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Schaltungsanordnung zur langsamen Auf- und schnellen Entladung eines
Kondensators, insbesondere als Verzögerungsschaltung für den Datenaustausch zwischen
Einheiten einer Datenverarbeitungsanlage Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
zur Aufladung und Entladung eines Kondensators mit einem extrem hohen Verhältnis
von Aufladezeit zu Entlade zeit (t'1'04), wobei der gondensator über eine geschaltete
Stromquelle aufgeladen und über einen Schalter entladen wird, insbesondere als Verzögerungsscnaltung
für den Datenaustausch zwischen Einheiten einer Datenverarbeitungsanlage.
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In Digitalschaltungen werden häufig Zeitglieder benötigt, die Signale
verzögern oder verlängern, die Durchlaufzeiten kompensieren oder Taktverschiebungen
durchführen. Zur Verwirklichung dieser Aufgaben werden meist RC-Glieder verwendet,
deren Eondensatoren
über einen Widerstand nach einer Exponentialfunktion,
über eine Stromquelle linear oder auch über eine schaltbare Stromquelle stufenweise
aufgeladen werden.
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Werden Zeitglieder für lange Zeiten benötigt, so sind Kondensatoren
sehr großer Kapazität notwendig, da die Ladeströme für den Kondensator sehr viel
größer sein müssen als die unvermeidlichen Sperrströme etwa parallel zum Kondensator
liegender aktiver elektronischer Bauelemente. Diese müssen andererseits mit dem
Ladestrom sicher schaltbar sein. Bei derartigen auf der Aufladung eines Kondensators
basierenden Zeitgliedern ist bei solchen mit langer Speicherzeit die Entlade zeit
(;Räckstellzeit) von der großen Ladekapazität und dem maximal zulssigen Entladestrom
bestimmt. Diese Kriterien bestimmen das Verhältn n Auflade- zu Entladozeit.
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Dio Aufgabe dar Ereindung ist es, eine Schaltungsanordnung anzugeben,
die bei kurzen Entlade zeiten des Kondensators eine sehr große Aufladezeit erlaubt,
wobei die Kapazität des Kondensators bei einer Aufladezeit von etwa 100 Sekunden
nur etwa 1 pF beträgt. Mit der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung l-ßt sich
ein Verhältnis von Auflade- zu Entladezeit von etwa 106:1 erreichen. Der Kondensator
soll dabei jederzeit, also auch vor Ablauf der Aufladezeit entladen werden können,
wobei nach jedem Entladevorgang wieder die ganze Aufladezeit wirksam werden soll.
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Die Erfindung besteht darin, daß ein Taktgeber vorgesehen ist, der
Steuerimpulse an ein Schaltelement abgibt, das die Konstantstromciuelle bei Anliegen
eines Steuerimpulses mit der zweiten Kondensatorbelegung verbindet und dessen stufenweise
und im zeitlichen Mittel lineare Aufladung bis zum Erreichen des Bezugspotentials
bewirkt, daß ein kathodenseitig gesteuerter Thyristor vorgesehen ist, dessen Anode
über einen Entladewiderstand mit der zweiten Kondensatorbelegung und dessen Kathode
mit dem Bezugspotential verbunden sind, und der im leitenden Zustand den Kondensator
entlädt, und daß ein Steuereingang vorgesehen ist, der Zündimpulse fur den Thyristor
empfängt, die in Abhängigkeit von der Impulsfolgefrequenz und der Impulslänge der
Steuerimpulse den Schaltzeitpunkt eines in an sich bekannter Weise mit der zweiten
Kondensatorbelegung verbundenen Komparators bestimmen.
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Die Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen, die Einzelheiten
aus der Beschreibung und den Zeichnungen.
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Figur 1 zeigt das Prinzipschaltbild der Schaltungsanordnung gemäß
der Erfindung, Figur 2 zeigt die Schaltungsanordnung in ihren Einzelelementen mit
einem digital umschaltbaren Taktgeber, Figur 3 zeigt den im Taktgeber verwendeten
vollintegrierten TTEInverter-Schaltkreis der Type SN 4934 im Detail, Figur 4 zeigt
die iufladekurve des Kondensators.
