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Transistorisierter Sinus-Oszillator Die Erfindung betrifft einen transistorisierten
Sinus-Oszillator mit einem aus einer unangezapften Spule und aus einem unaufgeteilten
Kondensator bestehenden Parallelschwingkreis, bei dem die Amplitude der Schwingkreiswechselspannung
auf einen niedrigen und konstanten Wert in weiten Grenzen unabhängig vom Resonanz-
und Dämpfungswiderstand des Parallelschwingkreises einstellbar ist.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Sinus-Oszillator mit
lediglich zweipoligem Anschluß des Parallelschwingkreises anzugeben, dessen Schwingkreisspannung
unabhängig vom Resonanz- und Dämpfungswiderstand des Parallelschwingkreises amplitudenkonstant
ist, d.h. also, daß die den Parallelschwingkreis bildenden Spulen und Kondensatoren
auch mit großem Wirkwiderstandsanteil behaftet sein können.
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Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß der Parallelschwingkreis
als Kollektorwiderstand eines ersten Transistors geschaltet ist, daß der Kollektor
des ersten Transistors über einen Kondensator an der auf festem Potential liegenden
Basis eines zweiten Transistors angeschlossen ist, daß die Emitter
der
beiden Transistoren über einen gemeinsamen oder über je einen einzelnen Widerstand
mit dem Schaltungsnullpunkt und direkt oder über einen Koppelwiderstand miteinander
verbunden sind, daß der zweite Transistor einen ohmschen Kollektorwiderstand besitzt
und daß eine aus der am Kollektor des zweiten Transistors auftretenden verstärkten
Wechselspannung durch Gleichrichtung abgeleitete Regelspannung der Basis des ersten
Transistors zugeführt ist.
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Eine Attsführungsform des Sinus-Oszillators nach der Er-~:nduzlg besteht
darin, daß zur Erzeugung der Regelspannung Kollektor des zweiten Transistors eine
Dioden-Vervielfacher-Schaltung angeschlossen ist. Diese wird vorteilhaft so ausgebildet,
daß sie aus zwei Kondensatoren und zwei Dioden besteht, die so geschaltet sind,
daß am Kollektor des zweiten Transistors der eine Kondensator angeschlossen ist,
dessen anderes Ende einerseits über die erste Diode mit der Basis des ersten Transistors
und andererseits über die zweite Diode mit dem Schaltungsnullpunkt verbunden ist,
und daß die Basis des ersten Transistors mit dem Schaltungsnullpunkt über den anderen
Kondensator und mit der Betriebsspannung über einen Widerstand vgunden ist. Besonders
vorteilhaft ist es, wenn dieser Sinus-Oszillator als Meßoszillator eines direktanzeigenden
Induktivitäts-Kapazitäts-Meßgeräts verwendet wird, bei dem die zu messende Induktivität
der unangezapften Spule in Serie oder die zu messende Kapazität dem unaufgeteilten
Kondensator parallelgeschaltet wird und bei dem die dadurch bewirkte Frequenzänderung
in einer nachgeschalteten, aus einem Begrenzerverstärker, aus einem Zähldiskriminator
und aus einem in Induktivitäten und Kapazitäten geeichten Meßinstrument bestehenden
Einheit angezeigt wird.
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Die Erfindung und ihre Ausführungsformen werden nun an-.
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hand der in der Zeichnung dargestellten Figuren näher erläutert.
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Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform des transistorisierten Sinusoszillators
nach der Erfindung, Fig. 2 zeigt in Form eines Blockschaltbildes die Verwendung
des Sinusoszillators nach der Erfindung in einem direktanzeigenden Induktivitäts-Kapazitäts-Meßgerät
und Fig. 3 zeigt eine einfache Realisierungsmöglichkeit für die durch das Blockschaltbild
nach der Fig. 2 angegebene Anordnung.
