DE2035617B2 - Schaltungsanordnung zum messen der kapazitaet und des verlustwinkels von kondensatoren - Google Patents

Schaltungsanordnung zum messen der kapazitaet und des verlustwinkels von kondensatoren

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DE2035617B2 DE19702035617 DE2035617A DE2035617B2 DE 2035617 B2 DE2035617 B2 DE 2035617B2 DE 19702035617 DE19702035617 DE 19702035617 DE 2035617 A DE2035617 A DE 2035617A DE 2035617 B2 DE2035617 B2 DE 2035617B2
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Description

40
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Messen der Kapazität und des Verlustwinkels von Kondensatoren unter Verwendung einer Schering- 4, Meßbrücke.
Zur Messung sehr kleiner Widerstandswerte wird in der Elektrotechnik eine Thomson-Meßbrücke verwendet, mit der Zuleitungswiderstände eliminiert werden können (vgl. R i η t, »Handbuch für Hochfrequenz- und Elektrotechniker«, Jahrgang 1957, Band 5, Seite 692). Eine solche Thomson-Meßbrücke muß ebenso wie eine Schering-Meßbrücke mit mechanischen Mitteln abgestimmt werden. Das ist zum Zweck von Serienmessungen im Prüffeld äußerst unbefriedigend, da die Abstimmzeit und der Wartungsaufwand sehr groß sind.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung anzugeben, mit der Messungen der Kapazität und des Verlustwinkels von Kondensatoren unter Vermeidung von Meßfehlern, to die durch Übergangswiderstände verursacht werden, automatisch durchgeführt werden können. Das heißt, die bei den bekannten Meßbrücken erforderlichen mechanisch durchgeführten Abstimmvorgänge sollen vermieden werden, damit Serienmessungen mit vernünftigem Aufwand möglich sind.
Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß Prüfling-Kondensator C, und Einstellwiderstand Ri mit einer Thomson-Kontaktierung ausgebildet sind und daß zum Bestimmen des komplexen Brückenverhältnisses an Stelle von Widerstands- und Kapazitätsdekaden Analog-Rechenverstärker und einstellbare Spannungsteiler verwendet werden.
Diese einstellbaren Spannungsteiler werden in vorteilhafter Weise zum Zweck eines automatischen Brückenabgleiches durch elektronisch gesteuerte elektronische Spannungsteiler verwirklicht. Das kann mit Hilfe von Feldeffekt-Transistoren, bipolaren Transistoren oder Diodenanordnungen geschehen. Beispielsweise enthält ein solcher Spannungsteiler einen als Schalter verwendeten Feldeffekt-Transistor, der in vorteilhafter Weise digital von einer Rechteckspannung angesteuert wird. Das Tastverhältnis der Rechteckspa.nnung bestimmt dann die Einstellung des Spannungsteilers.
Durch die Ausbildung sowohl des Prüfling-Kondensators Cx als auch des Einstellwiderstandes R\ werden die Übergangswiderstände eliminiert und können somit nicht zu einer Verfälschung des Meßergebnisses beitragen.
In einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist der Strom in den einzelnen Brückenzweigen praktisch von den Scheinwiderständen des zu prüfenden Kondensators und des verwendeten Normalkondensators abhängig, da an beiden relativ hohe Spannungen stehen, während die einstellbaren Elemente nur geringe Spannungen führen. Das komplexe Verhältnis dieser Ströme wird erfindungsgemäß durch einen Vergleich mit Hilfe der Analog-Recheniechnik bestimmt. Dadurch benötigt man keine Widerstands- und Kapazitätsdekaden. Die dennoch benötigten Spannungsteiler werden in vorteilhafter Weise elektronisch ausgeführt und mit Hilfe der Digitaltechnik angesteuert. Durch diese sinnvolle Kombination der Digitaltechnik und Analog-Rechentechnik ist eine vollelektronische automatische Messung von Kondensatoren mit großer Genauigkeit und hoher Prüfgeschwindigkeit möglich, wobei die zur Messung von Kondensatoren mit kleinem Verlustfaktor benötigten hohen Spannungen verwendet werden können.