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In Fig.1 ist das Prinzipschaltbild der Schaltungsanordnung zum Auf-
und Entladen des Kondensators 1 dargestellt. Eine Konstantstromquelle 2 wird von
einem Taktgeber 5 angesteuert, der die Taktimpulse eines Taktgenerators in spezielle
Steuerimpulse für ein der Konstantstromquelle 1 nachgeschaltetes Schaltelement 6
umwandelt. Dieses steuert direkt die Aufladung des Kondensators 1. Ist das Schaltelement
6 geöffnet, so wird dem Kondensator 1, der mit seiner ersten Belegung an einem negativen
Bezugspotential liegt, keine Ladung zugeführt; ist es geschlossen, so fließt ein
konstanter Ladestrom und lädt den Kondensator auf. Der Taktgenerator1 im einfachsten
Fall die 50 Hz Netzfrequenz, habe eine im Verhältnis zur Dauer der Steuerimpulse
große Periodendauer. Solange nun das Schaltelement 6 geschlossen ist1 wird dem Kondensator
1 Ladung zugeführt, wobei der Ladestrom von der Konstantstromquelle 2 bestimmt ist.
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Wird das Schaltelement 6 nach der Impulslänge des Steuerimpulses geöffnet,
so bleibt die Kondensatorspann ung konstant. Bei einer erneuten Schaltelementbetätigung
wird der Kondensator 1 wieder um einen bestimmten Betrag aufgeladen und bleibt nach
dem Offnen des Schaltelements 6 auf dieser erhöhten Spannung.
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Die zwischen zwei Ladevorgängen liegende Zeitspanne entspricht der
Folgefrequenz zweier Taktimpulse des Taktgenerators bzw.
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des Taktgebers 5. Die Aufladekurve des Kondensators 1 ist in Fig.4
dargestellt, wobei der oben beschriebene Sachverhalt der gestrichelten Kurve entspricht.
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Soll der Kondensator 1 wieder entladen werden, so wird über einen
Zündimpuls an einem Steuereingang 9 der anodenseitig mit der zweiten Kondensatorbelegung
verbundene Thyristor 7 gezündet. Dieser liegt kathodenseitig am negativen Bezugspotential
-U. Der Zündimpuls steuert den Thyristor 7 kathodenseitig leitend und ermöglicht
es, dem Kondensator 1, sich über einen zwischen Thyristoranode und Kondensator 1
liegenden Entladewiderstand 8 schnell zu entladen. Die Entladezeit ist durch den
Kapazitätswert des Kondensators 1 und den ohmschen Widerstand des Entlade-Widerstands
8 bestimmt. Der einmal gezündete Thyristor 7 bleibt solange leitend, wie der Entladestrom
des Kondensators größer ist als der Haltestrom des Thyristors. Dieser speichert
also gewissemaßen den Entladebefehl bis zur nahezu vollständigen Entladung des Kondensators
ein.
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Ist der Kondensator 1 nun entladen, so wird er sofort in Abahängigkeit
von der Folgefrequenz und der Länge der Steuerimpulse wieder aufgeladen. Nach der
durch diese bestimmten Aufladezeit steht sodann am Ausgang 4 eines Komparators 3
ein Nutzsignal an.
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Dieser Komparator erhält an seinem einen Eingang die Ladespannung
des Kondensators 1, während der zweite Eingang mit einem Referenzpotential, insbesondere
Masse, verbunden ist. Bei Gleichheit von Ladespannung und Referenzspannung steht
nun am Ausgang 4 des Komparators 3 das Nutzsignal an.
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Zum sicheren Durchschalten des Komparators 3 sind steile Schaltflanken
nötig. Dies gilt besonders, wenn die zum Kondensator 1 fließenden Konstantströme
klein sind. Aus diesem Grunde ist zwischen dem Ausgang der Konstantstromquelle 2
und der zweiten Kondensatorbelegung ein Widerstand 10 eingefügt, an dem bei jedem
Steuerimpuls ein Spannungsimpuls konstanter Höhe entsteht. Dieser addiert sich jeweils
bei geschlossenem Schaltelement 6 auf die in Fig.4 gestrichelt dargestellte Aufladekurve
des Kondensators 1 auf und erzeugt steile Schaltflanken am Eingang des Komparators
3. Damit ist ein sicheres Schaltkriterium für den Komparator 3 gegeben.
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Die detaillierte Schaltungsanordnung ist in Fig.2 dargestellt und
besteht, da sie im Rahmen einer TTL-Digitalschaltung arbeitet, teilweise aus TTL-Inverter-Schaltkreisen,
vorzugsweise des Typs SN 4934.
