DE2057531B2 - Schaltungsanordnung zur stoeraustastung bei einem informationssignal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur .Störaustastung bei einem Informationssignal, bei welchem den in einem vorgebbaren Amplitudenbereich liegenden Ntit/signulkoniponcntcn diesen Bereich übersteigende Störsignalkomponenten überlagert sein könneu, wobei eine Schwellenwerlstufe vorhanden ist, welche auf die Siön.ignalkoinponemen anspricht und zu den Störsignalkomponenten komplementäre Kompensationssignale erzeugt, welche dem Informationssignal überlagert werden.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der US-Patentschrift 3^ 24 021 bekannt. Diese bekannte Schaltungsanordnung weist jedoch den wesentlichen Nachteil auf, daß im Bereich der Vorderflanke eines Kauschimpulses noch gewisse Keststörungen übrig bleiben, die nicht vollständig kompensiert werden, da die Einrichtung /iir Störaustastung zwangsläufig eine besteimmte Ansprechzeit aufweist, bis sie voll wirksam wird. Somit werden die in der Anlaufpha.se zur Störaustastung auftretenden Inipulsanteile nicht vollständig kompensiert und wirken sich somit noch störend aus. Außerdem ist bei dieser bekannten Einrichtung nicht gewährleistet, daß solche Komponenten eines Störsignals oder Kauschsignals ohne störende Auswirkung bleiben, welche einen Pegel haben, der unter dem normalerweise für das Ansprechen der Einrichtung zur Störaustastung verwendeten Kauschschwellenwerl liegt. Es kann nämlich der Fall eintreten, daß bei einem Störsignul, welches leicht unter dem Schwellenwert für das Ansprechen der Störaustastung liegt, die Schaltung praktisch einrastet, d. h., daß der gesamte Betrieb der Schaltung auf diese Weise unterbrochen wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Störaustastung der eingangs näher genannten Art zu schaffen, durch welche eine besonders exakte Austastung eines Störsignals gewährleistet isi.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß eine Verzögerungsstufe vorgesehen ist, in welcher das Inforniationssignal gegenüber den Kompensations-Signalen vor der Überlagerung verzögert wird, und daß die Dauer der Störaustastung durch die Entladung eines die Schwellenwertstufe bildenden Ladungsspeichers steuerbar ist, der auf ein vorgebbares Schwellenpotential aufladbar ist.

Vorteilhafte Weiterbildungen und bevorzugte Ausführungsformen des Erfindungsgegenstandes ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Gemäß der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, daß auch bei .Störimpulsen mit außerordentlieh steiler Anstiegsflanke und darüber hinaus auch bei beliebigen Störsignalen praktisch eine vollständige und einwandfreie Störaustastung gewährleistet ist. Gemäß der Erfindung werden nämlich auch die zeitlich

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friihesien Anteile im Bereich der Ansiicgsflankc eines Störimpulses bereits wirksam unterdrückt. Gemäß der Erfindung wird nämlich das Informationssignal in he/ug auf das zur Kompensation von Störsignalen erzeugte Kompensalionssignal so lange verzog .Tt, bis die Zuordnung /wischen dem Informationssignal und dem Kompensalionssignal derart gewählt ist, daß auch die zeitlich friihesien Anieile eines .Störimpulses mil Sicherheit etwas später auftreten als die Vurderllanke eines entsprechenden Kompensaiionsimpulses.

Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann jedoch nicht nur der Beginn eines Kompensationssignals in gewünschter Weise gesteuert werden, sondern es kann auch die Dauer des Kompensalionssignals in optimaler Weise gewählt werden, so daß ein Einrasten der Korrekturschaltung auf einen .Signalpegel verhindert wird, welcher die gesamte .Schaltungsanordnung in ihrer Funktion stören würde. Indem nämlich durch die Entladungszeit des l.adungsspeichers eine maximale Zeit für die Auslastung vorgegeben werden kann, ist sichergesielll, düli nach dein Verstreichen dieser Zeil die Schaltungsanordnung zur Störaustastung zunächst einmal wieder abgeschaltet wird.

Ein Ausführungsbeispiel gemäß tier Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Kernsehempfängers mit dem erfindungsgemäßen Kauschgatter,

Fig. 2 ein detailliertes Schaltbild des Rauschgatlers mit der Rauschinversionsstufe gemäß der Erfindung.

