DE19935824A1

DE19935824A1 - Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinformationen für die Kanaldecodierung in einem Funkempfänger sowie entsprechender Funkempfänger

Info

Publication number: DE19935824A1
Application number: DE19935824A
Authority: DE
Inventors: Ralf Hartmann; Peter Bohnhoff
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 1999-07-29
Filing date: 1999-07-29
Publication date: 2001-02-15
Also published as: CN1367972A; US20020150175A1; KR100415939B1; EP1198890A2; DE50001182D1; JP2003506912A; US6782060B2; ATE232031T1; DK1198890T3; CN1319352C; WO2001010039A2; KR20020019934A; WO2001010039A3; EP1198890B1

Abstract

Der Entzerrer (8) eines Funkempfängers erzeugt Zuverlässigkeitsinformationen (q), welche Wahrscheinlichkeiten dafür angeben, daß ein empfangenes Datensymbol (z) auf einem bestimmten gesendeten Wert beruht. Die Zuverlässigkeitsinformationen (q) werden für jedes empfangene Datensymbol (z) durch Auswertung von Trellis-Zustandsübergängen unter Verwendung einer bestimmten Metrik bestimmt, wobei sowohl trellisbasierte Symbole als auch entscheidungsrückgekoppelte Symbole ausgewertet werden. Als entscheidungsrückgekoppelte Symbole werden zuvor mittels einer Hard Decision entschiedene und zustandsunabhängige Symbole verwendet.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinformationen für den Kanaldecodierer ei nes Funkempfängers, insbesondere eines Mobilfunkempfängers, sowie einen entsprechenden Funkempfänger.

Übertragungskanäle in Mobilfunksystemen sind durch ihren zeitabhängigen Mehrwege-Empfang charakterisiert, der bei di gitalen Übertragungssystemen zu Intersymbol-Interferenzen führt. Um derartige Intersymbol-Interferenzen bewältigen zu können, ist empfangsseitig eine Entzerrung der empfangenen Daten erforderlich. Sendeseitig werden die zu übertragenden Daten aufgrund der sich schnell ändernden Übertragungsbedin gungen sowie zur Unterdrückung von Nachbarkanal- und Gleich kanalstörungen in zellularen Netzen verwürfelt (Interleaving) und kanalcodiert übertragen.

Zur empfangsseitigen Kanaldecodierung sind Informationen wün schenswert, welche die Zuverlässigkeit der von dem Entzerrer durchgeführten Entzerrung angeben. Bei diesen Zuverlässig keitsinformationen handelt es sich um Informationen, welche durch eine sogenannte Soft Decision gewonnen werden. Im Ge gensatz zu einer Hard Decision, bei der lediglich eine feste Entscheidungsschwelle verwendet wird, wird bei einer Soft De cision eine Vielzahl von Entscheidungsschwellen verwendet und somit die Entscheidungssicherheit deutlich erhöht. Entzerrer, wie sie beispielsweise in GSM-Empfängern eingesetzt werden und auch gemäß der zukünftigen Erweiterung des GSM- Mobilfunkstandards, EDGE, vorgesehen sind, müssen daher ei nerseits das Empfangssignal ausreichend entzerren anderer seits die zuvor beschriebenen Zuverlässigkeitsinformationen bereitstellen.

Zur Erzeugung der zuvor genannten Zuverlässigkeitsinformatio nen sind viele unterschiedliche Verfahren bekannt, wobei in Mobilfunksystemen häufig Algorithmen verwendet werden, die auf einer sogenannten 'Maximum Likelihood Sequence Estimation (MLSE)' beruhen, wie sie z. B. in "Digital Communications", Proakis, J. G., McGraw-Hill, New York, 1983, beschrieben ist. Die verbreitetste Implemetierung dieses Verfahrens ist der Viterbi-Algorithmus, bei dem mit Hilfe von Trellis-Diagrammen die zuvor erwähnten Zuverlässigkeitsinformationen in Form von Wahrscheinlichkeiten dafür gewonnen werden, ob ein empfange nes Symbol auf einer gesendeten '0' oder einer gesendeten '1' beruht.

