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Die
Erfindung betrifft einen gleichspannungsdriftfreien Polarisationstransformator
nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
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Im
Folgenden werden Fachartikel und Schutzrechte aufgelistet, die sich
mit dem Problem elektrisch gesteuerter Polarisationstransformatoren auseinandersetzen.
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Im
IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol. QE-17, Nr. 6, Juni 1981,
Seiten 965 bis 969 ist eine generelle Einrichtung für einen
elektrisch gesteuerten Polarisationstransformator beschrieben.
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Auch
in der US Patentanmeldung US 4,384,760 wird ein allgemeiner, elektrisch
gesteuerter Polarisationstransformator offengelegt.
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In
der älteren
Patentanmeldung
DE
198 30 990 A1 ist ein Polarisationstransformator/Kompensator
beschrieben, der auf einem doppelbrechenden Substratmaterial realisiert
ist. Dieser stellt die Weiterentwicklung eines in IEEE Journal of
Quantum Electronics, Vol. QE-18, Nr. 4, April 1982, Seite 767 bis 771
beschriebenen Polarisationstransformators dar.
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Diese
Anordnung besteht aus einem Lithiumniobatchip, der an seiner Oberfläche Elektroden aufweist.
Zwischen dem Substrat und den Elektroden wird üblicherweise eine isolierende
Pufferschicht angebracht, die bei der Verwendung von metallischen Elektroden
die Dämpfung
des optischen Signals verhindert. Bei diesem Aufbau tritt das Problem
der sogenannten von Gleichspannungen verursachten DC-Drift (DC =
Gleichstrom) auf. Diese entsteht dadurch, daß Pufferschichten und Elektroden
unterschiedliche Verhältnisse
von Dielektrizitätskonstante zur
Leitfähigkeit
besitzen. Durch die dielektrischen Ei genschaften von Substrat und
Pufferschicht stellt sich nach Anlegen einer Gleichspannung an eine Elektrode
zunächst
eine durch das elektrostatische Feld gegebene Potentialverteilung
ein. Im Laufe der Zeit wird sich diese ändern und in eine durch Leitfähigkeiten
von Substrat und Pufferschicht verursachte Potentialverteilung übergehen.
Obwohl die Spannung an den Elektroden gleich bleibt, ändert sich
das Feld im Inneren des Lithiumniobatchips aufgrund der neuen Potentialverteilung,
insbesondere auch im optischen Wellenleiter, so daß ein anderer
als der gewünschte
elektrooptische Effekt entsteht.
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Eine
weitere, sehr schädliche
Ursache der DC-Drift wird darin vermutet, daß bei hoher eingestrahlter
optischer Leistung, aber auch schon bei üblicher Leistung im Laufe der
Zeit durch Absorption Ladungsträgerpaare
gebildet werden. Wenn zwischen Elektroden eine Gleichspannung und
somit ein elektrisches Feld anliegt, werden diese Ladungsträgerpaare
durch das elektrische Feld getrennt. Dies führt zu einer Schwächung des
elektrischen Feldes. Im Laufe der Zeit werden deshalb immer höhere Spannungen
benötigt,
um die gewünschten
Polarisationstransformationen zu erzielen. Dies erschöpft entweder
die Fähigkeiten
der vorhandenen Spannungsquellen oder es kommt zu Überschlägen zwischen den
Elektroden. Hierbei ist zu bedenken, daß man bei einem leistungsfähigen Polarisationstransformator
der oben genannten Art u. U. recht hohe Spannungen bis etwa 100
V benötigen
kann. Die DC-Drift kann deshalb die ordnungsgemäße Funktion eines Kompensators
einschränken
oder sogar verhindern.
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Bisher
wurde versucht, durch verbesserte Technologie mit einer verbesserten
Abstimmung von Dielektrizitätskonstanten
und Leitfähigkeit
der Pufferschicht, einem verlustarmen Kristall und anderen Maßnahmen
das Problem zu lösen.
Selbst bei Lithiumniobat-Intensitätsmodulatoren, die nur mit
kleinen Spannungen betrieben werden, scheint dies nur teilweise
gelungen zu sein.
