DE2019519C3 - Impulsquantisierungsschaltung für eine Muster- oder Zeichenerkennungsanlage - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Impulsquantisierungsschaitung für eine Muster- oder Zeichenerkennungsanlage, bei der Teile eines Musters aus hellen und dunklen Bereichen aufeinanderfolgend abgetastet werden und ein sich entsprechend den abgetasteten Teilen änderndes Spannungssignal erzeugt wird, mit einer Schwellwertschaltung zur Erzeugung eines Schwellwertsignals als Funktion der während der laufenden oder einer vorangegangenen Abtastung aufgetretenen Maxima oder Minima des sich ändernden Spannungssignals, mit einem an die Schwellwertschaltung angeschlossenen Generator, der einen Ausgangsimpuls erzeugt, wenn das veränderliche Spannungssignal den Schwellwert überschreitet, und mit einer der Schwellwertschaltung zugeordneten Schwellwertkorrekturschaltung, die die Größe des Schwellwertsignals in Richtung des veränderlichen Spannungssignals verschiebt.

Eine derartige Impulsquantisierungsschaitung ist ihrer grundsätzlichen Art nach aus der DT-AS 12 47 051 bekannt. Diese bekannte Schaltungsanordnung enthält eine Speicherschaltung für Abtastsignale, die von dem zu erkennenden Muster oder Zeichen stammen, und eine Speicherschaltung für Abtastsignale, die vom Untergrund herrühren. Aus den beiden gespeicherten Signalen, die nach Maßgabe der Lade- und Entladezeitkonstanten der Speicherschaltungen den aufgetretenen Maxima und Minima des sich ändernden, zu digitalisierenden Abtastsignals entsprechen, wird durch arithmetische Mittelwertbildung ein als Digitalisierungsschwel-Ie dienendes Schwellwertsignal gebildet, das zur Erzeugung von Ausgangsimpulsen nvt dem Abtastsignal verglichen wird. Auf diese Weise wird die Digitalisierungs- oder Impulsquantisierungsschwelle fortlaufend der mittleren Helligkeit oder Grautönung des Untergrunds und der aufgezeichneten Muster oder Zeichen angepaßt. Die Impulsquantisierungsschwelle entspricht daher dem mittleren Verlauf des Abtastsignals. Um neben der mittleren Helligkeit des Untergrunds auch kurzzeitige Aufhellungen des Untergrunds zu berücksichtigen, setzt sich die Speicherschaltung für die Untergrundsignale aus zwei Speicherkreisen zusammen, von denen der eine verhältnismäßig kurze und der andere im Vergleich dazu längere Zeitkonstanten aufweist. Die bekannte Impulsquantisierungsschaitung berücksichtigt daher auch noch zusätzliche Randbedingungen, die gegebenenfalls eine weiter reichende Herabsetzung des Kontrastes zwischen Aufzeichnung und Untergrund mit sich bringen und denen allein durch die notwendigerweise zeitverzögerte Anpassung des Schwellwertsignals an den mittleren Verlauf des Abtastsignals nicht Rechnung getragen werden kann. Infolge der Aufspaltung des den Untergrundsignalen zugeordneten Speichers in zwei Speicherkreise mit unterschiedlichen Zeitkonstanten kann das Schwellwertsi-

gnal einseitig in Richtung auf den durchschnittlichen Wert des Untergrundsignals verschoben werden. Nehen dieser Maßnahme zur Schwellwertkorrektur sind bei der bekannten Schaltungsanordnung noch Mittel vorgesehen, die für den Fall, daß kein nennenswerter Kontrast zwischen dem Untergrund und den Aufzeichnungen auftritt, in jedem Fall ein digitalisiertes Ausgangssignal weitergeben, das dem Untergrundsignal entspricht

Neben der von der bekannten Schaltungsnnordn ing nach der DTAS 12 47 051 zur Schwellwertkorrektur berücksichtigten Fehlerquelle, die ihre Ursache in einer gegenüber der mittleren Helligkeit plötzlich starken Aufhellung oder Abdunkelung des Untergrunds hat, kommen bei der Impulsquantisierung der Abtastsignale weitere Fehlermöglichkeiten vor, die beispielsweise durch eine sehr dünne und vielleicht auch noch schwache Untergrundlinie zwischen zwei breiten Aufzeichnungslinien oder umgekehrt durch eine schmale bzw. dünne Aufzeichnungslinie hervorgerufen werden können. In einem solchen Fall kann es zu überhaupt keiner oder zu einer nur sehr kurzzeitigen Überschreitung oder Unterschreitung des Schwellwerts durch das Abtastsignal kommen, so daß keine oder nur eine kurze Ausgangsimpulsänderung auftritt, die infolge der geringen Impulsbreite von der eigentlichen Zeichenerkennungsschaltung als Störsignal verworfen werden kann. Auf diese Weise können für die Zeichen- oder Mustererkennung wichtige Informationsteile verlorengehen oder falsch interpretiert werden.