Da dieser (optimale) Algorithmus jedoch sehr komplex und dem zufolge sehr rechenaufwendig ist und einen sehr großen Spei cherplatz erfordert, wurden verschiedene suboptimale Verfah ren entwickelt, die auf einfachere Art und Weise Zuverlässig keitsinformationen für den Kanaldecodierer zur Verfügung stellen.

Ein derartiges suboptimales Verfahren ist u. a. in "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time- Varying Intersymbol Interference", Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, beschrieben. Gemäß diesem als 'Reduced Sta te Soft Decision Equalizer' bezeichneten Verfahren, welches einem Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 ent spricht, werden die Zuverlässigkeitsinformationen in dem Ent zerrer Symbol für Symbol generiert. Der entsprechende Algo rithmus ist zu einem Hard Decision Viterbi-Algorithmus sehr ähnlich, erzeugt jedoch die Zuverlässigkeitsinformationen auf deutlich einfachere Art und Weise, wobei zu einem Zeitpunkt µ die Zuverlässigkeitsinformation für ein empfangenes Symbol zum Zeitpunkt µ - L ermittelt wird. Dabei bezeichnet L die Län ge des Beobachtungszeitraums und entspricht mindestens der Länge der Kanalimpulsantwort des Übertragungskanals. Die Zu verlässigkeitsinformation wird ermittelt, indem anhand eines Trellis-Diagramms der beste 'Einspfad' des Trellis-Diagramms, d. h. der beste oder günstigste Pfad mit dem Wert '1' zum Zeitpunkt µ - L, und der beste 'Nullpfad', d. h. der beste oder günstigste Pfad mit dem Wert '1' zum Zeitpunkt µ - L, ermittelt wird. Die Ermittlung dieser beiden Pfade des Trellis-Diagramms erfolgt anhand von Metriken, welche für die einzelnen Zustandsübergänge in dem Trellis-Diagramm berechnet werden. Dabei wird insbesondere die sogenannte Matched- Filter-Metrik angewendet. Die Zuverlässigkeitsinformation wird schließlich dadurch erhalten, daß die auf diese Weise für den besten 'Einspfad' und den besten 'Nullpfad' berechne ten Metriken zueinander in Beziehung gesetzt werden. Um den Rechenaufwand und den Speicherbedarf zu reduzieren, wird zur Berechnung der einzelnen Metriken eine Trellis mit einer re duzierten Anzahl an Zuständen verwendet. Nur für die Elemente 0 . . . L' (L' < L) der Kanalimpulsantwort wird eine trellisba sierte Entzerrung gestartet, während die übrigen Elemente L' + 1 . . . L lediglich entscheidungsrückgekoppelt in die trellis basierte Entzerrung eingehen. Die Grundlagen dieser Entschei dungsrückkopplung ('Decision Feedback Sequence Estimation') können beispielsweise dem Aufsatz "Reduced-State Sequence Estimation With Set Partitioning And Decision Feedback", Ve dat Eyuboglu und Shahid Qureshi, 1988 IEEE, entnommen werden.

Bei der zuvor beschriebene Vorgehensweise muß der Entzerrer zu jedem Zeitpunkt µ den auf den Zeitpunkt µ - L' bezogenen be sten Eins- und Nullpfad ermitteln und daraus die Zuverlässig keitsinformation für das empfangene Symbol zum Zeitpunkt µ - L' berechnen. In die Zweigmetriken gehen dabei einerseits Bits zu den Zeitpunkten µ . . . µ - L' und Bits zu den Zeitpunkten µ - L'- 1 . . . µ - L ein, wobei die letztgenannten Bits, wie bereits be schrieben, als Entscheidungsrückkopplung in die Metrikberech nung eingehen. Diese letztgenannten Bits ergeben sich aus den einzelnen sogenannten 'Survivor'-Pfaden der 2^L'-Zustände des Trellis-Diagramms, d. h. den jeweils kostengünstigsten und wahrscheinlichsten Zustandsübergängen, die jedoch demzufolge von Zustand zu Zustand verschieden sind, so daß ein entspre chend hoher Rechenaufwand und Speicherbedarf erforderlich ist, da der Entzerrer zu jedem Zeitpunkt µ eine Liste mit 2^L' Zuständen führen muß.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinformationen für die Kanaldecodierung in einem Funkempfänger sowie einen entsprechenden Funkempfänger bereitzustellen, womit der Berchnungsaufwand und der dafür benötigte Speicherplatz redu ziert werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruches 1 bzw. einen Funkempfänger mit den Merkmalen des Anspruches 9 gelöst. Die Unteransprüche de finieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsfor men der vorliegenden Erfindung.