Der in Fig. I dargestellte Fernsehempfänger besitzt eine Antenne 10, von der aus die ankommenden Signale einer HF-Verstärker- und Frequenzumsetzeistufe 14 zugeführt werden. In dieser Stufe werden die Signale verstärkt und auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt. Diese ZF-Signale werden dann in einer Reihe von Video-ZF-Verstärkern 16 und 22 weiter verstärkt. Das Ausgangssignal des zweiten Video-ZF-Verstärkers wird in einem Videodetcktor 24 gleichgerichtet, der das zusammengesetzte Videosignal liefert, das mit seinen Helligkeitskomponenten und .Synchronisationskomponenten in einer Video-Verstärkerstufe 26 weiter verstärkt und auch an das auf die Farbsignalkomponenten ansprechende Farbsignal-Verarbeitungssystem 36 angelegt wird.

Die verstärkten Komponenten des Helligkeits- und Synchronisationssignals werden nach der Verstärkung im Videoverstärker 26 in einer Verzögerurgsstufe 28 verzögert und anschließend in einem weiteren Videoverstärker 30 vor dem Anlegen an einen Demodulator 34 weiter verstärkt. Die zusammengesetzten Farbsignalkomponenten werden nach der Verarbeitung in der Stufe 36 ebenfalls an den Demoudlator 34 angelegt, der an den drei mit den verschiedenen Kaihoden der Bildröhre 38 verbundenen Ausgängen das rote, blaue und grüne Farbsignal liefert.

Neben der Helligkeitskomponente des Farbsignals für den Demodulator 34 legt der zweite Videoverstärker 30 auch das zusammengesetzte Videosignal an ein Rauschgatter 39 an, das eine Störaustastung 39a und eine Verzögerungsstufe 39b umfaßt. Dieses Rauschgatter beseitigt die Rauschkomponenten, die die Synchronisationskomponenten im zusammengesetzten Farbsignal übersteigen, so daß rauschfreie Videosignale am Ausgang der Verzögerungssiufe 390 im Rauschgatter 39 zur Verfügung stehen, die einer Trennstufe für die Synchronisationssignale 40 zugeführt werden. Diese Trennslufe liefert die hoiizontalen und vertikalen Komponenten des Synchronisulionssiguals für die horizontale und vertikale Ablenkstufe 42 bzw. 44. Diese Ablenkstufen 42 und 44 erzeugen in den auf dein Hals der Bildröhre 38 angeordneten horizontalen und vertikalen Ablenkspulen 4ft bzw. 48 wirksame horizontale und vertikale Ablenkspaniiung. D.is rauschfreie Videosignal wird auch an eine gciasieic auiom.iiisi.lie Verstärkungsregelung 50 (AVR) angelegt, die vom horizontalen Rücklaufimpiils /ur Erzeugung eines Regelsignals während des getasteten Zeitintervalls augesleuert wird. Das Regelsignal erscheint auf der I.ellung 52 und ändert die Amplitude entsprechend der Spit/enamplilude des Synchronisalionsimpiilses, der während des getasteten Zeilintervalls anliegt. Die Amplitude des Ssiiclironisaiionsinipulses hängt seinerseits wiederum von der Amplitude des von der Antenne IO empfangenen Eingangssignals ab, so daß die auf der i.eilung 52 anliegende .Spannung repräsentativ für die Signalstärke des Eingangssignals ist. Entsprechend dem Aulbau der verwendeten automatischen Verstärkungsregelung 50 wirkt die RcgeJspaJiJHJiigaui der 1 .ellung 52 entweder im Sinne einer Anhebiing der Verstärkung oder einer Verringeiiing der Verstärkung. Diese RegelspaniHing wird einer?» "its an ilen ersten Video-ZF'· Verstärker 16 und andererseii. nach einer Verzögerung in der Ver/ögerungssiufe 54 an die III·'-Verstärker und Frequen/unisetzerstiile 14 angelegt. Damit wird in bekannter Weise in diesen Stufen die gewünschte Verstärkung eingestellt.

In F i g. 2 ist ein detailliertes Schallbild eines Ratischgatlers mit einer Rauschinversionssiufe 59,i und einer Verzögerungsslufe W6 dargestellt, wie sie für den Fernsehempfänger gemäß F i g. 1 Verwendung linden können. Die innerhalb der gestrichelten Linie dargestellten Komponenten können auf einem einzigen integrierten Halbleiterplättchen angeordnet werden, wobei sie Teil einer größeren, auf diesem llalbleilerplältchen vorgesehenen integrierten Schaltung sein können.