Die erwähnten weiteren Fehlermöglichkeiten treten beispielsweise bei Zeichenerkennungsanlagen auf, die nicht nur Zeichen eines bestimmten Stils oder einer bestimmten Schriftart erkennen sollen, sondern die verschiedene Zeichen unabhängig von ihrer jeweiligen Form verarbeiten sollen, d. h. unabhängig davon, ob die Zeichen mit der Maschine geschrieben, lithographiert, gedruckt oder handgeschrieben sind. Eine derartige Zeichenerkennungsanlage ist in der US-PS 33 41814 beschrieben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei der Impulsquantisierung von sich ändernden abgetasteten Spannungssignalen die Fehlergefahr herabzusetzen, die durch dünne und gegebenenfalls auch noch schwache abzutastende Linien verursacht wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die eingangs beschriebene Impulsquaniisierungsschaltung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertkorrekturschaltung an den Ausgang des Generators angeschlossen ist und unter der Voraussetzung, daß am Ausgang des Generators ein Ausgangsimpuls auftritt, eine momentane Verschiebung des von den Spannungssignalmaxima und -minima abhängigen Schwellwertsignals in Richtung auf den Momentanwert des veränderlichen Spannungssignals vornimmt.

Mit der erfindungsgemäß ausgebildeten !mpulsquantisierungsschaltung ist es insbesondere ruöglich, zwischen zwei breiten Aufzeichnungslinien eine schmale oder dünne Untergrundlinie zu erfassen, die darüber hinaus trotz einer verhältnismäßig hohen mittleren Helligkeit des Untergrundes infolge ihrer geringen Breite dunkel oder grau erscheinen kann und daher in dem sich ändernden abgetasteten Spannungssignal nur eine verhältnismäßig kleine Signalamplitude aufweist, die normalerweise auch ein bereits mit den beschriebenen üblichen Mitteln korrigiertes Schwellwertsignal nicht überqueren würde und daher verlorenginge. Die größere Empfindlichkeit und Genauigkeit bei der Erfassung von dünnen und kontrastarmen Linien ist bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung vor allem darauf zurückzuführen, daß bei der Entscheidung über eine Schwellwertverschiebung auch das impulsquantisierte Ausgangssignal herangezogen wird und nach getroifener Entscheidung das Schwe'fiwertsignai momentan in Richtung des augenblicklichen Abtastsignals verschoben wird.

Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung ist gekennzeichnet durch eine Taktimpulsquelle zur Festlegung gleicher Zeitintervalle sowie durch eine mit dem Generator verbundene Signalkorrekturschaltung, die die Erzeugung des Ausgangsimpulses bis zum Auftreten des nächsten Taktimpulses aufrechterhält, selbst wenn in der Zwischenzeit das sich ändernde Spannungssignal den Schwellwert wieder unterschritten hat. Dadurch wird sichergestellt, daß auch bei einer übermäßig schmalen, abgetasteten Linie ein Ausgangsimpuls erzeugt wird, dessen Breite zum Erkennen durch die eigentliche Erkennungsschaltung ausreicht In diesem Zusammenhang wird auf die US-PS 34 29 993 verwiesen, aus der es bereits bekannt ist, bei der Signaldigitalisierung gleiche Impulslängen der einzelnen Impulse anzustreben. Im Gegensatz zu diesem bekannten Stand der Technik wird bei der oben aufgeführten Weiterbildung der Erfindung lediglich der Endzeitpunkt des Impulses durch den Taktimpuls festgelegt, wohingegen der Anfangszeitpunkt von den momentanen Amplitudenwerten des Spannungssignals und des Schwellwertsignals abhängt. Darüber hinaus erhält gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung die Signalkorrekturschaltung die Erzeugung des Ausgangsimpulses nicht aufrecht, wenn der Ausgangsimpuls bereits beim letzten vorhergehenden Taktimpuls vorhanden war. Beim Erfindungsgegenstand soll daher lediglich eine Mindestimpulsbreite, jedoch keine konstante Impulslänge erzeugt werden.

Die nach der Erfindung geschaffene Impulsquantisierungsschaltung zeichnet sich daher durch eine momentane Anpassung des Schwellwertsignals und der Ausgangsimpulsbreite an die Eigenschaften des abgetasteten Zeichens bzw. Musters aus.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird an Hand von Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild der Hauptteile der in einer Zeichenerkennungsanlage verwendeten erfindungsgemäßen Anordnung,

F i g. 2a bis 2e Wellenformen, welche jeweils der Taktperiode gemäß der Erfindung, den in der Quantisierungsschaltung ankommenden Signalen, dem veränderlichen Schwellwert der Quantisierungsschaltung, den Ausgangssignalen des Diskriminaiorteils gemäß der Erfindung und der Stromspannungskennlinie des Diskriminatorteils entsprechen,

F i g. 3 ein Schaltbild der Diskriminator- und Rückstellschaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 4 ein Schaltbild der Schwellwertkorrekturschaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 5 ein Schaltbild der Vergleicherschaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 6 ein Schallbild der Lückenkorrekturschaltung ger"äß der Erfindung,

F i g. 7 ein Schaltbild der Maximumdetektorschaltung gemäß der Erfindung und

F i g. 8 ein Schaltbild der Minimumdetektorschaltung gemäß der Erfindung.
Allgemeine Beschreibung der Quantisierungsschaltung In F i g. 1 ist derjenige Teil der Zcichenerkennungs-

anlage dargestellt, durch den ein Zeichen abgetastet wird, ein dementsprechendes analoges Signal erzeugt wird und sodann in die dem abgetasteten Zeichen entsprechende Impulsreihe umgewandelt wird. Die Abtasteinrichtung selbst weist eine Kathodenstrahlröhre 10 auf, deren Abtastsignal durch ein geeignetes Linsensystem 27 auf das Dokument 28 fokussiert wird, und das vom Dokument reflektierte Licht wird von einem geeigneten Photodetektor 21 aufgefangen, welcher aus einer Mehrzahl von Photoelektronenvervielfachern bestehen kann. Die einzelnen Abtastungen des Zeichens entsprechen den einzelnen vertikalen Ablenkungen der Kathodenstrahlröhre 10. Das vom Detektor 21 erzeugte Signal wird vom Vorverstärker 11 verstärkt und dann auf die Kontraststabilisierschaltung 12 gegeben, ,₅ deren Ausgangssignai sodann auf die Quantisierungsschaltung gegeben wird.

