstärkerstufen 11 bis 14 der Endstufe sind bei den Verstärkerstufen Meßschaltungen 22a bis 22c/vorgesehen, die hier nur schematisch angedeutet sind und näher anhand von F i g. 4 erläutert werden. In diesen z. B. den Emitterstrom von Transistor-Leistungsstufen überwachenden Meßschaltungen wird ebenfalls eine Meßspannung abgeleitet, welche einer mit den Meßschaltungen 22a bis 22c/ verbundenen Diode 22D über die Leitung 32 v, zugeführt sind. Es wäre auch möglich, wenn die Überwachung spezifischer durchgeführt werden soll, für jede der Meßschaltungen 22a bis 22c/ eine getrennte Diode vorzusehen.

Aus der Eingangspegel-Überwachungsschaltung 5 bo wird ebenfalls eine Meßspannung gewonnen, deren Höhe der Größe des Eingangspegels proportional ist und welche über die Leitung 26 zu der Diode 5Dgeführt wird. Ausgangsseitig sind die Dioden 19D,21D,22Dund 5O zusammengeschaltet und mit dem Eingang eines Differenzverstärkers 23 verbunden.

Die Bezugsgröße, mit v, tlcher die von den Meßschaltungen 5, 22a bis 22c/, 21 und 19 gelieferten Meßgrößen verglichen werden, wird zunächst von einer stabilisierten Spannung gebildet. Vorteilhaft kann aber auch eine temperaturabhängige Bezugsspannung Verwendung finden. Hierzu ist ein Temperaturfühler 25 vorgesehen, welcher zweckmäßig im Bereich der Verstärkerelemente 11 bis 14, also in der Endstufe oder bei der Treiberstufe 7 angeordnet sein kann. Allgemein muß dieser Temperaturfühler immer in der Nähe desjenigen oder derjenigen Elemente angeordnet werden, bei denen die Gefahr einer thermischen Überlastung am größten ist, was normalerweise bei der Endstufe oder der Treiberstufe der Fall sein wird. Der Temperaturfühler 25 muß in engem Wärmekontakt, d. h. möglichst auf oder nahe bei den thermisch gefährdeten Elementen angeordnet werden, um eine plötzlich auftretende thermische Überlastung möglichst schnell erfassen zu können. Die Bezugsspannung, weiche als Vergleichsgröße dem Differenzverstärker 23 zugeführt wird, bleibt vorteilhaft unterhalb eines bestimmten, für die jeweilige Schaltung noch nicht kritischen Temperaturwertes konstant (z. B. bei 2 V) und sinkt bei £si>erschreiten des kritischen Temperaturwertes mit zunehmender Temperatur immer mehr ab (z. B. von 2 V auf 1 V).

An den mit den Meßschaltungen verbundenen Dioden SD, 22D, 21D und 19D liegen die von den verschiedenen MeDstellen 19,21,22 und 5 kommenden Spannungen an. Die größte dieser Spannungen sperrt alle anderen Dioden und verhindert dadurch, daß sich die einzelnen Meßschaltungen gegenseitig beeinflussen. Am einfachsten läßt sich der Schaltungsaufbau ausgestalten, wenn alle Dioden gleich aufgebaut sind. Alle Meßschaltungen sind in ihrem Grenzwert auf den gleichen Meßwert eingestellt Beispielsweise kann die Auslegung der Schaltung so getroffen werden, daß alle Meßgrößen der Meßschaltungen 5, 22a bis 22c/, 21 und 19 jeweils Ausgangsspannungen liefern, die, solange die entsprechenden Werte noch im Toleranzbereich liegen, jeweils weniger als 2 V betragen und dieser Wert erst überschritten wird, wenn bei einer der Meßschaltungen der zugehörige Meßwert den Toleranzbereich überschreitet Wird z. B. die Fehlanpassung, also die Meßspannung im Bereich der Meßschaltung 19 zu groß (z. B. 23 V), dann wird die Bezugsspannung von 2 V in der Vergleichsschaltung 23 überschritten. Die Diode 19£> ist dann leitend, alle anderen Dioden 5D, 22D und 21D sind dann gesperrt, weil an ihnen kleinere Spannungen als 2,3 V anliegen. Der Differenzverstärker 23 registriert ein Überschreiten der Bezugsspannung von 2 V und es wird ein Signal erzeugt, welches über die Leitung 23' in dem einstellbaren Dämpfungsglied 3 eine Vergrößerung der Dämpfung bewirkt und damit eine Verringerung des Ausgangssignals der Endstufe herbeiführt