An die Eiugangsklcmme 60 wird ein positives Betriebspoiential angelegt, das von einer geeigneten Spannungsquelle im Fernsehempfänger abgeleitet wird. Die vom Videoverstärker 30 gelieferten Eingangssigna-Ie bestehen aus dem zusammengesetzten Videosignal 61 und werden an die Eingangsklemme 63 des Rauschgatters 39 angelegt. Der am meisten negativ verlaufende Teil dieses zusammengesetzten Videosignals ist die Synchronisationskomponente, die um die Spannung Av über Masse liegt. Die im Videosignal enthaltene restliche Information liegt um die Spannung Bv über dem negativsten Wert des Synchronisationssignals. Dieses zusammengesetzte Signal kann unerwünschte Rauschimpulsc oder Rauschspitzen enthalten, die über die negativste Spannung Av des Synchronisationssignals hinaus verlaufen. Derartige Rauschimpulse sind im Videosignal 61 mit 64 bezeichnet.

Das zusammengesetzte Videosignal einschließlich der unerwünschten Rauschimpulsc wird über die Eingangsklemme 63 der Basis eines NPN-Transistors 65 zugeführt, der als Emitterfolger geschaltet ist. Der Emitter dieses Transistors ist über einen geeigneten Widerstand 66 mit Masse verbunden, wogegen der Kollektor des Transistors an der mil dem positiven Spannungspotential verbundenen Fingangsklemme 60 liegt. Die am Emitter des Transistors 65 erscheinenden Signale haben denselben Sigiialverlauf wie das Videosignal 61, jedoch sind sie um den Betrag des

Basis-Emilter-Spannungsabfalls Φ des Transistors 65 nach Hilton verschoben.

Diese am Emitter des Transistors 65 aufholenden Signale werden dann an den Eingang tier Verzögerungsleitung 39/) angelegt, die aus KC-CiModern aufgebaut ist und eine Vielzahl in Serie geschalteter Widerstände 68 aufweist. Die Verbindungspunkte der einzelnen Widerstünde sind mit den Kathoden von jeweils einer in Sperrichlung vorgespannten Zenerdiode 69 verbunden. Diese Zenerdioden 69 werden als Kondensatoren beirieben, wobei ihre Anode mit einem Vorspannungspotential beaufschlagt wird, das vom [-!milter eines Transistors 71 im Vorspannungsnelzwerk aus angelegt wird. Die Basis dieses Transistors ist mit einem geeigneten Abgriff eines Spannungsteilers 73 verbunden, der seinerseits zwischen der Eingangsklcmmc 60 für die Betriebsspannung und Masse angeordnet ist. Der Kollektor des Transistors 7) ist ebenfalls mit der P.ingangsklemme 60 für die positive Betriebsspannung verbunden, so dall die Zenerdioden 69 für die negativsten Teile des Eingangssignals. das vom Emitter des in Emiiterfolgcrsehallung betriebenen Transistors 65 aus angelegt wird, von einer nahe bei 0 liegenden Vorspannung beaufschlagt werden.

Die mehrstufige Verzögerungsleitung 38Λ verzögert die angelegten Videosignale und überträgt diese verzögerten Signale an die Basis eines ausgangsseitigcn NI'N-Transislors 76. Am !-!miller dieses Transistors ist das zusammengesetzte und verzögerte Videosignal in l-'orm eines nicht invertierten Signals mit dem Kui venverlauf 78 abgreifbar und wird <on hier aus an die automatische Verstärkungsregelung 50 übertragen. Die Vorspannung der Zenerdioden 69 ist derart gewählt, daß Rauschinipulse, die ei icn bestimmten l'egel übersteigen, beim Spannungspcgcl CV, wie in der Schwiiigungsforni 78 dargestellt, gekappt werden, wodurch der 1-UnDuU derartiger Raus« himpulsc auf die getastete automatische Verstärkungsr :gelung 50 auf ein Minimum reduziert wird.