Die Steuerung der Abtastperiode wird durch die Abtaststeuerschaltung 25 und den Taktimpulsgenerator 26 erzielt, wobei der letztere eine Helltastschaltung 24 betätigt. Die Abtaststeuerschaltung 25 dient zur Betätigung einer horizontalen Ablenkschaltung 22 und einer vertikalen Ablenkschaltung 23. Es ist zu bemerken, daß die ganze in F i g. 1 dargestellte Anlage vom Taktimpulsgeber 26 synchronisiert wird.

Wenn das analoge Signal erzeugt und verstärkt ist, wird es gleichzeitig auf die Schwellwert-Korrekturschaltung 14, den Vergleicher 15, die Maximumdetektorschaltung 19 und die Minimumdetektorschaltung 20 gegeben. Der Zweck des Maximumdetektors 19 besteht darin, eine Entsprechung der maximalen, während der augenblicklichen Abtastungen auftretenden analogen Signalamplituden festzustellen und zu speichern und ein diese Maximalentsprechung darstellendes Signal »uf den Vergleicher 15 zu geben. Der Zweck des Minimumdetektors 20 besteht darin, eine Entsprechung der während der augenblicklichen Abtastungen auftretenden minimalen Analogsignale festzustellen und zu speichern und ein diese minimale Entsprechung darstellendes Signal auf den Vergleicher 15 zu geben. Der Zweck des Vergleichers 15 besteht darin, ein Schwellwertsignal als Funktion der genannten Maximum- und Minimumsignale zu erzeugen und die Diskriminator- und Rückstellschaltung 13 auszulösen, wenn das ankommende Analogsignal diesen Schwellwert überschreitet Wie in F i g. 1 gezeigt, wird der von der Diskriminator- und Rückstellschaltung 13 erzeugte Impuls durch den Ausgangsverstärker 16 verstärkt und sodann auf die logische Erkennungsschaltung der bei der Anordnung verwendeten Zeichenerkennungsanlage gegeben. Wie weiter aus F i g. 1 ersichtlich, ist eine Klemmschaltung 18 mit der Schaltung 13 und dem Minimumdetektor 20 verbunden.

Die in F i g. 1 gezeigte Signal- oder Lückenkorrekturschaltung 17 wird zur Änderung der Vorspannung des Diskriminatorteils der Schaltung 13 während der laufenden Taktperiode verwendet falls während der vorangegangenen Taktperiode der Ausgangsverstärker 16 einen Ausgangsimpuls erzeugt hat Infolge der Vorspannungsänderung wird der Diskriminatorteil von einem Speichermodus mit zwei stabilen Zuständen in einen Gleichlaufmodus mit einem stabilen Zustand umgeschaltet Falls der Ausgangsverstärker 16 keinen Ausgangsimpuls mehr abgibt, wird der Diskriminatorteil in den Speichermodus zurückgeschaltet Diese Arbeitsweise des Diskriminatorteils dient zur Beeinflussung der Ausgangsimpulsbreite und wird noch im einzelnen bei der genauen Beschreibung der Schaltung erläutert.

Die Schwellwertkorrekturschaltung 14 ist geeignet, den Schwellwert innerhalb einer einzigen Abtastung zu verschieben, wenn das ankommenden Analogsignal ein Signal kleiner Amplitude in einer dem maximalen Austastsignal entgegengesetzten Richtung enthält, d. h., einem minimalen Analogsignal entgegengesetzt. Die Schwellwertschaltung 14 wird von der Lückenkorrekturschaliung 17 zurückgesetzt, wenn der nächste Taktimpuls auftritt, vorausgesetzt, daß der Ausgangsverstärker 16 keinen Ausgangsimpuls erzeugt.

Beschreibung der zugehörigen Schaltungen

Die Diskriminator- und Rückstellschaltung 13 gemäß F i g. 1 wird nunmehr mit Bezugnahme auf F i g. 3 beschrieben. Der Diskriminatorteil 30 ist eine Tunneldiode, welche sich dadurch auszeichnet, daß sie einen negativen Widerstandsabschnitt der Stromspannungskennlinie besitzt und geeignet vorgespannt werden kann, so daß sie zwei stabile Zustände oder auch nur einen stabilen Zustand aufweist. Eine typische, der Arbeitsweise der Tunneldiode entsprechende Kurve ist in F i g. 2e gezeigt, woraus ersichtlich ist, daß die Änderung der Widerstandsgeraden entweder zu einem oder zu zwei stabilen Zuständen der Tunneldiode führt. Die bistabile Kennlinie ermöglicht ein Triggern des Diskriminatorteiles in den zweiten stabilen Zustand durch einen Spannungsimpuls und ein Zurücksetzen desselben durch einen Impuls mit der entgegengesetzten Polarität. Die Tunneldiode 30 kann in ihren zweiten Zustand bei Aufgabe von am Verbindungspunkt 35 vom Vergleicher empfangenen Impulsen getriggert werden. Ein npn-Transistor 33 leitet während der Austastperiode der in F i g. 1 gezeigten Kathodenstrahlröhre 10, um das Triggern der Tunneldiode 30 für die Erzeugung eines Ausgangsimpulses zu sperren. Beim Arbeiten zwischen zwei stabilen Zuständen befindet sich die Tunneldiode 30 in einem Speicherzustand, welcher durch Kurzschließen von Strom von der Tunneldiode 30 zur Lückenkorrekturschaltung 17 in F i g. 1 gesperrt werden kann. Dadurch ergibt sich ein einziger stabiler Zustand für die Tunneldiode 30 und dadurch ein Gleichlaufzustand. Wie aus F i g. 1 ersichtlich, wird der Ausgang der Diskriminator- und Rückstellschaltung 13 sodann auf den Ausgang des Verstärkers 16 gegeben.