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Aufgabe
der Erfindung ist es daher, eine relativ einfache Maßnahme zur
Vermeidung der DC-Drift bei Polarisationstransformatoren (PMD-Kompensatoren)
anzugeben.
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Diese
Aufgabe wird durch in den unabhängigen
Ansprüchen
1 und 5 angegebenen Verfahren gelöst. In einem unabhängigen Patentanspruch
10 wird ein geeigneter Polarisationstransformator (PMD-Kompensator)
angegeben. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Die
Lösung
des Problems liegt in der Verwendung von gleichanteilsfreien Steuerspannungen.
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Besonders
vorteilhaft ist es, wenn ein differentieller TE-TM-Phasenmodulator,
(TE – transversal-elektrisch;
TM – transversal-magnetisch)
am Eingang eines Kompensators vorgesehen ist.
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Dies
hat den Vorteil, daß eine
differentielle TE-TM-Phasenmodulation
der eingestrahlten Lichtwelle erzeugt wird. Bei geeigneter Ausprägung dieser
Phasenmodulation können
die nachfolgenden TE-TM-Wandlerzellen mit gleichspannungsfreien
Signalen angesteuert werden.
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Vorteilhaft
ist die Ansteuerung des TE-TM-Phasenmodulators mit einer Dreieckspannung
niedriger Frequenz. Hierdurch können
die TE-TM-Wandlerelektroden mit gleichanteilsfreien Cosinus- bzw.
Sinusspannungen (genauer: meist mit aneinandergefügten jeweils
eine Periode umfassenden Abschnitten von Sinusspannungen) angesteuert werden.
Diese Wandlerspannungen werden als Cosinus- bzw. Sinusfunktionen
vorgegeben, wobei die eigentliche PMD-Kompensation nur durch Änderung der
Amplitude und der Phase erfolgt. Da die Dreiecksspannung ebenfalls
gleichanteilsfrei gewählt werden
kann, tritt in diesem Fall auch im differentiellen TE-TM-Phasenmodulator
keine DC-Drift auf;
allerdings wäre
sie dort ohnehin nicht störend.
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Zumindest
ein Teil der Wandler-Steuerspannungen kann auch von einer Regeleinrichtung
erzeugt werden.
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Alternativ
zur Verwendung eines TE-TM-Phasenmodulators kann eine entsprechende differentielle
TE-TM-Phasenmodulation auch durch einige, vorzugsweise im Eingangsteil
des Chips gelegene TE-TM-Wandler erzeugt werden. Hierzu erhalten
die nicht im Eingangsbereich des Chips angeordneten Wandlerzellen
gleichspannungsfreie Steuerspannungen, während die Steuerspannungen
der ersten Wandlerzellen von der Kompensationsregelung er zeugt werden.
Dies bewirkt, daß man
zwar auf den TE-TM-Phasenmodulator
verzichten kann, weil diese Aufgabe von den vordersten TE-TM-Wandlerzellen
selbst übernommen
wird, hat aber den Nachteil, daß die
dazu erforderlichen Spannungen normalerweise nicht gleichanteilsfrei
sind, so daß es
in den vordersten TE-TM-Wandlern eine DC-Drift geben könnte.
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Vorteilhaft
kann die Verwendung eines zweiten TE-TM-Phasenmodulators sein, um einer von
der Ansteuerspannung zeitunabhängige
Ausgangspolarisation zu erhalten.
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Die
Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen
näher erläutert.
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Es
zeigen:
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1 den
prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Kompensators,
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2 einen
PMD-Kompensator mit Polarisationsstrahlteiler,
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3 eine
Regeleinrichtung zur PMD-Kompensation,
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4 eine
Variante erfindungsgemäßen Kompensators,
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5 ein
Zeitdiagramm der Modulationswinkelfunktion und
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6 ein
Zeitdiagramm der Wandler-Steuerspannungen.
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1 zeigt
eine Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Polarisationstransformators/PMD-Kompensators
K1. Dieser ist als Chip mit einem Lithiumniobatsubstrat SUB realisiert.
Andere in Frage kommende Materialien sind Lithiumtantalat oder ähnliche
hoch doppelbrechende Materialien. Die kristallographischen Achsen
Y und Z liegen in der Zeichnungsebene, die kristallographische Achse
X geht in die Zeichenebene hinein. Es sind auch andere Ausführungsformen
denkbar.