Einzelheiten und weitere Merkmale der Erfindung sollen anhand eines in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläuteri werden. Dabei ist in Fig. 1 eine Meßbrücke dargestellt die auf der einen Seite die erfindungsgemäße Kombination einer Schering-Meßbrücke mit einer Thomson-Meßbrücke enthält und in der auf der anderen Seite dei Vergleich der in den einzelnen Brückenzweiger fließenden Ströme über Analog-Rechenverstärker er folgt. Dabei sind zum Brückenabgleich jedoch nod mechanisch einzustellende ohmsche Spannungsteilei enthalten. F i g. 2 zeigt dann die Erweiterung diese: Ausführungsbeispiels zur vollelektronischen Anord nung. Darin enthalten die zwei benötigten einstellbare! Spannungsteiler jeweils einen Feldeffekt-Transistor der, digital gesteuert von einer Rechteckspannung, dei Spannungsteiler einstellt, so daß dessen TeilerverhältnL dem Tastverhältnis der Rechteckspannung entsprich! Die Rechteckspannung samt ihrem Tastverhältnis win über einen gesteuerten Begrenzer aus einer analoge: Größe und aus einem Sägezahnsignal gewonnen. Dii Einstellung der Spannungsteiler als Einstellung eine analogen Größe erfolgt damit auf digitalem Weg übe ein Digitalsignal, das seinerseits aus einer analoge! Größe gewonnen wurde.
Im einzelnen besteht in der in Fig. 1 dargestelltei
Meßbrücke der eine Brückenzweig aus der Hintereinanderschaltung eines Prüfling-Kondensators Cx mit einem oiimschen Widerstand R\. Im anderen Brückenzweig liegen ein Normalkondensator Cn und ein ohmscher Normalwiderstand Rn- Setzt man voraus, daß der Normalkondensator Cn relativ klein gegenüber dem Prüfling-Kondensator Cx ist, darin kann man die Übergangswiderstände vom Prüfling-Kondensator Cx zum Normalkondensator Cn bzw. zum Widerstand /?, vernachlässigen. An die Hintereinanderschaltung des Prüfling-Kondensators Cx und des Widerstandes /?, ist eine Wechselspannungsquelle gelegt, die auf der Widerstandsseite mit dem Bezugspotential verbunden
Des weiteren enthält das Ausführungsbeispiel fünf Analog-Rechenverstärker V, bis V5, die jeweils einen positiven und einen negativen Eingang und einen Ausgang besitzen. Die dem ohmschen Widerstand /?,, der als Einstellwiderstand mit Thomson-Kontaktierung ausgebildet ist, zugekehrte Seite des Prüfling-Kondensators Cx liegt an dem positiven Eingang des Analog-Rechen Verstärkers Vs, die andere Seite über den Normalkondensator Cn an dem negativen Eingang des Analog-Rechenverstärkers V4. Darüber hinaus ist die dem Einstellwiderstand R\ abgekehrte Seite des Prüfling-Kondensators Cx über den Normalwiderstand /?Nmit dem negativen Eingang des Analog-Rechenverstärkers V3 verbunden. Der Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V5 führt sowohl zum positiven Eingang des Analog-Rechenverstärkers V3 als auch zu dem des Analog-Rechenverstärkers V4. Der Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V3 ist über einen einstellbaren ohmschen Spannungsteiler β mit dem Bezugspotential verbunden, dessen Abgriff über einen Einstellwiderstand Ri, mit dem negativen Eingang des Analog-Rechenverstärkers V2 verbunden ist. Der Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V4 führt über einen ohmschen Widerstand ebenfalls zu dem negativen Eingang des Analog-Rechenverstärkers V2.
Der Einstellwiderstand R{ hat zwei herausgeführte Abgriffe, von denen einer zum positiven Eingang des Analog-Rechenverstärkers Vi und der andere über einen Einstellwiderstand R2 zu dem negativen Eingang des Analog-Rechenverstärkers V, führt. Der Ausgang des Analog-Rechenverstärkers Vi ist über einen einstellbaren ohmschen Spannungsteiler tx mit dem Bezugspotential verbunden, dessen Abgriff über einen Einstellwiderstand Rs zum negativen Eingang des Analog-Rechenverstärkers V2 führt. Der Ausgang des Analog-Rechenverstärkers Vi führt außerdem zu dem negativen Eingang des Analog-Rechenverstärkers Vj über einen Einstellwiderstand /?4. Die beiden Einstellwiderstände Ra und R5 sind in ihrer Einstellung mechanisch miteinander gekoppelt. Zwischen dem Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V2 und dem Bezugspotential liegt ein Anzeigeinstrument.
Der Anaolg-Rechenverstärker V5 weist zwischen Ausgang und dem negativen Eingang eine direkte Rückkopplung auf, die Analog-Rechenverstärker Vi, Vj und V4 eine Rückkopplung zwischen ihren Ausgängen und negativen Eingängen über jeweils einen ohmschen Widerstand. Der Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V2 ist auf den negativen Eingang über einen Einstellwiderstand R7 rückgekoppelt.