Der l'egel. bei welchem eine Begrenzung der Rauseliimpulse durch die Verzöge rungsleitung 390 ei folgt, muli notwendigerweise auf einem negativeren Potential liegen als der negativste Teil der Synchronisationssignale, so daß das am F.mittcr des Transistors 76 auftretende Signal nicht für das Anlegen an die Trennstufe 40 für das .Synchronisationssignal geeignet ist. Um die Rauschimpulse 64 aus den an die Trennstufe 40 angelegten Signalen zu eliminieren, wird das zusammengesetzte, am !!miller Jes Transistors 65 auftretende Signal ebenfalls an die Basis eines als Gatter wirkenden PNP-Transistors 80 ai gelegt. Der Emitter dieses Transistors 80 wird mit einem Schwcllwcrtpotentiiil beaufschlagt, das von einem auf die Schwclwcrtspannung aufgeladenen Kondcns; tor 82 geliefert wird, der /wischen den Imitier des Transistors 80 und Masse geschaltet ist. Die l.adcslicckc dieses Kondensators verläiilt von einem Abgriff am S| annungstcilcr 73 über den !!miller eines NPN-Transistors 84 und einen mit dem Emitter des Transistors 80 verbundenen Widerstand 85.

Zur Einstellung des Scliwellwc ts wird die Ladung am Kondensator 82 festgelegt, wofür ein veränderlicher Widerstand 86 vorgesehen sein kann, der parallel zum Kondensator 82 liegt. Dieser veränderliche Widerstund 8f> isi jedoch nicht notwendig, wenn eine bestimmte lesiliegende Ladung am Kondensator 82 für alle Ilen K'bsbedingungen gewünscht ist. wobei diese besiimmio Ladung dann von der Einstellung ties mit der

Basis des Transistors 84 verbundenen Abgriffes am Spannungsteiler 73 abhängt. Der Widerstand 85 steuert in Abhängigkeit von seinem Widerstandswert in diesem EaII die Aufladung des Kondensators 82.

Unabhängig von der Ladung des Kondensators 82 wird der Transistor 80 von an dessen Basis angelegten Signalen nur dann leitend gemacht, wenn diese Signale einen ausreichend großen negativen Wert aufweisen, um die Basis-ümitterstrecke dieses Transistors in Durchlaßrichtung vorzuspannen. Daher muß der durch die Ladung des Kondensators 82 festgelegte Schwcllwcrl genügend weit unter den negativsten Teil der Synchronisationskomponcnte im zusammengesetzten Signal 61 gelegt werden, damit der Transistor 80 nicht auf diese Synchronisationskomponcnte anspricht.

Wenn die Amplitude des Rauschimpulses 64 ausreicht, um den Transistor 80 in den leitenden Zustand zu steuern, wird eine Entladungsstrcckc für den Kondensator 82 über die Emitlcr-Kollektorstrceke des Transistors 80 und einen Widerstand 87 nach Masse aufgebaut. Die bei der (intladung des Kondensators am Widerstand 87 sich aufbauende Spannung reicht aus, um einen NPN-Transistor 90 leitend zu machen. Der leitende Transistor 90 legt somit den Ausgang eines NPN-DarlingtonVerstärkers 93 über den Kollektor- und Emittcrwidcrstand 91 bzw. 92 an Masse. Am Eingang des Darlinglon-Vcrsiärkers liegt eine stabilisierte Gleichspannung, welche sich an der Zenerdiode 95 aufbaut. Der über diese Strecke fließende Strom macht den PNP-Transistor 97 im Ausgang des Rauschgatters leitend, wobei dieser als Emitterfolger geschaltete Transistor über einen !!miller 98 an der positiven, über die Klemme 60 angelegten Versorgungsspannung liegt. Die am Emiller des Transistors 97 sich ausbildende Spannung ergibt sich aufgrund des an der Zenerdiode 95 sich ausbildenden Spannungsabfalls und ist derart ausgewählt, daß das Potential am Emitter des Transistors 97 auf einem verhältnismäßig positiven Pegel festgehalten wird, der innerhalb des normalen Potentialbereichs der Videoinformation im cingangsscitigcn Videosignal 61 liegt.