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Ein
Wellenleiter WG ist an der Chipoberfläche durch Titan-Eindiffusion realisiert.
Der Wellenleiter WG ist einmodig, so daß TE- und TM-Wellen mit einer
Brechzahldifferenz von etwa 0,07 ausbreitungsfähig sind. Auf der Chipoberfläche ist
zunächst
eine Pufferschicht PS aus Siliziumdioxid oder einem anderen Isolator
angebracht (wenn dagegen die Elektroden optisch transparent sind,
beispielsweise aus Indium-Zinn-Oxid gefertigt sind, kann auf die
Pufferschicht unter Umständen
verzichtet werden).
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Auf
die Pufferschicht sind elektrisch leitfähige Interdigitalelektroden
E1j, E2j aufgedampft, die die Form eines Kammes aufweisen, dessen
Zinken (Stichleitungen, Finger) quer zum Wellenleiter angeordnet
sind. Eine Elektrode M mit ebenfalls quer zum Wellenleiter angeordneten
Zinken verläuft
meanderförmig über den
gesamten Chip und kann an Masse gelegt werden (Masse-Elektrode).
Ausführungsformen,
in denen alle Kammelektrodenanschlüsse auf einer Seite des Wellenleiters
liegen, während
die Masseelektrodenkämme
alle auf der anderen Seite des Wellenleiters miteinander verbunden
sind, sind ebenfalls möglich.
Die anderen kammförmigen
Modenwandler-Elektroden E1j, E2j (j = 1, 2, ..., n), auch als Modenwandler
bezeichnet, sind voneinander elektrisch isoliert. Die an den Elektroden
anliegenden Steuerspannungen Vij können individuell oder in Gruppen
identisch gewählt
werden. Jeweils zwei Elektroden E1j und E2j werden als TE-TM-Wandlerzelle
Pj bezeichnet.
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Eine
Spannung an einer Elektrode erzeugt ein elektrisches Feld im Wellenleiter
WG, das örtlich periodisch
in Ausbreitungsrichtung Y oder entgegengesetzt hierzu verläuft. Durch
die örtliche
Periodizität des
elektrostatischen Feldes wird eine Phasenanpassung zwischen TE-
und TM-Welle erreicht, wobei sich die Modenwandlerbeiträge aufeinanderfolgender
Elektrodenfinger addieren.
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Die
optische Welle bzw. das optische Signal OS durchläuft den
Chip vom Eingang IN bis zum Ausgang OUT. Die Periodenlänge L zwischen
den einzelnen Elektrodenzinken ist etwa gleich einer Schwebungswellenläge zwischen
TE- und TM-Welle gewählt.
Eine Schwebungswellenlänge
ist diejenige Länge,
bei der der Retar der/Kompensator mit TE- und TM-Wellen als Eigenmoden
gerade eine Phasenverzögerung
von 360° zwischen
diesen Eigenmoden aufweist. Bei einer optischen Wellenlänge von 1550
nm (Nanometer) entspricht diese Schwebungswellenlänge in Lithiumniobat
etwa 21 μm
(Mikrometer).
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Die
Periodenlänge
der Elektrodenzinken einer Elektrode, der Abstand L, ist etwa gleich
der Schwebungswellenlänge.
Die Zinkenbreite und die Elektrodenabstände werden deshalb zweckmäßigerweise
jeweils etwa gleich L/4 gewählt.
Damit erhält man
eine gleichförmige
Struktur, in welcher Zinkenbreiten und Zwischenräume gleich groß sind.
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Um
eine TE-TM-Konversion mit variabler Phase durchführen zu können, sind jeweils nach den periodischen
Zinken einer Elektrode zusätzliche
Abstände
von abwechselnd L/4 und 3L/4 vorgesehen. Damit erhält man zusätzliche
Phasenverzögerungen zwischen
TE- und TM-Wellen von 90° bzw.
270°, durch
letztere wird die erstere wieder rückgängig gemacht so daß sich TE-TM-Wandlung mit unterschiedlichen
Phasenwinkeln auswirkt und unterschiedliche Polarisationszustände einstellbar
sind. Die Masseelektrode M hat an diesen Stellen jeweils eine Gesamtbreite
von etwa L/2 bzw. L.