Die vorliegende Erfindung basiert auf der in "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varying Intersymbol Interference", Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, beschriebenen und zuvor erläuterten Vorgehenswei se. Erfindungsgemäß werden die in Form einer Entscheidungs rückkopplung berücksichtigten Bits jedoch nicht mehr zu standsabhängig in einer Liste geführt, sondern für die Ent scheidungsrückkopplung gehen Symbole in die Berechnung ein, welche bereits zuvor entschieden worden sind, d. h. diese Bits oder Symbole sind für alle 2^L' Zustände identisch.

Zur Entscheidung dieser Symbole, d. h. zur Ermittlung des bei spielsweise binären Werts dieser Symbole, wird zu jedem zeit punkt µ aus dem besten Null- und Einspfad eine Zuverlässig keitsinformation für das Symbol zum Zeitpunkt µ - L' erzeugt, mit Hilfe einer Hard Decision in ein Bit mit entsprechendem Wert umgewandelt und während der nächsten L - L' folgenden Zeitpunkte bei der Berechnung der einzelnen Metriken weiter verwendet.

Die vorliegende Erfindung, welche insbesondere zur Entzerrung von Intersymbol-Interferenzen in Mobilfunksystemen gemäß dem GSM-, DCS1800- oder PCAS1900-Standard einsetzbar ist, besitzt den großen Vorteil, daß der Implementierungsaufwand sowohl bei einer hardwaremäßgen Realisierung als auch bei einer Rea lisierung auf einem digitalen Signalprozessor deutlich redu ziert werden kann, da für die entscheidungsrückgekoppelten Bits keine aufwendigen Felder geführt werden müssen, sondern lediglich L - L' Variablen genügen, die nur einmal pro Symbo lausgabe aktualisiert werden müssen, so daß sowohl Speicher platz als auch Rechenleistung und somit elektrische Energie eingespart werden kann. Umfangreiche Simulationen (die bei spielsweise für L' = 2 auf einer GSM-Downlink-Strecke durch geführt worden sind) haben zudem bewiesen, daß für die in der sogenannten GSM-Recommendation 05 angegebenen Kanalmodelle keine spürbare Verschlechterung der Bitfehlerrate festzustel len ist.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend näher unter Bezug nahme auf die beigefügte Zeichnung erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Mobilfunk-Übertragungsmodell in Form eines einfachen Blockschaltbilds,

Fig. 2 zeigt ein Modell des Kanals des in Fig. 1 gezeigten Mobilfunksystems, und

Fig. 3A und 3B zeigen Darstellungen zur Erläuterung der Me trikberechnung in einem Trellis-Diagramm.

Zur Herleitung und Erläuterung des der vorliegenden Erfindung zugrundeliegenden Prinzips wird nachfolgend auf die bereits erwähnte Druckschrift "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varying Intersymbol Interfe rence", Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, und insbe sondere auf das in Fig. 1 gezeigte Übertragungsmodell eines Mobilfunksystems Bezug genommen, wobei ein Mobilfunksender 1 und ein Mobilfunkempfänger 7 dargestellt sind, welche über einen Kanal 6 miteinander kommunizieren.