Dieses Klcmmpotential, das vom Emitter des Transistors 97 geliefert wird, liegt auch am Kollektor des ausgangsseitigen Transistors 76, an welchem das über die Verzögerungsleitung 39b übertragene Videosignal 78 invertiert wird. Die Verzögerung durch die Verzögerungsleitung 39i> ist derart ausgewählt, daß der Transistor 97 im wesentlichen gleichzeitig mit dem Anfangslcil der Vorderkante des unerwünschten Rauschimpulses 64 leitend wird. Die die Transistoren 90 und 97 umfassende Schaltung arbeitet derart, daß sie den ausgangsseitigcn Impuls vom Gattertransistor 80 dehnt, womit der Transistor 97 für eine Zeitdauer leitend ist, die größer ist als die Basislänge eines durchschnittlichen, im System auftretenden Rauschimpulses.

Das am Kollektor des Transistors 76 und am Emitter des Transistors 97 zur Verfugung stehende zusammengesetzte Signal wird an die Basis eines aus NPN-Transisloren aufgebauten Darlington-Verstärkers 100 angelegt, welcher das mit 101 bezeichnete Videosignal an die Trennstufe 40 für das Synchronisationssignal übertrügt. Der Durlington-Verstärker 100 wird über einen Transistor 103 mit Strom versorgt. Dn die Transistoren 80 und 90 eine doppelte Inversion des an die Basis des Transistors 97 angelegten Rausehimpulses bewirken, und da ferner der Transistor 76 nur eine einfache Inversion des zusammengesetzten Videosignals be-

wirkt, ist der getastete Rauschimpuls am Emitter des Transistors 97 entgegengesetzt polarisiert, wie das am Kollektor des Transistors 76 auftretende Videosignal. Da ferner der getastete Rauschimpuls mit demjenigen Teil des Videosignals zeitlich übereinstimmt, in welchem der Rauschimpuls 64 auftritt, wird das Signal durch den leitenden Transistor 97 auf einem solchen Potentialwert festgehalten, daß sich im Videosignal 101 der invertierte Rauschsignalteil 102 ergibt. Dieser Signalteil 102 erscheint an der Stelle, an welcher der Rauschimpuls 64 beim eingangsseitigen Videosignal 61 auftritt. Dieser Signalteil 102 wird auf einem Pegelwert festgehalten, bei welchem eindeutig die Trennstufe 40 für das Synchronisationssignal nicht mehr arbeitet, d. h. auf diesen Signalpegel nicht mehr anspricht, da er weit genug unter den nunmehr positiven Signalspitzen des in dem Videosignal 101 enthaltenen Synchronisationssignals liegt.

Rauschimpulse wie der Rauschimpuls 64 sind normalerweise sehr kurz, so daß der Transistor 80 unmittelbar nach dem Aufhören des Rauschimpulses nicht leitend wird. Damit beginnt der den Schwellwert festlegende Kondensator 82, sich sofort wieder auf seinen in vorausstehend beschriebener Weise festlegbaren Schwellwertpegel aufzuladen. Wenn jedoch das Signal aus irgendeinem Grund unter den durch die Ladung des Kondensators 82 festgelegten Rausch-Schwellwertpegel absinkt und auf diesem Pegelwert für eine ausreichend lange Zeit verbleibt, so daß der Kondensator 82 sich über den leitenden Transistor 80 vollkommen entladen könnte, dann wird durch die Auswahl der relativen Werte der Widerstände 85 und 87 dafür Sorge getragen, daß die Verstärkung des Transistors 80 nicht ausreicht, um den Transistor 90 einzuschalten. Damit wird der Transistor 90 wieder nichtleitend, unabhängig von der Tatsache, daß der Signalpegel unterhalb des Rausch-Schwellwertpegels liegt, der normalerweise den Transistor 80 leitend macht.

Wenn derartige Signalverhältnisse existieren, ist die Rauschunterdrückungsschaltung unwirksam, da der Transistor 97 ebenfalls nichtleitend wird. Damit werden

lu die einzigen an den Eingang des Darlington-Verstärkers 100 angelegten Signale vom Kollektor des Transistors 76 geliefert. Daraus folgt, daß die Entladezeit des Kondensators 82, welche bestimmt ist durch die anfänglich gespeicherte Ladung und den Wert des Widerstandes 87, die maximale Dauer eines Rauschimpulses festgelegt wird, bis zu welcher die Störaustastung noch wirksam ist. Dadurch wird verhindert, daß das Rauschgatter aufgrund von bestimmten Signalbedingungen, wie sie bei einer Videoübersteuerung od. dgl.

ausgelöst sein können, in einem unerwünschten Betriebszustand festgehalten wird.