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Die Fig. 1 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des transistorisierten
Sinusoszillators nach der Erfindung. Die Frequenz der erzeugten Wechselspannung
wird durch die Resonanzfrequenz des aus der Spule L und dem Kondensator C bestehenden
Parallelschwingkreissbestimmt. Dieser ist mit seinem einen Ende an der Betriebsspannungsquelle
UB und mit seinem anderen Ende am Kollektor des Transistors T 1 angeschlossen. Der
Kollektor dieses Transistors ist wechselspannungsmäßig über den Kondensator C 1
mit der Basis des Transistors T 2 verbunden, die durch den aus den Widerständen
R4 und R6 bestehenden Spannungsteiler einen solchen Arbeitspunkt erhält, daß der
Transistor T2 als Verstärker arbeitet.
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Der Emitter des Transistors T1 ist über den Widerstand R1 mit dem
Schaltungsnullpunkt und über den Widerstand R2 mit dem Emitter des Transistors T2
verbunden, der seinerseits
über den Widerstand R7 ebenfalls a Schal
tung gsnullpunkt liegt. Bei höheren Schwingfrequenzen ist es vorteilhaft, wenn der
Widerstand R2 Uber den Kondensator C4 über brtickt ist, da dann die Schleifenverstärkung
angehoben wird.
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Am Kollektorwiderstand RS des Transistors T2 ist die aus den Kondensatoren
C2 und C3 und den Dioden D1 und D2 bestehende Verdopplerschaltung angeschlossen,
die eine an der Anode der Diode D1 abnehmbare Regelspannung erzeugt, die ihrerseits
wieder der Basis des Transistors Tl sugefahrt wird. Bei der far dieses Ausführungsbeispiel
gewählen Polarität der Transistoren T1 und T2 als npn-Transistoren sind die Dioden
Dl und D2 so geschaltet ~daß die Kathode der Diode D2 am Schaltungsnullpunkt liegt,
die Kathode der Diode D1 mit der Anode der Diode D2 und mit dem kollektorfernen
Ende des Konaensators C2 verbunden ist.
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Die Anode der Diode D1 ist, wie schon erwähnt, mit der Banis des Transistors
T1 verbunden und ebenso mit dem am Schaltungsnullpunkt angeschlossenen Kondensator
C3 sowie mit dem an der Betriebsspannung liegenden Widerstand R3.
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In der Schaltung nach Fig. 1 wird die für eine Schwingungsanfachung
erforderliche xitkopplung mittels des Transistors T2 erreicht, so daß eine Anzapfung
des Parallelschwingkreises oder eine RUckko#plungswicklung entfällt. Hierbei bestimmt
der Widerstand R2 die Schleifenverstärkung. Am Kollektor des Transistors T2 entsteht
eine verstärke Wechselspannung, die in einem hauptsächlich durch die Widerstände
R5 und R7 bestimmten festen Verhältnis zur Schwingkreiswechselspannung stehen. Diese
Ausgangsspannung wird durch die Spannungsverdopplerschaltung aus den Bauelementen
Dl, D2 und C2, C3 zur Erzeugung der Regelspannung gleichgerichtet,
die
der wechselspannungsmäßig kalten Basis des Transistors Tl zugeführt wird. Infolge
der Verstärkung durch den Transistor T2 kann die Schwingkreiswechselspannung auf
einen Wert unterhalb der Diodenschwellspannung stabilisiert werden.
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Es sei darauf hingewiesen, daß die Transistoren in dieser Schaltung
eine Doppelfunktion erfüllen. Zusätzlich zu der Aufgabe, die Schwingungen des Oszillatorkreises
anzufachen und aufrechtzuerhalten, dient der Transistor T2 als Regelverstärker und
der Transistor T1 als Stellglied für die Amplitude der Schwingkreiswechselspannung.
So kann bei den unterschiedlichsten Frequenzen und den unterschiedlichsten Induktivitäts-Kapazitäts-Verhältnissen
ein sicheres Schwingen bei weitgehend konstanter Amplitude am Parallelschwingkreis
erreicht werden. Bei einer ausgeführten Schaltung hatte die Schwingkreiswechselspannung
im Frequenzbereich zwischen 3 und 500 kHz einen konstanten Wert von 30 mV und war
weitgehend unabhängig von den Wirkwiderstandsanteilen der für den Parallelschwingkreis
verwendeten Spulen und Kondensatoren.