In dem Sender 1 werden zu übertragende Informationen, bei spielsweise Sprachinformationen, von einem Quellencodierer 2 zunächst in ein digitales Signal, d. h. in eine Folge von '1'- und '0'-Symbolen, umgesetzt und in Form von quellencodierten Datenwörtern oder Datenvektoren b ausgegeben, deren einzelnen Elemente oder Symbolen jeweils den Wert '1' oder '0' aufwei sen. Von einem Kanalcodierer 3 wird jedes Datenwort b in ein Codewort c abgebildet, dessen Symbole von einem Interleaver 4 permutiert, d. h. verwürfelt werden. Idealerweise erfolgt das Interleaving derart, daß beliebige zwei Symbole eines Code worts c auf zwei unterschiedliche Ausgangswörter d des Inter leavers 4 abgebildet werden. Der Formatierer 5 fügt schließ lich am Anfang und Ende jedes Datenworts d des Interleavers 4 L bekannte Symbole (sogenannte Tail-Symbole) an, um einen de finierten Anfangs- und Endzustands des nachfolgend näher er läuterten Modells des Kanals vorzugeben. Von dem Formatierer 5 werden somit Sendewörter oder Sendevektoren e mit e = (e_1- _L, . . ., e1, e2, . . ., e_M) und M = I + L ausgegeben, wobei I die Länge der von dem Interleaver 4 ausgegebenen Datenwörter d bezeichnet.

Der in Fig. 1 gezeigte Kanal 6 umfaßt u. a. den Modulator und Verstärker des Senders, den eigentlichen HF-Kanal (Übertra gungskanal) sowie die Vorempfangsstufe, das Eingangsfilter und den A/D-Wandler des Empfängers und kann durch das in Fig. 2 gezeigte Kanalmodell dargestellt werden. Das Kanalmodell entspricht einer Zustandsmaschine mit L Speicherstufen, deren einzelnen zwischengespeicherten Sendesymbole e_m . . . e_m-L über Multiplizierer 12 mit Hilfe eines Addierers 13 addiert wer den. Die Koeffizienten h₀ . . . h_L entsprechen den Koeffizienten der Kanalimpulsantwort. In dem Modell ist auch das im Über tragungskanal auftretende Rauschen in Form des additiven wei ßen Gaußrauschens (AWGN) berücksichtigt, welches mit Hilfe eines Addierers 14 das Ausgangssignal des Addierers 13 über lagert, so daß schließlich ein Empfangssymbol z_m des Empfän gers erhalten wird.

Im Empfänger 7 besitzen der Entzerrer 8, der Deinterleaver 9 und der Kanaldecodierer 10 gemeinsam die Aufgabe, anhand der Empfangssequenz z die ursprüngliche Sendesequenz b mit größt möglicher Zuverlässigkeit z bestimmen. Dazu werden mit Hilfe einer Soft Decision Zuverlässigkeitsinformationen für den Ka naldecodierer 10 erzeugt, welche für jedes empfangene Symbol die a-priori-Wahrscheinlichkeit angeben, daß das empfangene Symbol auf einer gesendeten '0' oder '1' beruht.

Zu Erzeugung dieser Zuverlässigkeitsinformationen wird das in Fig. 2 gezeigte Kanalmodell durch ein entsprechendes Trellis- Diagramm dargestellt, welches das Verhalten des Kanals in Form von Zustandsübergängen beschreibt. Die Trellis gibt da bei für jeden augenblicklichen Zustand des Kanals in Abhän gigkeit von einem neuen Symbol e_m den neuen Zustand an, wobei nachfolgend ein Trelliszustand zum Zeitpunkt µ mit S_µ be zeichnet wird und durch S_µ = (e_µ-L+1, . . ., e_µ) definiert ist.

Jedem Zustandswechsel S_µ-1 → S_µ kann ein metrisches Inkrement zugewiesen werden, welches dann später zur Beurteilung der Wahrscheinlichkeit dieses Zustandswechsels ausgewertet wird und durch die folgende Formel definiert ist:

Satt dessen kann auch die sogenannte Matched-Filter-Metrik, wie sie z. B. in "Digital Communications", Proakis, J. G., McGraw-Hill, New York, 1983, beschrieben ist, verwendet wer den:

Der Ausdruck

bezeichnet den Ausgangswert des Matched Filters zum Zeitpunkt µ, und der Ausdruck

bezeichnet den l-ten Abtastwert der Autokorrelationsfunktion der Kanalimpulsantwort. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die Verwendung der Matched-Filter-Metrik be schränkt.