Die hohe dynamische Impedanz am Kollektor des Transistors 76 im Verhältnis zum Widerstand 98 ermöglicht auch eine Rauschinversion für Signale, welche am Kollektor des Transistors 76 auftreten, ohne daß die an dessen Emitter abgreifbaren Signale davon beeinflußt werden. Wenn es jedoch erwünscht ist, rauschfreie Signale oder die rauschinvertierten Signale an den Eingang der getasteten automatischen Verstärkungsregelung 50 anzulegen, dann könnten diese Signale auch am Ausgang des Darlington-Verstärkers 100 abgegriffen werden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Störaustastung bei einem Informationssignal, bei welchem den in einem vorgebbaren Amplitudenbereich liegenden Nutzsi- "> gnalkoniponenten diesen Dereich übersteigende Störsignalkomponerilen überlagert sein können, wobei eine Schwellenwerlstufe vorhanden ist, welche auf die Störsignalkomponenten anspricht und zu den Störsignalkomponenien komplementäre in Kompensationssignale erzeugt, welche dem Informationssignal überlagert werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine Ver/.ögerungsslufe (39b)vorgesehen ist, in welcher das Informationssignal (61) gegenüber den Kompensationssignalen vor i^r> der Überlagerung verzögert wird, und daß die Dauer der Störaustastung durch die Entladung eines die Schwellemvcrtstufc bildenden Ludungsspeiehers (82) steuerbar ist, der auf ein vorgebbares Schwellenpotentialaufladbarist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsstufe (39b) eine Steuereinrichtung (90,97) aufweist, mit welcher die Dauer ausgangsseitiger Impulse verlängerbar ist.

i. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, -^)r> dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenwertslufe (39a) einen ersten Schalter (80) und eine erste Inipedanzeinrichtung (87) umfaßt, die mit dem Ladungsspeicher (82) verbunden sind und über welche der Ladungsspeicher (82) enlladbar ist, und «1 daß der erste Schalter (80) in Abhängigkeit von dem bestimmten Verhältnis der an den ersten und /weiten Eingang angelegten Poteriiialamplituden in den geöffneten Zustand steuerbar ist, wodurch die erste Impedanzeinrichlung (87) die für die Entladung r> des Ladungsspeichers (82) von einem bestimmten Schwellenwertpotential auf ein Bezugspotential erforderliche Zeit festlegt und wodurch diese Entladezcit die maximale Dauer des Ausgangsimpulses steuert. in

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Impedanzeinrichtung (85) vorhanden ist, über welche der Ladungsspeicher (82) mit einer Glcichslrompotentialquelle in einem ersten Verbindungspunkt gekoppelt ist, daß r> der erste Schalter aus einem ersten Transistor (80) besteht, dessen Emitter-Kollektorstrecke zwischen dem ersten Verbindungspunkt und dem einen Ende der ersten Impedanzeinrichtung liegt, und daß das zusammengesetzte Signal an die Basis des ersten w Transistors (SO) anlcgbar ist, dessen Kollektor mit der Steuereinrichtung (90,97) in Verbindung steht.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichne', daß die Steuereinrichtung (90, 97) einen zweiten Transistor « (97) aufweist, dessen Kollektor-Emitterstrecke mit dem Ausgang der Verzögerungsstufe (39b) gekoppelt ist, und daß der Kollektor des ersten Transistors (80) mit der Basis des zweiten Transistors (97) verbunden ist. wi

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Transistor (80, 97) von einem ersten Leitfähigkeitstyp sind, daß der Kollektor des ersten Transistors (80) in einem zweiten Verbindungspunkt mit dem einen Ende der >., ersten Impedanzeinrichtung (87) verbunden ist und daß der Ladungsspeicher aus einem Kondensator (82i besieht, der zwischen dem Emitter des ersten Transistors (80) und dem Uezugspolential liegt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 oder b, dadurch gekennzeichnet, dal! ein dritter Transistor (90) von entgegengesetzten Leiifähigkeitstyp mit seinem Kollektor mit der Basis des /.weiten Transistors (97) verbunden ist, daß der Emitter des dritten Transistors (90) um Be/ugspolenliul liegt und daß die Basis des dritten Transistors (90) mit dem /.weiten Verbindiingspunkt verbunden ist.