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Im
Bereich des Eingangs IN des Chips ist ein erster differentieller
TE-TM-Phasenmodulator PH1 und im Bereich des Ausgangs OUT ein zweiter
differentieller TE-TM-Phasenmodulator PH2 vorgesehen.
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Durch
Anlegen einer periodischen Spannung VP1 an den Phasenmodulator PH1
wird eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit einem sich zeitlich ändernden
Modulationswinkel φ,
der Phasenverschiebung zwischen TE- und TM-Welle, erzeugt.
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Unter
Verwendung der elektrooptischen Koeffizienten r33 und r13, der Elektroden-
und Wellenleitergeometrie und des Überlappintegrals zwischen elektrischem
Feld und optischem TE- bzw.
TM-Modus kann man die Proportionalitätskonstante V1 zwischen dem
zeitabhängigen
Modulationswinkel φ(t), als
Modulationswinkelfunktion bezeichnet, und erforderlicher Modulator-Steuerspannung (Phasenschieberspannung)
VP1 = V1·φ(t) berechnen.
Da die linearen elektrooptischen Koeffizienten r33 und r13 dominieren,
ist in sehr guter Näherung
von einer proportionalen Beziehung zwischen VP1 und φ auszugehen.
Der genaue Berechnungsweg ist für
den Fachmann aus Appl. Phys. Lett. 47(11), 1. Dezember 1985, Seiten
1137 bis 1139 ersichtlich. Auch in anderen Materialien kann die
Phasenschieberwirkung auf ähnliche
Weise berechnet werden; sie kann in jedem Fall aber auch einfach
gemessen werden.
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Eine
günstige
Maßnahme
ist es, den TE-TM-Phasenmodulator mit einer Dreiecksspannung VP1
= V1·φ(t) anzusteuern,
die durch den elektrooptischen Effekt eine ebenfalls dreieckförmige differentielle
TE-TM-Phasenmodulation mit der Modulationswinkelfunktion φ(t) erzeugt,
wobei der maximale Phasenunterschied zwischen TE- und TM-Welle von ±π bzw. von
2π (oder
ein Vielfaches davon) beträgt. Bei
dieser Modulationswinkelfunktion φ(t) ist auch VP1 gleichanteilsfrei
(5). Es sind jedoch auch Modulator-Steuerspannungen
VP1 = V1·φ(t) + C möglich.
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Einziger
Nachteil des TE-TM-Phasenmodulators ist, daß er, wenn er auf doppelbrechendem Substrat
realisiert ist, auch selbst PMD (Polarisationsmodendispersion) erzeugt,
wodurch der PMD-Kompensationsbereich der Anordnung etwas verringert
wird.
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Die
beiden Elektroden einer TE-TM-Wandlerzelle wurden bisher mit Gleichspannungen
betrieben, die sich in der Form V1j = Vxj·cos(γj) bzw. V2j = Vyj·cos(γj – αj) bzw. V2j
= Vyj·sin(γj) darstellen
lassen (j = Index der TE-TM-Wandlerzelle Pj, 1). αj ist ein
Winkel, der später
noch erläutert
wird. Die Werte Vxj und Vyj sind umgekehrt proportional zur jeweiligen
Zinkenanzahl der Elektroden E1j bzw. E2j zu wählen.
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Erfindungsgemäß werden
statt der bisher verwendeten Gleichspannungen Wandler-Steuerspannungen
V1j = Vxj·cos(γj – φ(t)) bzw.
V2j = Vyj·cos(γj – αj – φ(t)) verwendet
und dabei die Winkelfunktionen cos(φ(t)) und sin(φ(t)) zeitlich
mittelwertsfrei gestaltet, wozu φ(t)
in stetiger Weise geeignet zeitlich verändert wird. Beispielsweise
wird als Modulationswinkelfunktion φ(t) mit Hilfe einer gespeicherten
Tabelle durch einen Digital-Analog-Wandler eine bis auf Quantisierungsfehler
im wesentlichen stetige Dreiecksfunktion erzeugt („stetig” ist für alle Funktionen
in diesem Sinne zu verstehen), daß sich eine differentielle
Phasenmodulation mit einem maximalen Modulationswinkel φ von ±π ergibt (5).