Wird dagegen, ohne daß bisher eine der Meßschaltungen ein unzulässiges Ansteigen der Meßgröße über den Toleranzbereich (2 V) hinaus festgestellt hat, im Bereich des Temperaturfühlers 25 eine zu hohe Temperatur festgestellt, so wird die Bezugsspannung, welche dem Differenzverstärker 23 zugeführt wird, z. B. von 2 V auf 1,6 V verringert War vorher beispielsweise die von der Eingangspegel-Überwachungsschaltung 5 erzeugte Meßspannung nur 1,8 V, was ja gegenüber einer Bezugsspannung von 2 V vom Temperaturfühler 25 keine Folgen gehabt hätte, so wird jetzt der vom Temperaturfühler 25 erniedrigte Bezugswert von nur 1,6 V überschritten und über das Stellglied 3 der Eingangspegel abgesenkt. Allgemein läßt sich sagen, daß die Überwachungsschaltung somit um so kritischer

wird, d. h. um so eher anspricht, je höher die Temperatur im Bereich des Temperaturfühlers 25 ist. Unterhalb einer bestimmten Temperatur bleibt die Bezugsspannung konstant.

Für den Fall, daß nicht für alle Meßschaltungen die gleichen Bezugsspannungen von beispielsweise 2 V auftreten, kann auch mit verschiedenen Bezugsspannungen gearbeitet werden, die dann durch Spannungsteiler oder dergleichen vor dem Anschluß an die Dioden auf den gleichen Wert zu bringen sind.

In Fig. 2 ist die Eingangsschaltung des Blockschaltbildes nach Fi g. I dargestellt, wobei der Eingangsklemme 1 der Widerstand RA parallelgeschaltet ist. Die Begrenzerschallung 2 umfaßt eine Zenerdiode D 3, eine Querkapazität Cl, einen ohmschen Widerstand RX, eine Drosselspule Dr I und einen Vorwiderstand R 2, an welchen eine Betriebs-Gleichspannung von z. B. 28 V angeschlossen ist. Der Kondensator Cl stellt einen Kurzschluß für Hochfrequenz dar, welche durch die Drossel Dr 1 gegenüber dem der Stromzuführung dienenden Schaltungsteil gesperrt ist. Die Vorspannung der Zenerdiode D 3 ist über den Spannungsteiler R 2, R 1 so eingestellt, daß Eingangspegel bis zu einem noch zulässigen Grenzwert nicht bedämpft werden, dagegen für Eingangspegel, die diesen Wert überschreiten, die Zenerdiode D 3 leitend wird und die ankommenden Hochfrequenzsignale zunehmend über den Kondensator C1 nach Masse abgeleitet werden.

Das eine veränderliche Dämpfung ergebende Stellglied 3 umfaßt im Längszweig einen ohmschen Widerstand R A' und im Querzweig zwei gegeneinander geschaltete PIN-Dioden Dl und D2, welche an ihrem äußeren Ende durch Blockkondensatoren C2 und C3 gleichstrommäßig von der die Signalspannung führenden Leitung einerseits bzw. von Masse andererseits getrennt sind. Der Steuerstrom, durch welchen der Hochfrequenzwiderstand der PIN-Dioden DX und D2 verändert wird, wird über die Leitung 25a über einen Widerstand R 6 und einer Drossel R 3 an der Verbindungsleitung zwischen den beiden PIN-Dioden D1 und D 2 zugeführt, teilt sich hier in zwei gleichgroße Ämeiie auf, die einerseits über die PiN-Diode D ι, die Drossel Dr 2, den Widerstand R 7 und andererseits die PIN-Diode D2 und den Widerstand R 5 zur Leitung 25b zurückfließen, von wo aus sie über eine der Stabilisierung dienenden Zenerdiode D 5 mit einem Gleichstromanschluß von z. B. + 28 V verbunden sind. Die Zenerdiode D 5 bildet zusammen mit einem Widerstand R 17 einen Spannungsteiler, so daß am Anschlußpunkt der Leitung 256 eine konstante Bezugsspannung von z. B. +22 V herrscht. Ein Blockkondensator C6 sowie ein Blockkondensator C4 im Bereich der Leitung 25a leiten jeweils noch verbleibende hochfrequente Signalanteile nach Masse ab.