Zum Schutz der Verstärker sind zweckmäßigerweise die Eingänge und der Übergang vom Hochspannungsteil der Wechselspannungsquelle zum Meßteii durch Dioden geschützt. Das geschieht jeweils über eine
Kombination von zwei Zener-Dioden, die gegeneinander geschaltet sind; und zwar liegt eine solche Kombination jeweils zwischen den herausgeführten Abgriffen des Einstellwiderstandes R] und dem Bezugspotential, zwischen den negativen Eingängen der Analog-Rechenverstärker V3, V4 sowie dem positiven Eingang des Analog-Rechenverstärkers V5 und dem Bezugspotential und zwischen dem Verbindungspunkt des Einstellwiderstandes R1 mit dem Prüfling-Kondensator Cx und dem Bezugspotential. Der positive Eingang des Analog-Rechenverstärkers V2 ist direkt mit dem Bezugspotential verbunden. Der im Prüflingszweig, d. h. im ersten Brückenzweig fließende Strom wird über den niederohmigen Einstellwiderstand R] und über den mit dem Widerstand R3 stark gegengekoppelten Analog-Rechenverstärker Vi in eine proportionale Spannung mit um 180° gedrehter Phase umgewandelt. Ein dieser Spannung fest proportionaler Strom und ein einstellbarer Teilstrom werden dem Analog-Rechenverstärker V2 zugeführt. Der Analog-Rechenverstärker V5 arbeitet als Impedanzwandler und sorgt dafür, daß die Kontakte am Prüfling-Kondensator Cx praktisch nicht belastet werden.
Störströme über die Verdrahtungskapazitäten des Ausgangs belasten nur diesen Verstärker; ohne ihn würden sie den Meßstrom im Einstellwiderstand R] verfälschen. Das Potential an der dem Einstellwiderstand R] gelegenen Seite des Prüfling-Kondensators Cx steht am Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V5 niederohmig zur Verfügung und wird den positiven Eingängen der Analog-Rechenverstärker V3 und V4 zugeführt. Durch das Zusammenarbeiten der Analog-Rechenverstärker V3 und V5 wird dafür gesorgt, daß an den Normalien Cn und Krimmer die gleiche Spannung wie am Prüfling-Kondensator Cx steht; auch der Spannungsabfall an den Stromkontakten des Prüfling-Kondensators Cx und der Spannungsabfall am Einstellwiderstand R] verändern diese Spannungsgleichheit nicht.
Über die Analog-Rechenverstärker Vi bis V5 werden dem Analog-Rechenverstärker V2 außerdem der Strom durch den Normalkondensator Cn und der durch den Normalwiderstand Rn fließende Strom mit einstellbarer Größe zugeführt.
Sind die ohmschen Verluste des Normalkondensators Cn vernachlässigbar klein, dann gilt, wenn die Summe der Eingangsströme des Analog-Rechenverstärkers V2 gleich Null ist:
Cx = (K1
Cx
und
tan Λ X = ■-*■ = K, /;.
•'s
Dabei ist Cv in der Formel die Parallelersatzkapazität des Prüfling-Kondensators Cx und tan ÖX sein Verlust-
bo faktor. Die Konstanten Ki und K2 hängen bei genügend £Uten Rechenverstärkern nur von den eingestellten Werten der ohmschen Widerstände R] bis /?5 ab. α in der Formel ist gleich dem Teilerfaktor des Potentiometers & am Ausgang des Analog-Rechenverstärkers Vi. β in der
b5 Formel ist gleich dem Teilerfaktor des Potentiometers j3 am Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V3. Die Konstante K3 ist abhängig von der Dimensionierung des Normalzweigs.
Die Analog-Rechenverstärker V|, V3 und Va sorgen gleichzeitig dafür, daß die zwischen den Strommeßstellen liegenden Potentialdifferenzen die Summierung der Ströme im Analog-Rechenverstärker V2 nicht beeinflussen, da ihre Eingänge eine hohe Gleichtaktunterdrükkung aufweisen und die jeweiligen Ausgangsspannungen auf das Bezugspotential bezogen sind.
Für eine etwa benötigte Bereichsumschaltung ist die folgende Zuordnung mit Rücksicht auf Funktions- und Aussteuerbereich zweckmäßig: Die Einstellung α = 0,5 des Potentiometers α sollte der Abweichung Null zwischen der Sollkapazität und der Kapazität des Prüfling-Kondensators Cx entsprechen, α = 0 entspricht dann der größten meßbaren negativen relativen Kapazitätsabweichung, α = 1 der dem Betrag nach gleich großen positiven relativen Kapazitätsabweichung. Die relative Kapazitätsabweichung ist <x direkt proportional; der Anschluß von Klassiergeräten ist daher einfach.