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In 6 ist
der Verlauf der Wandler-Steuerspannungen V1j und V2j, die Funktionen
der Modulationswinkelfunktion φ(t)
sind, über
der Zeitachse „t" dargestellt. Die
Wandler-Steuerspannungen
V1j und V2j setzen sich bei der gewählten dreiecksförmigen Modulationswinkelfunktion φ(t) aus
aneinandergefügten
ganzen Cosinus- bzw. Sinusperioden zusammen. Bei einem Winkel von
(γj – φ(t)) = 0
beträgt
der cos(γj – φ(t)) = 1,
bei dem die Wandler-Steuerspannung V1j ihr Maximum erreicht. Die
zeitlichen Mittelwerte sind gleichanteilsfrei, so daß die Elektroden
E1j und E2j gleichspannungsdriftfrei arbeiten. Je nach Definition
der Richtung der differentiellen Phasenverschiebung φ(t) kann
sich eine positive oder negative Proportionalitätskonstante V1 ergeben.
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(Statt
einer gewählten
Phasenschieberspannung VP1 = V1·φ(t) kann stets auch eine um
eine Konstante C verschobene Spannung VP1 + C gewählt werden,
die sich bei Verwendung eines Phasenwinkels φ(t) + C/V1 ergäbe, denn
wenn die Funktionen cos(φ(t))
und sin(φ(t))
zeitlich mittelwertsfrei sind, so sind es auch die Funktionen cos(φ(t) + C/V1) und
sin(φ(t)
+ C/V1). Da der Nullpunkt des Winkels φ(t) aber ohnehin beliebig definiert
werden kann, erscheint die Darstellung VP1 = V1·φ(t) als ausreichend.)
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Die
durch den TE-TM-Phasenmodulator verursachte Störung der Kompensation von Polarisationsmodendispersion
läßt sich
gerade dann vermeiden oder ausgleichen, wenn statt der üblichen Gleichspannungssignale
diese TE-TM-Wandlersignale verwendet werden. Diese modifizierten
Signale sind unter der vereinfachten Annahme konstanter Amplituden
der Wandler-Steuerspannungen
(Elektodenspannungen) V1j, V2j und konstanter Phasenwinkel γj gleichanteilsfrei,
so daß die
TE-TM-Wandler driftfrei
arbeiten.
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Zu
ergänzen
ist noch, daß bei
Wandlerzellen mit gleichlangen Wirkungslängen (gleiche Anzahl der Elektrodenzinken)
auch mit gleichgroßen
Wandlerspannungen betrieben werden. Normalerweise werden die Zinkenanzahlen
der Elektroden E1j und E2j jeweils gleich groß gewählt. In diesem Fall kann Vxj =
Vyj = V0j gewählt
werden. Die zukünftigen
Betrachtungen setzen einen entsprechenden symmetrischen Aufbau voraus.
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Die
Wandlerspannungen und die Phasenwinkel können zur PMD-Kompensation geändert werden.
In der Regel besteht keine Korrelation zwischen den erforderlichen
zeitlichen Variationen und der Funktion φ(t).
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Statt
eines dreiecksförmigen
Signals kann auch jedes andere stetige zeitveränderliche Signal zur Ansteuerung
des Phasenmodulators gewählt werden,
für welches
die zeitlichen Mittelwerte der Winkelfunktionen cos(φ(t)) und
sin(φ(t))
verschwinden, beispielsweise eine asymmetrische Dreieckspannung
oder eine Sinusspannung, welche eine differentielle Phasenmodulation
mit einem Spitzenhubwinkel von ±2,4 Radiant erzeugt oder
auch eine verschliffene Rechteckspannung oder Trapezspannung, welche
eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit einem Spitzenhubwinkel
von wenig mehr als ±π/2 erzeugt.
Letztere Ausführung
hat den Vorteil, daß die erforderliche
Spannung VP1 oder die Länge
der TE-TM-Phasenmodulatoren PH1, PH2 minimal ist.
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Die
Frequenz der Modulationswinkelfunktion φ(t) ist prinzipiell beliebig.
Denkbare Frequenzen liegen im Bereich von 1 μHz (Mikrohertz) bis 1 MHz (Megahertz).