Die Signale, welche die Tunneldiode 30 in ihren zweiten oder hohen Zustand triggern, werden von der Vergleicherschaltung 15 in F i g. 1 geliefert, welche nunmehr mit Bezugnahme auf F i g. 5 beschrieben wird. Es werden Signale erzeugt, wenn das ankommende analoge Spannungssignal sich von dem gerade vorhandenen Spannungsschwellwert um einen geeigneten Betrag geeigneter Polarität unterscheidet Um diese Funktion durchzuführen, wird das ankommende Analogsignal auf die Basis des npn-Transistors 51 gegeben, mit dem der npn-Transistor 55 einen Differenzverstärker bildet Die Basis des npn-Transistors 55 ist mit der Schwellwertbrücke gekoppelt welche weiter unten erläutert wird. Die Emitterkreise beider Transistoren 51 und 55 werden durch den npn-Transistor 53 vervollständigt Wenn daher ein ankommendes Analogsignal, das auf die Basis des Transistors 51 gegeben wird, schwächer ist als das auf die Basis des Transistors gegebene Signal, bewirkt das Emittersignal des Transistors 55 ein Sperren des Transistors 51 und der Strom vom Transistor 53 wird über den Transistor 55 kurzgeschlossen. Infolge dieser Wirkung gibt der pnp-Transi-

stör 54 ein positives Schaltsignal auf die Tunneldiode 30. Der npn-Transistor 52 ist zum Kurzschließen des Transistors 51 vorgesehen, wenn der minimale festgestellte Signalwert zu hoch ist, wodurch keine zuverlässige Dunkelinformation in dem abgetasteten Muster angezeigt wird. Dadurch wird jeglicher Ausgangsimpuls aus der Quantisierungsanlage verhindert, bis die Basis des Transistors 52 infolge Leitung durch das Diodennetzwerk 57 wiederum ausreichend negativ gesteuert wird, wenn das festgestellte Minimumsignal und infolgedessen der Schwellwert die richtigen Werte besitzen.

Der Schwellwert wird durch ein in F i g. 5 dargestelltes Potentiometernetzwerk festgelegt, welches die Diodenreihenschaltung 56 und die Diodenreihenschaltung 58 enthält. Die Funktion des Potentiometers 60 besteht darin, eine Spannung zu liefern, welche die algebraische Summe des Minimum- und Maximumsignals ist, die jeweils von der Minimumdetektorschaltung 20 und der Maximumdetektorschaltung 19 empfangen werden.

Wie in F i g. 7 gezeigt, wird das ankommende Analogsignal auf die Maximumdetektorschaltung an der Basis des npn-Transistors 91 gegeben, welche mit dem npn-Transistor 92 einen Differenzverstärker bildet. Auf die Basis des Transistors 92 wird ein dem vorhergehenden maximalen Eingangssignal, welches während der laufenden Abtastung empfangen wurde, entsprechendes Signal gegeben, so daß, wenn das gerade ankommende Eingangssignal größer ist als das vorangehende Maximumsignal, der Kollekto; des Transistors 91 einen Ausgangsstrom erzeugt, welcher zu einer Änderung des Spannungsabfalls am Widerstand 95 führt. Die Emitterkreise beider Transistoren 91 und 92 werden durch die vom npn-Transistor 96 gebildete Stromquelle vervollständigt.

Die Spannungsauslenkung am Widerstand 95 wird über die Diode 94 zur Basis des pnp-Transistors 97 übertragen, so daß Schaltsignale auf die parallelgeschalteten npn-Transistoren 98 und 99 gegeben werden, welche ihrerseits den Kondensator 93 laden. Die am Kondensator 93 gespeicherte Ladung stellt die Aufzeichnung der letzten Maximumamplitude des ankommenden Analogsignals während der gegenwärtigen, von der Anlage durchgeführten Abtastung dar. Die am Kondensator 93 erzeugte Spannung wird zum npn-Bezugstransistor 92 über die direkt angeschlossene Reihenschaltung des Feldeffekttransistors 101 und des npn-Transistors 102 übertragen. Der Zweck des Feldeffekttransistors 101 besteht darin, ein unkontrolliertes Abfließen von Strom zu verhindern, wodurch die Ladung am Kondensator 93 abgezogen würde, und der Transistor 102 puffert das durch den Stromkreis des Transistors 101 erzeugte Signal ab. Die auf die Basis des npn-Transistors 92 gegebene Spannung ist auch die dem Maximumsignal, welches von der Anlage während der gerade durchgeführten Abtastung angetroffen wird, entsprechende Spannung und diese Spannung wird auf die Schwellwertbrücke der Vergleicherschaltung 15 gegeben, wie oben beschrieben. Die in F i g. 7 gezeigte Schaltung übt eine Spitzensignal-Detektorwirkung aus, welche durch die Verwendung einer binären Signalrückkopplung die üblicherweise in Spitzendetektorschahungen angetroffenen Spannungsversetzungen vermeidet.