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Diese Eigenschaft des erfindungsgemäßen Sinus-Oszillators tritt ganz
besonders vorteilhaft dann in Erscheinung, wenn der Sinus-Oszillator als Teil eines
direktanzeigenden Induktivitäts-Kapazitäts-Meßgerätes verwendet wird. In Fig. 2
ist das Blockschaltbild eines solchen direktanzeigenden Induktivitäts-Kapazitäts-Meßgerätes
gezeigt. Der aus der Spule L und dem Kondensator C bestehende Parallelschwingkreis
wird durch Zuschalten der zu messenden Induktivitäten Lx oder Kapazitäten Cx in
seiner Resonanzfrequenz verstimst. Diese Frequenzänderung führt zu einer direkten
Anzeige am Meßinstrument 4 das ein itblichesauf Strom oder Spannung ansprechendes
Instrument sein kann.
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Hierbei werden die zu messenden Induktivitäten oder Kapazitäten dem
Parallelschwingkreis derart zugeschaltet, daß die zu messende Induktivität der Parallelkreisspule
L in Serie geschaltet wird oder die zu messende Kapazität dem Schwingkreiskondensator
C parallelgeschaltet wird. Dies geschieht dadurch, daß in eine der beiden Verbindungsleitungen
zwischen der Spule L und dem Kondensator C der Schalter S eingeschaltet wird und
daß die beiden Parallelschwingkreisenden und das spulenseitige Ende des Schalters
als Anschlüsse für die zu messenden Induktivitäten und X-pazitäten zugänglich gemacht
werden.
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Der Schalter S stellt einen Betriebsartenumschalter im Sinne der Wahl
zwischen zu messenden Induktivitäten und Kapazitäten dar, da in seiner geöffneten
Stellung zwischen den beiden mit ihm verbundenen äußeren Anschlüssen die zu messende
Induktivität zugeschaltet werden kann. In geschlossener Stellung des Schalters S
kann dem Parallelschwingkreis über den kondensatorseitigen äußeren Anschluß des
Schalters S und den anderen echwingkreisseitigen äußeren Anschluß die zu messende
Kapazität parallelgeschaltet werden.
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In Fig. 2 ist mit 1 die außer dem Parallelschwingkreis izit Oszillator
noch vorhandene schaltung gemeint, wie sie im einzelnen in Fig. 1 angegeben ist.
Mit 2 ist ein Begrenzer verstärker bezeichnet und mit 3 ein Zähldiskriminator.
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Die Fig. 3 zeigt eine ausgeführte Schaltung für ein solches direktanzeigendes
Induktivitäts-Kapazitäts-Meßgerät. Hierbei sind die Transistoren T1 und T2 mit den
zugehörigen Bauteilen mit der in Fig. 1 dargestellten Oszillatorechaltung identisch.
Der Widerstand R8, der die Anode der Diode Dz mit dem Schaltungsnullpunkt verbindet,
sowie der Widerstand RLO, der die Anode der Diode D2 mit dem Schaltungsnullpunkt
verbindet,
sorgt jeweils für eine zum Betrieb als Verdopplerschaltung
ausreichende Belastung. Der Widerstand R9, der in die Verbindungsleitung zwischen
dem Kondensator C2 und der Diode D2 eingeschaltet ist, dient als Schutzwiderstand.
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Der Kondensator C5, der dem Widerstand R3 parallelgeschaltet ist,
dient als wechselspannungsmäßige Erdung der Basis des Transistors Tl.
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Der Transistor T3, der als Begrenzerverstärker mit Kollektorwiderstand
R12 und Basisschutzwiderstand Ril geschaltet ist, sorgt für eine Amplitudenbegrenzung,
so daß dem Zähldiskriminator rechteckförmige Impulse konstanter Amplitude der Oszillatorfrequenz
zugeführt werden. Der Transistor TO stellt den eigentlichen ZAhldlskriminator und
der Transistor T5feine übliche Emitterfolgerstufe zur Impedanzwandlung dar.
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Der Transistor T4 des Zähldiskriminators wird in Basisschaltung betrieben.