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Dieser Inverter-Schaltkreis ist im Detail in Fig.3 dargestellt und
besteht im wesentlichen aus einem basisseitig angesteuerten Transistor, aus zwei
diesem in Emitterschaltung nachgeschalteten Transistoren, von denen einer am Kollektor
das negierte Ausgangssignal abgibt, und aus einer Serienschaltung zweier Widerstände,
die zwischen Betriebsspannung und Eingang des Inverter-Schaltkreises liegen.
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Der Taktgeber 5 ist im einfachsten Fall eine monostabile Kippstufe,
deren Speicherzeit die Länge der Steuerimpulse bestimmt.
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Die Taktimpulse des Taktgenerators haben eine konstante Folgefrequenz
und schalten somit die monostabile Kippstufe in periodischen Zeitabständen in den
astabilen Zustand, dessen Zeitdauer die Speicherzeit ist. Damit ergibt sich die
stufenweise im zeitlichen Mittel lineare Aufladung des Kondensators.
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Im speziellen Anwendungsfall soll die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators
für zwei verschiedene Werte umstellbar sein.
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Der Taktgeber 5 besteht daher aus einem in der Patentanmeldung P 20
56 842.7 Voll 19. 11. 1970 gemäß Fig.5 beschriebenen Zeitglied.
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Dieses besteht aus zwei parallel geschalteten aus TTL-Inverter-Schaltkreisen
aufgebauten monostabilen Kippstufen. Die Kippstufe mit der längeren Speicherzeit,
die im dargestellten Beispiel aus einem Eingangsinverter 11 einem beiden Kippstufen
gemeinsamen Ausgangsinverter 15 und einem Rückkopplungskondensator 13 besteht, ist
über einen Kopplungswiderstand 16, der über einen Ruckladewiderstand an einer positiven
Potentialquelle liegt, mit dem Ausgang eines lnverter-Schaltkreises 17 verbunden,
dessen Eingang die vom Taktgenerator erzeugten Taktimpulse (Triggerimpulse) empfängt.
Die zweite, au8 einem Eingangsinverter 12, dem Ausgangsinverter 15 und einen Rückkopplungskondensator
14 bestehende monostabile Kippstufe ist direkt mit dem Ausgang eines Inverter-Schaltkreises
18 verknüpft, dessen Eingang von einer digitalen Steuerquelle angesteuert wird.
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Gibt die digitale Steuerquelle ein der binären Größe t'0' entsprechendes
Signal ab, so wird am Ausgang des gemeinsamen Ausgangsinverters 15 bzw. eines den
monostabilen Kippstufen gemeinsamen Ausgangswiderstands die kürzere Speicherzeit
wirksam.
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Beim Anliegen eines der binären Größe "1" entsprechenden Signals wird
die längere Speicherzeit wirksam. Durch diese digitale Auswahl der Speicherzeit
und entsprechend auch der Schaltzeit für die Konstantstromquelle 2 kann der Kondensator
1 mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten aufgeladen werden, womit am Ausgang 4
des Komparators 3 die Folgefrequenz der Nutzsignale eine Funktion der Speicherzeiten
der monostabilen Kippstufe ist. Mit der in Fig.2 gezeigten Schaltungsanordnung können
Speicherzeiten von etwa 3 Sekunden und etwa 100 Sekunden ausgewählt werden.