Die Anstiegsgeschwindigkeit des Spannungswerts am Kondensator 93 wird durch die KC-Zeitkonstante des Kondensators 93 und des Widerstands 103 sowie durch die Spannung gesteuert, auf welche der Verstärker 97 während der Ladung des Kondensators 93 geschaltet wird. Wenn die Ladetransistoren 98 und 99 gesperrt werden, wird die Diode 104 in Sperrichtung vorgespannt. Infolge der hohen Impedanz der Diode 104 und des Feldeffekttransistors 101 wird die Entladung des Kondensators 93 hauptsächlich durch den Widerstand 105 gesteuert.

Die Minimumdetektorschaltung, welche in F i g. 8 gezeigt ist, ist der oben beschriebenen Maximumdeitektorschaltung ähnlich, mit dem Unterschied, daß ihr Zweck darin besteht, die während der augenblicklichen Abtastungen angetroffenen Minimumsignale festzustellen, und zu diesem Zweck zeigt das Ausgangssignal ihres Vergleichers an, daß das ankommende Signal weniger positiv ist als das vorher gespeicherte, festgestellte Minimumsignal. Wie in Fig.8 gezeigt, wird das ankommende Analogsignal auf die Basis des npn-Transistors 110 gegeben, welcher mit dem npn-Transistor 111 einen Differenzverstärker bildet. Die Emitterkreise dieser beiden Transistoren werden von einer Konsl;antstromquelle, nämlich dem npn-Transistor 112. gespeist. Im Fall der Maximumdetektorschaltung stammte das vom Differenzverstärker entnommene Signal vom Kollektor der das ankommende Signal empfangenden Stufe. Im Fall der Minimumdetektorschaltung muß das Signal jedoch umgekehrt werden und zu diesem Zweck wird das zuletzt gespeicherte Signal vom Kollektor des npn-Transistors 111 abgenommen und ist daher eine umgekehrte Darstellung des ankommenden Signals. Dieses Stromsignal bewirkt einen Spannungsabfall am Widerstand 113. welcher über die Diode 114 auf die Basis des pnp-Transistors 115 übertragen wird und den Kollektorstrom desselben und infolgedessen das auf die jeweiligen Basen der parallelgeschalteten npn-Transistoren 116 und 117 gegebene Schaltsignal regelt. Diese letzteren beiden Transistoren dienen zum Laden des Kondensators 118. Der Zweck des Kondensators 118 besteht darin, einen Spannungsabfall an demselben aufrechtzuerhalten, welcher der kleinsten Amplitude entspricht, die von dem ankommenden Analogsignal während der gegenwärtigen Abtastungen der Anlage angetroffen wird.

Der Kondensator 118 wird anfänglich auf einen positiven Spannungswert nahe dem Maximum (Hellbereich) durch das Potentiometer 123 aufgeladen. Wenn das ankommende Signal eine negative Auslenkung enthält, wird der Kondensator 118 negativ geladen. Wenn der Ladevorgang unterbrochen wird, trennt die hohe Impedanz der Diode 121 und des Feldeffekttransistors 120 den Kondensator 118 ab und seine Entladungsgeschwindigkeit wird durch die RC-Zeitkonstante des Kondensators 118 und des Widerstands 123 bestimmt. Die Ladegeschwindigkeit wird vom Kondensator 118 und vom Widerstand 122 bestimmt.

Der am Kondensator 118 erzeugte Spannungswert wird auf die Basis des npn-Transistors 111 des Differenzverstärkers über die direkt gekoppelte Anordnung des npn-Transistors 119 und des Feldeffekttransistors 120 übertragen. Wie bei der Maximumdetektorschaltung ist der Feldeffekttransistor 120 dieser Minimumdetektorschaltung vorgesehen, um ein Abfließen von Strom und dadurch das Abziehen der am Kondensator 118 gespeicherten Ladung zu verhindern. Das auf den npn-Transistor Ul des Differenzverstärkers gegebene Spannungssignal ist auch das Minimumspannungssignal, welches auf die Schwellwertbrücke der Vergleicherschaltung 15 gegeben wird, wie oben in Verbindung mit F i g. 5 beschrieben wurde.