Der Meßbereich für die Kapazitätsabweichung wird mit den mechanisch gekoppelten Potentiometern Ra und Rs eingestellt. Die Sollkapazität wird mit dem Einstellwiderstand R\ für die Eingabe der Zehnerpotenz und mit dem Einstellwiderstand /?2 für die Einstellung der Wertziffern ausgelegt. Der Meßbereich für den Verlustfaktor wird mit dem Einstellwiderstand R6 gewählt. Die Empfindlichkeit des NuUabgleichs ist mit dem Einstellwiderstand Ä7 an die Höhe der Meßspannung angepaßt. Falls dabei der Aussteuerbereich der Analog-Rechenverstärker nicht ausreicht, müssen die Gegenkopplungswiderstände der Analog-Rechenverstärker Vi, V3 und V4 gemeinsam mit der gewählten Meßspannung umgeschaltet werden.
Die Anordnung eines einzigen Analog-Rechenverstärkers statt der beiden Analog-Rechenverstärker V3 und V4 wäre für den Handabgleich möglich. Wie jedoch in der in F i g. 2 dargestellten vorteilhaften Ausgestaltung des Ausführungsbeispiels nach F i g. 1 ersichtlich ist, wird für einen automatischen Abgleich der Meßbrücke die Ausgangsspannung des Analog-Rechenverstärkers V3 zusätzlich als Steuerspannung für einen phasengesteuerten Gleichrichter benötigt. Aus diesem Grund ist es auch zweckmäßig, das für den Verlustfaktor-Abgleich benötigte Potentiometer ,3 nach diesem Analog-Rechenverstärker V3 anzuordnen.
Zum Zweck eines automatischen Abgleiches der Meßbrücke werden, wie in der F i g. 2 dargestellt, die Potentiometer α und β jeweils durch eine digitale Anordnung ersetzt. Dazu besitzt die in der F i g. 2 dargestellte Anordnung zwei Eingänge, von denen einer mit dem Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V3 und der andere mit dem Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V, verbunden ist. Diese Anordnung ersetzt damit die den Analog-Rechenverstärkern V\ und V3 im Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 nachgeschaltete Anordnung. Der Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V3 ist über einen Begrenzer 1 mit dem Steuereingang eines gesteuerten Gleichrichters 2 verbunden, der Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V| über einen Begrenzer 3 mit dem Steuereingang eines gesteuerten Gleichrichters 4 Der Ausgang des gesteuerten Gleichrichters 2 führt über einen Tiefpaß 5 zum Steuereingang eines gesteuerten Begrenzers 6, der Ausgang des gesteuerten Gleichrichters 4 über einen Tiefpaß 7 zum Steuereingang eines gesteuerten Begrenzers 8. Mit den beiden Signaleingängen der Begrenzer 6 und 8 ist ein Sägezahngenerator 9 verbunden. Außerdem besitzen die beiden Begrenzer 6 und 8 jeweils zwei Ausgänge, von denen je einer zu je einem Meßinstrument 10 bzw. 11 führt. Mit den beiden Signaleingängen der gesteuerten Gleichrichter 2 und 4 ist der Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V2 verbunden. Dieser besitzt
zwei Eingänge, von denen der positive wie in F i g. 1 auf Bezugspotential gelegt ist und der negative über einen ohmschen Rückkopplungswiderstand mit dem Ausgang verbunden ist.
Die beiden Ausgänge der Analog-Rechenverstärker Vi und V3 sind außerdem über je einen gesteuerten Spannungsteiler und über je einen Tiefpaß 12 bzw. 13 mit dem negativen Eingang des Analog-Rechenverstärkers V2 verbunden. Der dem Analog-Rechenverstärker V3 nachgeschaltete einstellbare Spannungsteiler besteht dabei aus zwei hintereinandergeschalteten ohmschen Widerständen, deren Verbindungspunkt über die Arbeitsstrecke eines Feldeffekt-Transistors 14 auf Bezugspotential liegt. Der Steuereingang des Feldeffekt-Transistors 14 ist mit einem der beiden Ausgänge des Begrenzers 6 verbunden. Der dem Analog-Rechenverstärker Vi nachgeschaltete einstellbare Spannungsteiler besteht aus einer gleichartig aufgebauten Anordnung mit einem Feldeffekt-Transistor 15, dessen Steuereingang mit einem der beiden Ausgänge des Begrenzers 8 verbunden ist, wobei in diesem Falle die Hintereinanderaschaltung der beiden ohmschen Widerstände mit einem parallelgeschalteten ohmschen Widerstand überbrückt ist.