Während des positiven Halbimpulses des am Kollektor des Transistors T3 auf Rechteckform
begrenzten Oszillatorsignals wird der Kondensator C6 über den Kollektor widerstand
R12 des Transistors T3 und die Diode D3 aufgeladen. Bei genügend kleiner Zeitkonstante
dieses Ladekreises erreicht die Kondensatorspannung am Kondensator C6 nahezu den
Wert der Betriebsspannung UB. Während des negativen Halbimpulses des Rechtecksignals
entlädt sich der Kondensator C6 über die Basisemitterstrecke des Transistors T4.
Der Mittelwert des über den Emitter fließenden Entladestroms ist eine lineare Funktion
der Frequenz des Rechtecksignals. Somit ist aber auch die am Kollektorwiderstand
R 13 des Transistors T4 abfallende Spannung eine lineare Funktion der Frequenz des
Rechtecksignals. Durch geeignete Dimensionierung des Widerstandes R13 und des Kondensators
C6 kann in einem sehr großen Frequenzbereich und damit auch in einem großen Induktivitäts-oder
Kapazitätsbereich
eine lineare Beziehung zwischen Oszillatorfrequenz und Spannungsabfall am Kollektorwiderstand
R13 erreicht werden.
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Die Emitterfolgerstufe mit dem Transistor T5 verringert den Ausgangswiderstand
des Zähldiskriminators mit dem Transistor T4 auf einige 10 Ohm, so daß ein übliches
Drehspulmeßinstrument mit Vollausschlag in der Größenordnung von 1 mA verwendet
werden kann. Zur Nuilpunkteinstellung und Korrektur liegt das Meßinstrument 4 in
einer Brückenschaltung, deren einer Zweig durch den Transistor T5 und den zugehörigen
Emitterwiderstand R14 und dessen anderer Zweig durch den aus den Widerständen R16,
R17 und R18 bestehenden Spannungsteiler gebildet wird.
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Bei Ausführung des erläuterten direktanzeigenden Induktivitäts-Kapazitäts-Meßgerätes
wird man zweckmäßigerweise mehrere Meßbereiche vorsehen. In diesem Falle werden
die Spule L und der Kondensator C des Parallelschwingkreises sowie der Ladekondensator
C6 und der Kollektorwiderstand R13 des Zähldiskrt natortransistors T4 umschaltbar
gemacht, was in Fig.3 zeichnerisch durch die gestrichelte Linie angedeutet ist.
Die Umschaltung der einzelnen Elemente kann hierbei einem einzigen Meßbereichsumschalter
zugeordnet werden.
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Unter Verwendung des erfindungsgemäßen transistorisierten Sinus-Oszillators
ergibt sich also für ein direktanzeigendes Induktivitäts-Kapazitäts-Meßgerät eine
besonders einfache Schaltungsanordnung, die mit wenig Bauelementen auskommt. Da
die Amplitude der Oszillatorfrequenz, wie oben bereits erwähnt, weitgehend unabhängig
von den Wirkwiderstandsanteilen der zu messenden Induktivitäten und Kapazitäten
ist, können auch Kapazitätsdioden in einem Induktivitäts#Kapazitäts-Meßgerät
unter
Verwendung des#erfindungsgemäßen 0s:illators gemessen werden. Hierbei tritt insbesondere
der Vorteil hervor, daß die Oszillatorspannung klein ist, so daß sich bei der Messung
von Kapazitätsdioden keine Verfälschung durch eine von zu großen Wechselspannungsamplituden
der Neßspannung hervorgerufene Arbeitspunktverschiebun# infolge Gleichrichtung ergibt.
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Von weiterem großen Vorteil ist die Möglichkeit der Induktivitäts
Messung über ein Kabel. Entweder wird die Induktivität oder Kapazität des Kabels
vor der Messung selbst gemessen und nachher vom Meßwert abgezogen oder man sieht-beim
Entwurf des Meßgerätes bereits ein Meßkabel vor. Dann werden bei der Eichung die
Induktivität und die Kapazität den' Kabels mitberücksichtigt.