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Die in F i g. 1 gezeigte Lückenkorrekturschaltung 17 ist im einzelnen in F i g. 6 dargestellt. Es ist aus F i g. I zu ersehen, daß der binäre Ausgangsimpuls des Ausgangsverstärkers 16 auf die Lückenkorrekturschaltung gegeben wird. Gemäß Fig.6 ist das Flipflop 71 dazu geeignet, entweder in einem Null- oder einem Eins-Zustand zu verharren und verharrt normalerweise im Null-Zustand, da der npn-Transistor 72 nicht leitet und daher die Spannung am Kollektor des Transistors 72 bei etwa 3 Volt verbleibt, wie in F i g. 6 angedeutet. Zu gleicher Zeit wird dieser Wert von 3 Volt auf die Basis des npn-Transistors 73 gegeben, wodurch dieser leitend wird und dadurch ein Signal von null Volt auf eine Seite des Fiipflops 71 gibt. Das Flipflop wird nur beim Auftreten der rückwärtigen Flanke des Taktimpulses geschaltet. Wenn der Ausgangsverstärker 16 in F i g. I einen Ausgangsimpuls mit positivem Wert abgibt, welcher der Feststellung eines Dunkelraums in dem abgetasteten Muster entspricht, wird dieses Signal auf die Lückenkorrekturschaltung und auf die Basis des Transistors 72 in F i g. 6 übertragen, so daß dieser leitend wird, woraus folgt, daß die Kollektorspannung sowie das zur Nullseile des Fiipflops 71 gegebene Signal auf Null abfallen. Gleichzeitig wird diese Nullspannung auf die Basis des Transistors 73 gegeben, wodurch dieser gesperrt wird, und seine Emitterspannung steigt auf ungefähr 3 Volt, welches Signal auf die Eins-Seite des Fiipflops 71 gegeben wird. Wenn nun das Flipflop im Taktzeitpunkt abgetastet wird, gibt es einen Ausgangsimpuls mit positivem Wert auf die Basis des pnp-Transistors 74, wodurch dieser gesperrt wird und seine Kollektorspannung in einem durch die Diodenreihenschaltung 77 begrenzten Ausmaß negativ wird. Diese Spannungsänderung wird über den Widerstand 75 auf den Verbindungspunkt 36 der Diskriminator- und Rückstellschaltung 13 übertragen, wie in F i g. 3 dargestellt, wodurch Strom im Nebenschluß von der Tunneldiode 30 abgeleitet wird, so daß deren Arbeitsbedingungen verändert werden und dieselbe in einen monostabilen Gleichlaufzustand gebracht wird. Wenn das Ausgangssignal des Ausgangsverstärkers 16 wiederum auf seinen minimalen (Hellbereichs-) Zustand abgefallen ist, wird der Transistor 72 in F i g. 6 gesperrt und das auf die Nullseite des Fiipflops 71 gegebene Spannungssignal beträgt wiederum + 3 Volt und umgekehrt ist das auf die Eins-Seite des Fiipflops 71 gegebene Signal null Volt und der Transistor 73 wird wieder leitend. Unter dieser letzteren Bedingung wird die Tunneldiode 30 so vorgespannt, daß sie wieder in ihren bistabilen Zustand kommt, und ein positiver Impuls, welcher einem Dunkelbereich entspricht, jedoch zwischen den Taktimpulsen auftritt, erstreckt sich bis zum nächsten Taktimpuls. Wenn es erwünscht ist, den Speicherzustand der Tunneldiode 30 in Zeiträumen, in denen keine wesentlichen Informationssignale empfangen werden (beispielsweise, wenn sich die Anlage in einem Suchzustand befindet) zu sperren, wird ein geeignetes Signal auf die Basis des pnp-Transistors 76 gegeben, wodurch dieser leitend ge macht und die gleiche Wirkung erzielt wird, wie wenn der Transistor 74 leitet

Nunmehr wird die in F i g. 1 gezeigte Schwellwertkorrekturschaltung 14 mit Bezugnahme auf F i g. 4 erläutert Die Funktion dieser Schaltung besteht darin, den Schwellwert in einer Richtung zu verschieben, welche den Nachweis eines Hellbereichssignals zwischen Dunkelbereichssignalen übermäßig hoher Amplitude erleichtert Wie in F i g. 4 gezeigt, wird das ankommende Analogsignal auf die Basis des npn-Transistors 41

gegeben, welcher mit dem npn-Transistor 43 eine Differenzverstärker-Vergleicherschaltung bildet. Die Emitterkreise beider Transistoren 41 und 43 werden durch die vom npn-Transistor 42 gebildete Stromquelle vervollständigt. Die Basis des Transistors 43 wird durch das Potentiometer 44 auf einen einem Dunkelbereich des abgetasteten Zeichens mit sehr hoher Amplitude entsprechenden Wert vorgespannt, so daß bei Unterschreiten dieses Minimumwerts durch das ankommeno de Analogsignal der pnp-Transistor 45 leitend gemacht wird, um einen Spannungshub am Widerstand 46 hervorzurufen, wobei diese positive Spannungsänderung *um Setzen des Fiipflops 47 dient. Ein Rücksetzsignal wird vom pnp-Transistor 48 periodisch auf das Flipflop ■5 47 gegeben.

Wenn das Flipflop 47 in einen Zustand gesetzt ist, welcher den Transistor 49 leitend macht, wird ein Signal auf die Vergleicherschaltung 15 in F i g. 1 gegeben, dessen Folgen nunmehr mit Bezugnahme auf Fig.5 beschrieben werden.

Wie in F i g. 5 gezeigt, wird das von der Schwellwertkorrekturschaltung 14 empfangene Signal auf den Mheiabgnff des Potentiometers 60 gegeben, welches die Leitungen für die festgestellten Maximum- und Minimumsignaie überbrückt. Die vom Potentiometer 60 abgenommene Spannung wird auf die Basis des Transistors 55 gegeben, um den geeignetsten, erforderlichen Schwellwert zu bilden. Das Schwellwertkorrektursignal wird über den Widerstand 64 in F i g. 4 abgegeben. Wenn der Transistor 49 in F i g. 4 leitend wird, ist der Widerstand 64 mit Erde verbunden, wodurch der ^cnwellwert zum Erdpotential geschoben wird, so daß »-eststellung eines ankommenden Signals mit geringem positivem Wert erleichtert wird

hJn " ^B"^{ugnahme a}"f F < g- 4 wird nunmehr beschrieben, wie das Flipflop 47 zurückgesetzt und gegen ein Umschalten in den Nullzustand gesperrt wird Wie gezeigt wird jeder Taktimpuls am Schaltungspunkt 39