Der untere Teil der Schaltung von F i g. 2 zeigt den Differenzverstärker 23 sowie den Temperaturfühler 25 nach Fi g. 1, wobei als Temperaturfühler ein Heißleiter HL verwendet ist, dem eine Zenerdiode DA parallelgeschaltet ist. Über einen Spannungsteiler RS und R 9 wird die Betriebsgleichspannung von z. B. + 28 V so aufgeteilt, daß an der Anschlußsteile zwischen den beiden Widerständen eine bestimmte, durch die Zenerdiode DA stabilisierte Spannung vorhanden ist Damit liegt auch am Abgriff des Widerstandes R 8 und somit an der Basis des Transistors TS1 eine bestimmte Spannung, die innerhalb eines bestimmten Temperaturbereiches unabhängig von der Temperatur konstant bleibt Bei Erhöhung der Temperatur über einen bestimmten Wert wird der Heißleiter HL zunehmend mehr leitend und entzieht der Zenerdiode DA zunehmend mehr Strom. Die Dimensionierung ist so, daß ab einer vorgegebenen Temperatur die Zenerdiode ^r> DA praktisch unwirksam wird. Dann hängt die Spannung an der Basis des Transistors 751 praktisch nur noch von der Temperatur des Heißleiters HL ab; es liegt somit dann eine veränderliche Bezugsgröße vor. Die Transistoren 751 und 752, deren Emitter über die

in Widerstände R\X und R 12 zusammengeschaltet und über den gemeinsamen Widerstand R 10 nach Masse geführt sind, bilden eine Vergleichsschaltung hinsichtlich der an ihren Basisanschliisscn vorhandenen Spannungen. Die Spannung UT an der Basis des

n Transistors 751 ist fest bzw. über einer bestimmten Temperatur abhängig von der Temperatur des Heißleiters HL Die Spannung UM an der Basis des Transistors 752 dagegen hängt davon ab, ob eine der Meßgrößen bei den einzelnen Meßschaltiingen der Fig. I den zulässigen Wert überschritten hat. Ist dies der Fall, so tritt an der Basis-Emitterstrecke des Transistors 753 eine Spannung auf, welche diesen mehr leitend macht, und dadurch die Basis des Transistors Γ54 ansteuert. Zur Einstellung der Vorspannung an der Basis des

r> Transistors 753 sowie am Kollektor des Transistors 752 ist der Widerstand R XA vorgesehen, während der Widerstand R13 die Spannung am Kollektor des Transistors 751 und am Emitter des Transistors Γ53 einstellt Das verstärkte Differenzsignal gelangt vom

jo Kollektor des Transistors Γ54 zu der Leitung 25a und liefert einen der Basisspannung an diesem Transistor proportionalen Strom, wodurch an den PIN-Dioden D 1 und D 2 eine dem Strom proportionale Dämpfung des Hochfrequenzsignals erzielt wird. Der Kollektorwider-

« stand des Transistors Γ54 ist mit R16 und der Emitterwiderstand dieses Transistors mit R.X5 bezeichnet

In Fig. 3 ist die Eingangspegel-Überwachungsschaltung 5 nach F i g. 1 im einzelnen dargestellt. Der

•»ο Anschluß an die das Hochfrequenzsignal führende Leitung ist über einen Widerstand R18 und einen Kondensator Ce vorgenommen, weiche cmc Furnüc!- schaltung bilden. Im Querzweig liegt ein Widerstand R19, während im Längszweig ein Kondensator C9

■ti vorgesehen ist Die Widerstände R 20 und R 21 bilden einen Spannungsteiler, welcher einen entsprechenden Anteil der Betriebsspannung von +28V an die Basis eines Transistors Γ55 anlegt, dessen Emitterwiderstand mit R22 bezeichnet ist. Eine Gleichrichterschaltung.

so bestehend aus den Halbleiterdioden WDl und HD2 erzeugt eine dem Hochfrequenzsignal an der Eingangsklemme proportionale, gleichgerichtete Ausgangsspannung, welche durch den Kondensator ClO geglättet wird. Über ein Potentiometer R 23 läßt sich ein entsprechender Teil des gleichgerichteten Hochfrequenzsignals abzweigen, welcher über die Leitung 26 dem Gleichrichter 5D zugeführt wird. Der als Emitterfolger 755 betriebene Transistor ermöglicht es, Verzerrungen der Ausgangsspannung durch die Gleichrichter HD 1 und HD 2 zu vermeiden und bilden somit eine Trennstuf e.