Unter Verwendung der oben beschriebenen Metrikformel (2) kann nunmehr die dem in Fig. 2 gezeigten Kanal 6 entsprechende Trellis ausgewertet werden, um zu jedem Zustand S_µ für jeden Trellis- oder Zeitschritt µ entsprechende Wahrscheinlichkei ten zu berechnen. Dabei wird idealerweise die Trellis sowohl in Rückwärts- als auch in Vorwärtsrichtung durchlaufen. Nach folgend soll der Algorithmus zur Verarbeitung eines Empfangs worts z näher erläutert werden.

Beim Rückwärtsdurchlaufen der Trellis kann für jeden Trellis schritt µ von µ = M bis µ = L sowie für jeden Trelliszustand Sµ eine Rückwärtsmetrik Λ_b(S_µ) unter Verwendung der folgenden Rekursion berechnet werden:

Λ_b(S_µ-1) = -ln{exp(-Λ_b(S'_µ) - λ(S_µ-1, S'_µ)) + exp(-Λ_b(S"_µ) - λ(S_µ-1, S^' _µ))} (5)

Die beiden Zustände S'_µ und S"_µ sind durch den Zustand S_µ-1 bei Vorliegen des Zustandswerts e_µ = 1 bzw. e_µ = 0 definiert.

Auf analoge Art und Weise kann für jeden Trelliszustand S_µ eine Vorwärtsmetrik Λ_f(S_µ) unter Verwendung der folgenden Re kursion berechnet werden:

Λ_f(S_µ) = -ln{exp(-Λ_f(S'_µ-1) - λ(S'_µ-1, S_µ)) + exp(-Λ_f(S"_µ-1) - λ(S"_µ-1))} (6)

In diesem Fall sind die beiden Zustände S'_µ-1 und S"_µ-1 durch den Zustand S_µ bei Vorliegen des Zustandswerts e_µ-L = 1 bzw. e_µ-L = 0 definiert.

Für jeden Zustandsübergang S_µ-1 → S_µ der Trellis können nun mehr die Metriken Λ_f(S_µ-1), λ(S_µ-1, S_µ) und Λ_b(S_µ) addiert und ihre inversen Exponentiale über sämtliche Zustände S_µ ge trennt für e_µ-L = 0 und e_µ-L = 1 aufaddiert werden:

Mit Hilfe des in der Formel (7) dargestellten Ausdrucks kann schließlich zum Zeitpunkt µ ein Soft Decision-Wert q(e_µ-L) für das Bit e_µ-L berechnet werden, indem die anhand der Formel (7) berechneten Werte für e_µ-L = 1 und e_µ-L = 0 zueinander in Be ziehhung gesetzt werden:

q(e_µ-L) = u(e_µ-L = 1) - u(e_µ-L = 0) (8)

Zur Verdeutlichung der obigen Formel (7) ist in Fig. 3A ein Ausschnitt der dem in Fig. 2 gezeigten Kanalmodell zugeordne ten Trellis für L = 2 und e_m = 1 dargestellt, während in Fig. 3B ein Ausschnitt derselben Trellis für e_m = 0 dargestellt ist. Dabei sind sowohl in Fig. 3A als auch in Fig. 3B ledig liche diejenigen Pfade der Trellis dargestellt, welche bei diesem Beispiel zu der Summe der Formel (7) beitragen. Des weiteren sind in Fig. 3A und 3B jeweils die Metriken Λ_f(S_µ-1), λ(S_µ-1, S_µ) und Λ_b(S_µ) eingetragen.