„_n ein "n f?*? ^{63 em}P^fangen, mit welcher die Diode 60 söwnHⁿH ^C _Tf^{Ung mit 2wei} Eingängen bildet. Wenn TW , I^aktImP^{uls als a}"ch das vom Kollektor des ransistors 62 gelieferte Signal auf diese Und-Schal-

Svp⁸«· ^Werden· ^erzeuS^{l der} Emitterfolger 48 ein .< 1 ς? I⁸"³' ^{Zum Zur}ü<*setzen des Fiipflops 47 und «as Schwellwertkorrektursignal wird vom Vergleicher

Tr*™ ⁸, ^^eggenommen- ^Das Positive Signal vom ransistor β? _{lst eine umgekehrte Darste}|_{Iung des} fljp.

Lückenkorrekturschaltung in Fig.6. Da-

Flinfl™ 47 ^{auf die Diode ω} gegebene Taktimpuls das so FliDfloD 47 _{7urucki wenn das Η}._{ρΠορ 71 sjch in}^_ejnem

befindet, d. h., wenn kein positiver Auswird wpiT ^{VOm Aus}g^angsverstärker 16 abgegeben Teiade ,κ ^eine" ^festg^(:stellten Dunkelbereich des ^{gerade ab}getasteten Zeichens anzeigt

Wirkungsweise der Anlage

^{der Anla}ge "nd die in der erfin-

WelfenL ^{n Anlage auftr}etenden verschiedenen FiV₂JTT ^Werde" ^{nün umer} Bezugnahme auf die die wSli^1Sr ^{Und F} *^g·^2d beschrieben. In F i g. 2 stellt « sv nci ™ ^{a die Takt}Periode dar, welche die AnIadaran ΐ ^{ISiert U}"^{d als R}ö<*setzimpuls dient Es wird maß den'"""¹¹ ^ ^die entsprechenden Fiipflops gei?I" ^{einem Taktz}e«tpunkt bestehenden Zustän-^SetZJ·^Werden· ^Die Wellenform b ist eine sa?oM?^gp ^{eS Ein}g^angsngnals, welches vom Stabili-"«■ ^w">Hg.| erhalten wird und gleichzeitig auf die

a den

Vergleicherschaltung J5, die Maximumdetektorschaltung 19, die Minimumdetektorschaltung 20 und die Schwellwertkorrekturschaltung 14 gegeben wird. In der Wellenform b ist außerdem der von der Maximumdetektorschaltung 19 erzeugte, festgestellte Maximumwert und der von der Minimumdetektorschaltung 20 erzeugte, nachgewiesene Minimumwert dargestellt. Die Wellenform c zeigt ebenfalls die festgestellten Maximum- und Minimumwerte sowie den vom Schwellwertteil des Vergleichers 15 daraus gebildeten Schwellwert.

Es wird daran erinnert, daß bei der Zeichenabtastung die gesuchte Information dunklen Linien auf einem weißen Hintergrund entspricht und infolgedessen ist es die vom Photodetektor abgetastete Abwesenheit von Licht und nicht die Anwesenheit von Licht, welche die gesuchte Information darstellt. Daher ist die Wellenform b tatsächlich eine umgekehrte Darstellung der von der Anlage gesuchten Information. Das bedeutet, daß die Signale mit geringerer Amplitude dunkle Bereiche in dem abgetasteten Zeichen bedeuten, und diese Information wird in der Zeichenerkennungsanlage verarbeitet.

Die Wellenform d entspricht dem Ausgangssignal des Ausgangsverstärkers 16 in Form eines positiven Impulses, wobei diese Impulssignale sodann auf die logische Erkennungsschaltung der Zeichenerkennungsanlage übertragen werden, von der die erfindungsgemäße Anordnung einen Teil bildet.

Die Wirkungsweise der Anlage kann am besten beschrieben werden, indem die Beziehung zwischen der Wellenform b (dem Eingangssignal) und der Wellenform d (dem Ausgangssignal) beschrieben wird. In der Wellenform d sind die Ausgangsimpulse jeweils mit F. G, H und j bezeichnet. Die entsprechenden Eingangssignale in der Wellenform b, welche die entsprechenden Ausgangssignale ausgelöst haben, sind mit F', C, H' und /' bezeichnet. Die vorderen und rückwärtigen Flanken werden durch das zeitliche Auftreten der Eingangssignale mit Ausnahme des Ausgangssignals G festgelegt. Die rückwärtige Flanke des Ausgangssignals G ist auf das Taktsignal bezogen, da durch das Taktsignal normalerweise der aus der Tunneldiode bestehende Diskriminatorteil zurückgesetzt wird, wie oben beschrieben.

Wenn das ankommende Eingangssignal bei F', H' und J' länger dauert als eine Taktperiode, haben die entsprechenden Ausgangssignale F, H und / eine entsprechende Länge. Wenn jedoch das ankommende Signal kurzer ist als eine Taktperiode, wie bei G' gezeigt, wird das entsprechende Ausgangssignal G bis zum Ende der Taktperiode gestreckt. Dies wird erreicht, indem die Tunneldiode 30 in einen bistabilen oder Speicherzustand gebracht wird, bis ein Ausgangssignal w ahrend der vorangehenden Taktperiode erzeugt wird, in welchem Zeitpunkt die Tunneldiode 30 in einen Gleichlaufzustand gebracht wird. Daher ist die erste Taktperiode jedes Ausgangsimpulses F, G, H und /

ίο kennzeichnend für den Speicherzustand und die übrigen Taktperioden der Impulse F, H und / sind kennzeichnend für den Gleichlaufzustand.