Die Überwachung des hochfrequenten Emitterstromes bei den einzelnen Verstärkerstufen der Endstufe erfolgt mit einer Schaltung nach F i g. 4, welche aus zwei im Gegentakt angesteuerten Transistoren 756 und 757 besteht Zur Erzeugung der der Basis dieser Transistoren im Gegentakt zuzuführenden Steuerspannungen ist die Sekundärwicklung eines Übertragers 28

vorgesehen, dessen Primärwicklung mit 29 bezeichnet ist. Das eine Ende dieser Primärwicklung ist z. B., wenn die dargestellte Verstärkerstufe dem Verstärkerelement 11 nach Fig. I entsprechen soll, mit dem Ausgang des Übertragers 9 verbunden. Die Emitterwiderstände der beiden Transistoren Γ56 und TS7 sind mit Λ 25 und /?26 bezeichnet, während an die Kollektoren die Primässeite 30 eines Übertragers angeschlossen ist, dessen Sekundärseite 31 für das gewählte Beispiel mit dem Übertrager 15 nach F i g. 1 in Verbindung steht. Die an den Emitterwiderständen Λ 26 und R 23 auftretende Hochfrequenzspannung wird über Gleichrichter HD 3 und HD4 abgenommen und Glättungskondensatoren C12 und C13 zugeführt. Über Potentiometer R27 und /?28 kann ein entsprechender Anteil der so gleichgerichteten Hochfrequenzspannung abgenommen werden und über die Leitung 32 zu der Halbleiterdiode 22D nach F i g. 1 geführt werden.

Anstelle eines einstellbaren Dämpfungsgliedes 3 der F i g. 1 kann auch ein in seiner Verstärkung veränderbarer Verstärker verwendet werden. Die Auslegung kann dabei z. B. so vorgenommen werden, daß durch Vergrößerung der Gegenkopplung die Verstärkung geringer gemacht und dadurch die thermische Belastung verringert wird.

Die Meßschaltung 19 der F i g. 1 umfaßt z. B. einen Richtungskoppler, welcher die reflektierten Spannungsanteile mißt sowie eine Gleichrichterschaltung mit einem Glättungskondensator und einen Potentiometer. Am Widerstand 20 der F i g. 1 ist bei völliger Symmetrie keine Spannung vorhanden. Eine etwaige Unsymmetrie wird in der Meßschaltung 21 gleichgerichtet, geglättet und über ein Potentiometer abgenommen. Wesentlich ist, daß alle Meßschaltungen den gleichen Grenzwert von ?.. B. 2 V als Toleranzgrenze haben.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Beeinflussung des Amplituden' Verlaufes eines Signals einer elektrischen Schaltungsanordnung mittels eines Dämpfungsreglers, welcher in Abhängigkeit von verschiedenen Steuerkriterien einstellbar ist und dem Schutz einer Hochfrequenz-Transistor-Endstufe gegen Überlastung dient, dadurch gekennzeichnet, daß mittels Meßschaltungen (19, 21, 22a bis 22d, 5) die iu Werte des Reflexionsfaktors (19), der Unsymmetrie der Gegentakt-Endstufe, der Transistorströme (22a ... 22cJt der Gegentakt-Endstufe (11 bis 14) und der Ansteuerung (5) der Treiberstufe (7) festgestellt und alle auf einen gleichen Wert, der dem Normalbetrieb entspricht, gebracht werden, daß alle Meßgrößen einer Vergleichsschaltung (23) zugeführt werden, deren bei Überschreitung des durch eine Bezugsgrö-Be festgelegten Normalwertes einer Meßgröße auftretende Aüigangsspannung den Dämpfungsregler (3) derart steuert, daß die Ansteuerung der Gegentakt-Endstufe auf kleinere Werte sinkt

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mittels eines der Temperatur der Schaltungsanordnung an einer Stelle der Endstufe feststellenden Temperaturfühlers (25) eine Größe erzeugt ist, welche unterhalb eines kritischen Temperaturwertes unabhängig von der tatsächlichen Temperatur die Bezugsgröße unverändert läßt, jedoch oberhalb des kritischen Temperaturwertes jo die Bezugsgrößc in einer der Temperatur proportionalen Weise herabsetzt

3. Elektrisch«: Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Dämpfungsregler aus zwei J"> gegeneinander geschalteten PIN-Dioden (D 1, D 2) besteht

4. Elektrische Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der Dämpfungsregler ein ■"> Verstärker ist dessen Verstärkung veränderbar ist

5. Elektrische Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Meßschaltungen (22a,) die bei Verstärkerelementen der Leistungsstufe auf der 4¹S Ausgangsseite auftretenden Hochfrequenzströme überwacht.