Da mit Hilfe der oben beschriebenen Vorgehensweise optimale Soft Decision-Werte als Zuverlässigkeitsinformationen für die Kanaldecodierung gewonnen werden können, wird dieser Algo rithmus in "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varying Intersymbol Interference", Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, als 'Optimum Soft Decision Equalization Algorithm (OSDE)' bezeichnet.

Da jedoch dieser Algorithmus viel Speicherplatz und einen großen Rechenaufwand erfordert, besteht das Bedürfnis nach einem vereinfachten Algorithmus, dessen Komplexität einer seits deutlich reduziert ist und der andererseits dennoch möglichst genaue Zuverlässigkeitsinformationen liefert.

Diesbezüglich wird in "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varying Intersymbol Interfe rence", Wolfgang Koch und Alfred Bajer, 1990 IEEE, zunächst vorgeschlagen, in der Formel (7) die Exponentialberechnungen zu vereinfachen. Die Formel (7) enthält allgemein einen Aus druck der Form -ln(e^-x + e^-y), wobei jedoch für derartige Aus drücke die folgende Beziehung gilt:

-ln(e^-x + e^-y) = min(x, y) - ln(1 + e^-|y-x|) (9)

Für x << y und x << y kann somit der Ausdruck -ln(e^-x + e^-y) mit vernachlässigbarem Fehler durch die Minimalwertbildung min(x,y) angenähert werden. Eine weitere Vereinfachung kann erzielt werden, wenn auf das Rückwärtsdurchlaufen der Trellis verzichtet und somit in der Formel (7) die Metriken Λ_b(S_µ) für sämtliche Zustände S_µ auf 0 gesetzt werden.

Die Berechnung der Zuverlässigkeitsinformation zum Zeitpunkt µ für den Zeitpunkt µ - L gemäß Formel (8) vereinfacht sich so mit wie folgt:

Der wesentliche Unterschied zum klassischen Viterbi- Algorithmus besteht somit lediglich darin, daß zur Berechnung der Soft Decision-Werte q(e_µ-L) nur die Auswahl von zwei Mini malwerten aus einer Menge von 2^L Metriken erforderlich ist. In "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varying Intersymbol Interference", Wolfgang Koch und Alfred Bajer, 1990 IEEE, wird dieser Algorithmus daher als 'Soft Decision Viterbi Equalizer (SDVE)' bezeichnet.

Eine weitere Vereinfachung kann erzielt werden, wenn dieser SDVE-Algorithmus mit 2^L-Zuständen durch einen SDVE- Algorithmus mit einer reduzierten Zustandsanzahl 2^L' der Trellis mit L' < L ersetzt wird. Für die obige Formel (2) zur Berechnung der Matched-Filter-Metriken ergibt sich dann der folgende Ausdruck:

Die Bits e_µ-1 für l = 1 . . . L' repräsentieren dann wie bei dem obigen Algorithmus die Zustandsbits des Zustands S_µ-1. Darüber hinaus ist nunmehr die Berechnung der Matched-Filter-Metriken auch noch von einer zweiten Gruppe von Bits e'_µ-1 für 1 = L' + 1 . . . L abhängig, welche nicht direkt in die trellisba sierte Entzerrung eingehen; vielmehr handelt es sich bei die sen Bits um entscheidungsrückgekoppelte Bits.

Während in "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varying Intersymbol Interference", Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, bezüglich dieser Gruppe von entscheidungsrückgekoppelten Bits vorgeschlagen wird, die Bits e'_µ-1 für 1 = L' + 1 . . . L anhand der sogenannten 'Survivor'- Pfade für die 2^L'-Zustände der Trellis zu bestimmen (vgl. die obige Beschreibung), wird im Rahmen der vorliegenden Erfin dung vorgeschlagen, hierfür keine zustandsabhängigen Bits zu verwenden, sondern es werden zuvor entschiedene Bits, d. h. Symbole, deren Wert zuvor auf '0' oder '1' festgelegt worden ist, verwendet, welche für sämtliche 2^L' Zustände denselben Wert besitzen.