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Der den monostabilen Kippatufen gemeinsame Ausgangswiderstand ist
als Spannungsteiler aus zwei gegen die positive Potentialquelle liegenden Widerständen
19 und 20 ausgebildet. Die Steuerimpulse für das Schaltelement 6 werden am Mittelpunkt
des Spannungsteilers abgegriffen. Das Schaltelement 6 ist ein pnp-25 Transistod,
der basisseitig vom Taktgeber 2 angesteuert wird und emitterseitig mit den die Konstantstromquelle
2 bildenden 26 Widerstand/verbunden ist. Der gollektoführt einerseits über den Widerstand
10 auf den Kondensator 1 und gibt andererseits, wenn die Kondensatorspannung das
Bezugspotential -U erreicht hat, einen Steuerstrom für den Komparator 3 ab.
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Ist eine der monostabilen Kippstufen, die den Taktgeber 5 bilden,
wirksam, so liegt die Basis des pnp-Transistors 25 entsprechend der Konfiguration
der TTL-Inverter-Schaltkreise auf Masse, wodurch der Transistor leitend wird bzw.
das Schaltelement geschlossen ist. Dem Kondensator 1 wird nun solange Ladung zugeführt
wie der astabile Zustand der wirksamen monostabilen Kippstufe anhält. Nach derenSpeicherzeit
wird der pnp-Transistor 25 wieder gesperrt und der Kondensator 1 behält seine Spannung
bei, solange kein neuer Triggerimpuls ein Ausgangssignal des Taktgebers 5 bewirkt.
Bei Erreichen der dem negativen Bezugspotential -U entsprechenden Ladespannung gibt
der Komparator 3 sein Nutzsignal ab.
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Der Komparator 3 besteht in bekannter Weise aus einem in Emitterschaltung
geschalteten npn-Transistor 27. Sein Kollektor ist mit dem Eingang eines weiteren
Inverter-Schaltkreises 28 der eingangs beschriebenen Art verbunden, dessen Ausgang
über einen Ausgangswiderstand 29 mit der positiven Potential quelle 30 verbunden
ist und über einen Rückkopplungskondensator/auf die Basis des npn-Transistors 27
mitgekoppelt ist. Das Ausgangssignal des Inverter-Schaltkreises 28 ist zugleich
das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, also der entsprechend
der Aufladezeit des Kondensators 1 verzögerte am Steuereingang 9 aufgeprägte Zündimpuls.
Ein Nutzsignal erscheint dann am Ausgang 4 des Komparators 3, wenn die Kondensatorspannung
dem negativen Bezugspotential -U gleich ist und ein am Widerstand 10 auftretender
Spannungsimpuls den Komparator 3
sicher durchschaltet. Würde man
die Schaltung sich selbst überlassen, so erschiene am Ausgang 4 nunmehr ein Gleichspannungssignal,
da bei jedem Durchschalten des pnp-Transistors 25 der gesamte Ladestrom in den Komparator
fließt.
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Um also wieder eine volle Aufladezeit des Kondensators 1 wirksam werden
zu lassen, wird dieser entladen. Hierzu wird dem über den Entladewiderstand 8 mit
der zweiten Kondensatorbelegung anodenseitig verbundenen Thyristor 7 ein Zündimpuls
zugeführt. Der Thyristor 7 liegt kathodenseitig auf dem negativen Bezugspotential
-U und erhält seinen Zündimpuls über ein RC-Glied, das als Pegelwandler den Zündimpuls
der Thyristorkathode überträgt. Das RC-Glied besteht aus einem Längskondensator
21 und einem gegen das negative Bezugspotential -U liegenden Querwiderstand 22.
Der Zündimpuls selbst wird einem Inverter-Schaltkreis 31 der eingangs beschriebenen
Art zugeführt, dessen Ausgang mit dem Längskondensator 21 verbunden ist.
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Der Thyristor 7 kann jedoch auch mit dem Ausgangssignal der Schaltungsanordnung
selbst gezündet werden. Hierzu ist eine in Fig.2 gestrichelt gezeichnete Verbindung
zwischen dem Ausgang 4 und der freien Belegung des Längskondensators 21 des RC-Gliedes
notwendig. Damit ergibt sich eine Anwendung der Schaltungsanordnung als monostabile
Kippstufe mit sehr hohem Tastverhältnis.
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Dieses ist bestimmt als Verhältnis der Folgefrequenzen der Taktimpulse
zu den Ausgangsimpulsen am Komparator. Die so gebildet monostabile Kippstufe wirkt
also als Frequenzteiler.