6. Elektrische Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet daß der Temperaturfühler (25) bei w denjenigen Schaltungselementen angeordnet ist, die thermisch am meisten gefährdet sind und mit diesen in einem guten Wärmekontakt steht

7. Elektrische Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Tempe- ^r>"> ratuifühler (25) bei einer Leistungsverstärkerstufe im Bereich der Endstufe angeordnet ist

8. Elektrische Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Temperaturfühler bei der Treiberstufe angeordnet ist.

9. Elektrische Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet daß zur Unterdrückung zu hoher Eingangspegel, welche mit dem Regler (3) nicht mehr ausreichend zu verringern sind, diesem 6^r> ein Begrenzer (2) vorgeschaltet ist.

Verfahren zur Beeinflussung des Amplitudenverlaufes eines Signals einer elektrischen Schaltungsanordnung mittels eines Dämpfungsreglers, welcher in Abhängigkeit von verschiedenen Steuerkriterien einstellbar ist und dem Schutz einer Hochfrequenz-Transistor-Endstufe gegen Überlastung dient

Aus der deutschen Patentschrift U 21 657 ist eine Schaltungsanordnung zur Störimpulsbegrenzung bekannt, bei der eine Dämpfung der Signale durch iwei gegenläufig gepolte Dioden vorgenommen werden kann, welche durch eine Steuerspannung beeinflußbar sind. Diese Steuerspannung kann sowohl durch eine der Größe der Störimpulse proportionale erste Steuerspannung als auch durch eine weitere der Größe des Ranschanteils proportionale zweite Steuerspannung verändert werden, wobei beide Steuerspannungen dem als Stellglied dienenden Dämpfungsvierpol zugeführt werden.

In vielen Fällen tritt bei mit Transistoren arbeitenden Leistungsstufen die Gefahr auf, daß sich eine Überlastung der Verstärkerelemente ergeben kann. Für derartige Überlastungen kommen als Ursache in Frage: zu große Signalpegel, ungleichmäßige Verteilung der Belastung auf verschiedene Verstärkerelemente, Fehlanpassung und dadurch hervorgerufene stehende Wellen sowie Unsymmetrien bei mehreren parallel geschalteten Verstärker-ilementen.

Durch die Literaturstelle NTZ1961, Seiten 605 bis 608 sind bei niedrigen Frequenzen eingesetzte Verstärker bekannt, bei denen die Endstufentransistoren mit einer Schutzschaltung gegen zu hohen Speisestrom und gegen Überlastungen durch ausgangsseitige Kurzschlüsse versehen sind.

Für viele Anwendungsfälle ist dieser Schutz jedoch nicht ausreichend, da bei mit Transistoren arbeitenden Leistungsstufen die Gefahr der Zerstörung der Verstärkerelemente bei Überlastung nicht nur auf die Endstufentransistoren beschränkt ist Neben zu großen Signalpegeln kommen für derartige Überlastungen als Ursache auch ungleichmäßige Verteilung der Belastung auf verschiedene Verstärkerelementc, Fehlanpassung und dadurch hervorgerufene stehende Wellen sowie Unsymmetrien bei mehreren parallel geschalteten Verstärkerelementen in Frage.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, bei welcher eine Überlastung gefährdeter Bauelemente innerhalb einer Transistor-Leistungsstufe möglichst weitgehend vermieden ist

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst daß mittels Meßschaltungen die Werte des Reflexionsfaktors, der Unsymmetrie der Gegenkontakt-Endstufe, der Transistorströme der Gegentakt-Endstufe und der Ansteuerung der Treiberstufe festgestellt und alle auf einen gleichen Wert der dem Normalbetrieb entspricht, gebracht werden, daß alle Meßgrößen einer Vergleichsschaltung zugeführt werden, deiren bei Überschreitung des durch eine Bezugsgröße festgelegten Normalwertes einer Meßgröße auftretende Ausgangsspannung den Dämpfungsregler derart steuert, daß die Ansteuerung der Gegentakt-Endstufe auf kleinere Werte sinkt.

Die so aufgebaute Überwachungsschaltung ermöglicht es in einfacher Weise, rechtzeitig eine Gefährdung irgend welcher Bauteile der Schaltung zu erkennen und dabei durch die Betätigung des Stellgliedes für Abhilfe zu sorgen.

Die Erfindung sowie Weiterbildungen der Erfindung