Diese entscheidungsrückgekoppelten Bits e'_µ-1 für 1 = L' + 1 . . . L können dadurch gewonnen werden, daß zu jedem Zeitpunkt µ wie üblich aus dem besten Null- und dem besten Einspfad eine Zu verlässigkeitsinformation für das Symbol zum Zeitpunkt µ - L' ermittelt wird. Diese Zuverlässigkeitsinformation wird mit einer festen Entscheidungsschwelle, d. h. mit Hilfe einer Hard Decision, in ein Bit mit dem Wert 0 oder 1 umgesetzt und als entscheidungsrückgekoppeltes Bit ('Decision Feedback') für die weiteren L - L' Zeitpunkte verwendet. Die Bits e'_µ-1 . . . e'_µ-L sind somit für alle 2^L'-Zustände konstant, wo durch ein geringerer Speicherplatz und Rechenaufwand zur Be rechnung der Matched-Filter-Metriken gemäß Formel (10) erfor derlich ist. Eine Abwandlung der obigen Formeln ist zur Durchführung der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich.

Die Soft Decision-Zuverlässigkeitsinformation q(e_µ-L') kann dann analog zu obiger Formel (10) berechnet werden, wenn in die Formel (10) der Ausruck gemäß Formel (11) eingesetzt wird:

Daher wird zu jedem Zeitpunkt µ eine Zuverlässigkeitsinforma tion für den Zeitpunkt µ - L' unter Verwendung einer reduzier ten Anzahl von 2^L' unterschiedlichen Zuständen berechnet. Bei der vorliegenden Erfindung handelt es sich somit um einen su poptimalen Ansatz eines SDVE-Algorithmus mit reduzierter Zu standsanzahl.

Bezugszeichenliste

1

Sender

2

Quellencodierer

3

Kanalcodierer

4

Interleaver

5

Formatierer

6

Übertragungskanal

7

Empfänger

8

Entzerrer

9

Deinterleaver

10

Kanaldecodierer

11

Speicherstufe

12

Multiplizierer

13

Addierer

14

Addierer
b Datenwort des Quellencodierers
c Datenwort des Kanalcodierers
d Datenwort des Interleavers
e Sendedatenwort, Zustandswort
z Empfangsdatenwort
q Zuverlässigkeitsinformation
S Zustand
µ Zeitschritt
e_m

Sendesymbol
L Länge der Kanalimpulsantwort
AWGN Additives weißes Gaußrauschen
Λ_f