Wenn die Abtastanlage einen schmalen Hellbereich in dem abgetasteten Zeichen festgestellt hat, wobei dieser Bereich zwischen zwei verhältnismäßig starken dunklen Linien liegt, wie bei der Wellenform b angedeutet, so wird der Schwellwert während der folgenden Taktperioden nach unten verschoben, so daß der als Tunneldiode ausgebildete Diskriminatorteil noch getrigger! werden kann, um einen Ausgangsimpuls, wie den Impuls /in der Wellenform d, zu erzeugen, welcher dem Signal / in der Wellenform 6 entspricht. Daß die Signalinformation, wie der Ausgangsimpuls /, normalerweise ohne die erfindungsgemäße Anordnung verlorengehen würde, läßt sich leicht aus einer Betrachtung der Eingangssignalform der Wellenform b verstehen. Diese Information wird infolge der Lückenkorrekturschaltung bewahrt und festgestellt, welche dazu dient, die Schwellwertkorrekturschaltung 14 in F i g. 1 in Bereitschaft zu setzen, durch das nächste ankommende, einem Hellbereich entsprechende Signal betätigt zu werden, so daß der Schwellwert verschoben und dieses niedrige Signal während einer bestimmten Taktperiode festgestellt wird, wie oben beschrieben. In der Wellenform c ist die durch die Schwellwertkorrekturschaltung 14 hervorgerufene Schwellwertverschiebung dargestellt.

Außer den beschriebenen, besonderen Funktionen besteht eine Hauptfunktion der Quantisierungsanlage darin, den Schwellwert als Funktion der während der jeweiligen Abtastung des Zeichens angetroffenen, nachgewiesenen Maximum- und Minimumweite zu verändern. Dieser Schwellwert ist das Ergebnis der algebraischen Summierung der von der Maximumdetektorschaltung 19 und der Minimumdetektorschaltung 20 gemäß F i g. 1 erzeugten Maximum- und Minimumwerte.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Impulsquantisierungsschaitung für eine Musteroder Zeichenerkennungsanlage, bei der Teile eines Musters aus hellen und dunklen Bereichen aufeinanderfolgend abgetastet werden und ein sich entsprechend den abgetasteten Teilen änderndes Spannungssignal erzeugt wird, mit einer Schwellwertschaltung zur Erzeugung eines Schwellwertsignals als Funktion der während der laufenden oder einer vorangegangenen Abtastung aufgetretenen Maxima oder Minima des sich ändernden Spannungssignais, mit einem an die Schwellwertschaltung angeschlossenen Generator, der einen Ausgangsimpuls erzeugt, wenn das veränderliche Spannungssigna! den Schwellwert überschreitet, und mit einer der Schwellwertschaltung zugeordneten SchweJJwertkorrekturschaltung, die die Größe des Schwellwertsignals in Richtung des veränderlichen Spannungssignals verschiebt, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertkorrekturschaltung (14) an den Ausgang des Generators (53) angeschlossen ist und unter der Voraussetzung, daß am Ausgang des Generators ein Ausgangsimpuls auftritt, eine momentane Verschiebung des von den Spannungssignalmaxirna und -minima abhängigen Schwellwertsignals in Richtung auf den Momentanweit des veränderlichen Spannungssignals vornimmt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Taktimpulsquelle (26) zur Festlegung gleicher Zeitintervalle sowie durch eine mit dem Generator (13) verbundene Signalkorrekturschaltung (17), die die Erzeugung des Ausgangsimpulses bis zum Auftreten des nächsten Taktimpulses aufrechterhält, selbst wenn in der Zwischenzeit das sich ändernde Spannungssignal den Schwellwert wieder unterschritten hat.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalkorrekturschaltung (17) die Erzeugung des Ausgangsimpulses nicht aufrechterhält, wenn der Ausgangsimpuls bereits beim letzten vorhergehenden Taktimpuls vorhanden war.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch einen Maximumdetektor (19) zum Erkennen und Speichern eines während der laufenden oder einer vorhergegangenen Abtastung aufgetretenen Spannungsmaximums in dem sich ändernden Spannungssignal sowie durch einen Minimumdetektor (20) zum Erkennen und Speichern eines während der laufenden oder einer vorangegangenen Abtastung aufgetretenen Spannungsminimums in dem sich ändernden Spannungssignal.

5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu ihr«;r zeitlichen Steuerung Taktimpulse dienen und daß der Generator (13) ein im Gleichlauf- oder Speichermodus betreibbares Diskriminatorelement (30) aufweist, das im Speichermodus arbeitet, wenn beim letzten Taktimpuls kein Ausgangsimpuls vorhanden war.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertkorrekturschaltung (17) mit dem Diskriminatorelement (30) verbunden ist und die Verschiebung des Momentanwerts des Schwellwertsignals in Richtung auf den Momentanwert des sich ändernden Spannungssignals vornimmt, wenn das Diskriminatorelement im Gleichlauf arbeitet.

7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, gekennzeichnet durch eine Korrekturschaltung (14), die das Diskriminatorelement (30) bis zum nächsten auftretenden Taktimpuls im Speichermodus hält, wenn der Generator (13) einen Ausgangsimpuis erzeugt.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Diskriminatorelement (30) eine im bistabilen oder monostabilen Zustand betreibbare Tunneldiode ist.