Die in F i g. 2 geschilderte Anordnung arbeitet nach folgendem Prinzip: Ein hochfrequentes Rechtecksignal steuert einen Schalter an. Der Momentanwert Null des hochfrequenten Rechtecksignals öffnet den Schalter, der Momentanwert 1 schließt ihn. Gibt man eine niederfrequente Spannung über diesen Schalter auf einen Tiefpaß zur Unterdrückung der Schaltfrequenz, so ist die Ausgangsspannung in Abhängigkeit vom Tastverhältnis des hochfrequenten Rechtecksignals vermindert, und zwar ist der Gleichspannungswert des Rechtecksignals gleich dem Teilerfaktor für die niederfrequente Spannung.
Nach F i g. 2 erzeugen die beiden Begrenzer 1 und 3 aus den Ausgangssignalen der Analog-Rechenverstärker Vi und V3 jeweils ein Steuersignal für den zugehörigen gesteuerten Gleichrichter 2 bzw. 4 am Ausgang des Analog-Rechenverstärkers V2. Die so entstehenden Gleichspannungen werden über je einen Tiefpaß 5 bzw. 7 gesiebt und den gesteuerten Begrenzern 6 und 8 zugeführt. Diese Begrenzer 6 und 8 erzeugen aus einer hochfrequenten Sägezahnspannung entsprechend der über die Tiefpässe 5 und 7 zugeführten Steuerspannung jeweils eine Rechteckspannung mit entsprechendem Tastverhältnis. Diese Rechteckspannungen steuern die im vorliegenden Fall für die gesteuerten Spannungsteiler verwendeten und als Schalter arbeitenden Feldeffekt-Transistoren 14 und 15 Statt der Feldeffekt-Transistoren können auch Transistor- oder Diodenanordnungen verwendet werden Entsprechend dieser Steuerung werden die den Analog-Rechenverstärkern Vi und V3 entnommenen niederfrequenten Signale im richtigen Teilerverhältnis dem Analog-Rechenverstärker V2 zugeführt. Da der Gleichspannungsmittelwert des Steuersignals für die Feldeffekt-Transistoren 14 und 15 bei richtiger Dimensionierung gleich dem Teilerverhältnis ist, kann der
b5 Gleichspannungsmittelwert und damit die relative Kapazitätsabweichung bzw. der Verlustfaktor von den angeschlossenen Meßinstrumenten 10 und 11 angezeigi werden. Diese Gleichspannungen können auch, über
Tiefpässe gesiebt, Grenzwertschalter für kapazitive verwendet werden, so ist es zweckmäßig, mit der
Abweichung oder für den Verlustfaktor ansteuern. Eine Ausgangsspannung der gesteuerten Gleichrichter 2 und
solche Auslegung wäre für Meßautomaten geeignet. 4 die Impulsfolgeirequenz eines Rechteck-Generators
Soll eine erfindungsgemäße Meßbrücke für Hand- mit konstanter Impulsdauer zu steuern und die
meßplätze mit digital gesteuerter Ziffernablesung :> Impulsfolgefrequenz digital zu zählen und anzuzeigen.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:
1. Schaltungsanordnung zum Messen der Kapazität und des Verlustwinkels von Kondensatoren unter ϊ Verwendung einer Schering-Meßbrii·! dadurch gekennzeichnet, daß Pn g-Kondensator Cx und Einstellwiderstand R, mit einer Thomson-Kontaktierung ausgebildet sind und daß zum Bestimmen des komplexen Briickenverhältnis- ι ο ses an Stelle von Widerstands- und Kapazitätsdekaden Analog-Rechen verstärker Vi bis Vs und einstellbare Spannungsteiler verwendet werden.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zum Zweck eines automatisehen Brückenabgleiches die einstellbaren Spannungsteiler durch elektronisch gesteuerte elektronische Spannungsteiler, insbesondere mit Hilfe von Feldeffekttransistoren (14,15), verwirklicht sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der automatische Brückenabgleich durch einen Regelkreis erfolgt, der neben den gesteuerten elektronischen Spannungsteilern gesteuerte Gleichrichter enthält.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung der Spannungsteiler über digital gesteuerte Schalter erfolgt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Steuerung mit Hilfe von Rechteckimpulsen erfolgt, deren Tastverhältnis jo einer Steuergleichspannung als analoger Größe und dem eingestellten Spannungsteilerverhältnis entspricht.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung der elektronisehen Spannungsteiler über eine variable Frequenz erfolgt, deren Größe dem Spannungsteilerverhältnis proportional ist.
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