Vorwärtsmetrik
Λ_b

Rückwärtsmetrik
λ Zustandswechselmetrik

Claims

1. Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinformationen für die Kanaldecodierung in einem Funkempfänger,
wobei die Zuverlässigkeitsinformationen (q) Wahrscheinlich keiten dafür angeben, daß ein von dem Funkempfänger (7) über einen Funkkanal (6) empfangenes Datensymbol (z) auf einem er sten oder zweiten gesendeten Wert beruht,
wobei für jedes empfangene Datensymbol (z) zu einem beliebi gen Zeitpunkt µ eine Zuverlässigkeitsinformation (q) für den Zeitpunkt µ - L' ermittelt wird, indem anhand eines Zustandsmo dells mit 2^L' Zuständen ein erster Pfad, der zum Zeitpunkt µ - L' am wahrscheinlichsten den ersten Wert enthält, und ein zweiter Pfad, der zum Zeitpunkt µ - L' am wahrscheinlichsten den zweiten Wert enthält, ermittelt wird und für den ersten Pfad und den zweiten Pfad berechnete Metriken zueinander in Beziehung gesetzt werden, und
wobei die für den ersten Pfad und den zweiten Pfad berechne ten Metriken in Abhängigkeit von einer ersten Gruppe von zu den Zeitpunkten µ . . . µ - L' vorliegenden Symbolen und einer zweiten Gruppen von zu den Zeitpunkten µ - L' - 1 . . . µ - L vorlie genden Symbolen des Zustandsmodells berechnet werden und L mindestens der Länge der Kanalimpulsantwort des Funkkanals (6) mit L < L' entspricht,
dadurch gekennzeichnet, daß zur Ermittlung der Zuverlässigkeitsinformation (q) für den Zeitpunkt µ - L' als Symbole der zweiten Gruppe Symbole verwendet werden, deren Wert vor dem Zeitpunkt µ - L' entschie den worden und für sämtliche Zustände des Zustandsmodells identisch ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zu dem Zeitpunkt µ ermittelte Zuverlässigkeitsinfor mation (q) für den Zeitpunkt µ - L' in ein entsprechendes binä res Symbol umgesetzt und während der darauffolgenden L - L' Zeitpunkte als Symbol der zweiten Gruppe verwendet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zu dem Zeitpunkt µ ermittelte Zuverlässigkeitsinfor mation (q) für den Zeitpunkt µ - L' mittels einer Hard Decision in das entsprechende binäre Symbol umgesetzt wird.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Zustandsmodell durch eine Trellis-Darstellung reali siert ist.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß für die Metriken Matched-Filter-Metriken verwendet wer den.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Metrik λ' für einen Übergang von einem Zustand S_µ-1 zu einem Zustand S_µ in dem Zustandsmodell zum Zeitpunkt µ gemäß der Formel berechnet
wobei e_µ die Symbole der ersten Gruppe zum Zeitpunkt µ, e_µ' die Symbole der zweiten Gruppe zum Zeitpunkt µ, y_µ das Aus gangssymbol des verwendeten Matched Filters zum Zeitpunkt µ, σ² die Varianz der Rauschleistungsdichte des Funkkanals (6) und ρ_l den l-ten Wert der Autokorrelationsfunktion der Ka nalimpulsantwort des Funkkanals (6) bezeichnet.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren in einem Mobilfunkempfänger (7) eines Mo bilfunksystems angewendet wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren in einem GSM-Mobilfunkempfänger (7) ange wendet wird.

9. Funkempfänger,
mit einem Entzerrer (8) zum Entzerren eines über einen Funk kanal (6) empfangenen Funksignals und zum Erzeugen von Zuver lässigkeitsinformationen (q) für einen nachgeschalteten Ka naldecodierer (10),
wobei die Zuverlässigkeitsinformationen (q) Wahrscheinlich keiten dafür angeben, daß ein empfangenes Datensymbol (z) auf einem ersten oder zweiten gesendeten Wert beruht,
wobei der Entzerrer (8) derart ausgestaltet ist, daß er für jedes empfangene Datensymbol (z) zu einem beliebigen Zeit punkt µ eine Zuverlässigkeitsinformation (q) für den Zeit punkt µ - L' ermittelt, indem anhand eines Zustandsmodells mit Zuständen ein erster Pfad, der zum Zeitpunkt µ - L' am wahrscheinlichsten den ersten Wert enthält, und ein zweiter Pfad, der zum Zeitpunkt µ - L' am wahrscheinlichsten den zwei ten Wert enthält, ermittelt wird und für den ersten Pfad und den zweiten Pfad berechnete Metriken zueinander in Beziehung gesetzt werden, und
wobei der Entzerrer (8) derart ausgestaltet ist, daß er die für den ersten Pfad und den zweiten Pfad berechneten Metriken in Abhängigkeit von einer ersten Gruppe von zu den Zeitpunk ten µ . . . µ - L' vorliegenden Symbolen und einer zweiten Grup pen von zu den Zeitpunkten µ - L' - 1 . . . µ - L vorliegenden Symbo len des Zustandsmodells berechnet, wobei L mindestens der Länge der Kanalimpulsantwort des Funkkanals (6) mit L < L' entspricht,
dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer (8) derart ausgestaltet ist, daß er zur Er mittlung der Zuverlässigkeitsinformation (q) für den Zeit punkt µ - L' als Symbole der zweiten Gruppe Symbole verwendet, deren Wert vor dem Zeitpunkt µ - L' entschieden worden und für sämtliche Zustände des Zustandsmodells identisch sind.

10. Funkempfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer (8) zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1-8 ausgestaltet ist.