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Um die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung temperaturunabhängig
zu gestalten, werden sowohl der Thyristor 7 als auch der Komparator 3 über Dioden
23 bzw. 24 entkoppelt. Diese Maßnahme ist notwendig, da die Sperrströme des Komparators
3 und des Thyristors 7 leicht in unzulässige Größenordnungen kommen und zudem sehr
temperaturabhängig sind. Die Dioden 23, 24 haben aus technologischen Gründen einen
um viele Größenordnungen kleineren Sperrstrom, wodurch die Kondensatoraufladung
unbeeinflußt von äußeren Schaltelementen alleine durch die Konstantstromquelle 2
erfolgt. Die den Komparator 3 entkoppelnde Diode 24 ist nicht vorgespannt. Während
des Aufladevorgangs des Kondensators 1 ist diese Diode 24 jedoch infolge des rela-Sperr
tivkleinen Baisis-EmitterLwiderstands des npn-Transistors 27 gesperrt. Erst wenn
die Kondensatorspannung dem negativen Bezugspotential -U gleich ist, wird die Diode
24 leitend und läßt Basisstrom für den npn-Transistor 27 fließen. Die den Thyristor
7 entkoppelnde Diode 23 ist über einen Widerstand gegen die positive Potentialquelle
+UB vorgespannt.
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Es wurde eine Schaltungsanordnung beschrieben, die auch für lange
Zeiten nur relativ kleine Ladekapazitäten erfordert.
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Die Anordnung bietet die Uöglichkeit, den Kondensator Jederzeit, also
auch vor Ablauf des Aufladevorgangs, über einen externen Zündimpuls zu entladen,
wobei Jeweils wieder die gesamte Aufladezeit wirksam wird. Die Speicherzeit der
Verzögerungsschaltung kann sehr einfach durch die Dauer der Schaltimpulse bzw.
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die Folgefrequenz der Taktimpulse im weitesten Bereich variiert werden.
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Eine spezielle Anwendung der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung
sei noch beschrieben und soll insbesondere die Vorteile des digital umschaltbaren
Taktgebens und der Eondensatorentladung über den Thyristor klar machen. Sind z.B.
mehrere über Telefonleitung Dateneingabegeräte einer Datenverarbeitungsanlage/mit
einem zentralen Rechner gekoppelt, so versucht jedes Dateneingabegerät seine Daten
dem Rechner zu übermitteln. Der Sendezyklus, also die Zeitspanne innerhalb der ein
Eingabegerät seine Daten dem Rechner übermitteln kann, sei #t1 und soll der kürzeren
Speicherzeit des Taktgebers entsprechen. Nach dieser Zeitspanne #t1 teilt nun der
Rechner dem Eingabegerät mit, ob er die Daten entgegengenommen hat oder nicht. Ist
der Rechner durch die übrigen Eingabegeräte so überlastet, daß er die Daten des
einen Eingabegerätes nicht aufneiimen kann, so gibt er ein Signal ab, das einerseits
als Ziindimpuls den Thyristor zündet und damit den Kondensator entlädt, andererseits
die digitale Steuerquelle für den Taktgeber umstellt, im speziellen Fall nun auf
die längere Speicherzeit. Der Kondensator wird nun mit den der längeren Speicherzeit
entsprechenden Steuerimpulsen in einer Wartezeit #t2 aufgeladen und gibt über den
Komparator ein Nutzsignal ab, das wiederum den Thyristor zündet, andererseits nun
die digitale Steuerquelle wieder auf das der kürzeren Speicherzeit entsprechende
Binärsignal "O" umstellt.
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Das Eingabegerät versucht nun erneut, seine Daten an den Rechner abzugeben.
Diese Folge von Zykluszeit #t1 und Wartezeit #t2 wird durch geführt, bis der Dialog
zwischen Rechner und Eingabegerät zustande kommt. Andererseits kann jedoch während
der
Wartezeit ht2 auch der Rechner für den Fall, daß er merkt,
er könnte doch noch Daten entgegennehmen, jederzeit über einen Zündimpuls den Kondensator
entladen und die digitale Steuerquelle auf das der Zykluszeit #t1 entsprechende
Binärsignal umschalten.