Die geringste Störung
der PMD-Kompensation erhält
man allerdings dann, wenn die Frequenz recht klein gewählt wird.
Sie muß lediglich
so groß sein,
daß während einer
Periode DC-Drifteffekte vermieden werden; vorzugsweise sollten folglich
kleine Frequenzen im Bereich von 1 mHz (Millihertz) bis 1 kHz verwendet
werden.
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Um
eine von der Modulationswinkelfunktion φ(t) zeitunabhängige Ausgangspolarisation
zu erhalten, ist ein zweiter TE-TM-Phasenmodulator PH2 am Ausgang des Chips
entsprechend 1 vorgesehen, welcher eine differentielle
TE-TM-Phasenmodulation
mit der Modulationswinkelfunktion –φ(t) erzeugt. Da die Masseelektrode
des zweiten TE-TM-Phasenmodulators
im Ausführungsbeispiel auf
der anderen Seite des Wellenleiters liegt wie beim eingangsseitigen,
kann der ausgangsseitige Phasenmodulator – gleiche Länge wie beim eingangsseitigen
Phasenmodulator vorausgesetzt – mit derselben
Spannung VP2 = VP1 betrieben werden. Durch den zweiten differentiellen
TE-TM-Phasenmodulator PH2 kann trotz differentieller Phasenmodulation
und modulierten Wandler-Steuerspannungen eine konstante Ausgangspolarisation
erreicht werden. Dieses kann dann interessant sein, wenn orthogonal
polarisierte Signale im Polarisationsmultiplexbetrieb übertragen
werden. Wenn dagegen auf eine von φ(t) unabhängige Ausgangspolarisation
verzichtet werden kann, und dies ist bei vielen Anwendungsfällen gegeben,
kann auf den zweiten differentiellen TE-TM-Phasenmodulator PH2 am Chipausgang
verzichtet werden.
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Werden
Signale mit einem Polarisationsmultiplex-Übertragungsverfahren übertragen,
so können die
PMD-Einflüsse
auf die unterschiedlichen Polarisationen gemeinsam kompensiert werden.
Die Aufteilung der polarisierten Signale erfolgt am Ausgang des
Kompensatorbausteins. Auch kann die Anordnung selbst ohne zweiten
Phasenmodulator PH2 bestimmte konstante Ausgangspolarisationen erzeugen,
nämlich
TE oder TM. Deshalb ist der Polarisationsmultiplexbetrieb auch ohne
zweiten Phasenmodulator am Polarisatorausgang möglich. Diese Polarisationen
werden am Ausgang des Chips gedemultiplext, beispielsweise mit Hilfe
eines auf dem Chip integrierten TE-TM-Strahlteilers PBS.
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Ein
entsprechendes Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt 2. Bis auf den TE-TM-Polarisationsstrahlteiler
PBS im Ausgangsbereich des Chip ist 2, vom ausgangsseitigen
Phasenmodulator abgesehen, identisch mit 1. Der Polarisationsstrahlteiler
besitzt die Form eines optischen Richtkopplers mit zwei Eingängen E1,
E2 und zwei Ausgängen
OUT1, OUT2. Die Richtkopplerstruktur ist wiederum durch Wellenleiter
WG definiert. Einer der Eingänge
E1 ist an den eigentlichen PMD-Kompensator angekoppelt. Im Kopplungsbereich
KB des Polarisationsstrahlteilers werden die Lichtwellen übergekoppelt,
wobei wegen der unterschiedlichen Modenfelder und der Doppelbrechung
des Kristalls TE- und TM-Wellen unterschiedlich gekoppelt werden. Bei
geeigneter Dimensionierung erhält
man an einem Ausgang OUT1 eine Polarisation, beispielsweise TE, während am
anderen Ausgang OUT2 die dazu orthogonale, in diesem Fall TM, erscheint.
An den Ausgängen
OUT1 und OUT2 können
zwei optische Empfänger
angeschlossen werden. Ggf. können
dort auch noch weitere Polarisatoren vorgesehen sein, um das Auslöschungsverhältnis der
jeweils unerwünschten gegenüber der
gewünschten
Polarisation zu verbessern.
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Auch
weitere Ausführungsbeispiele
lassen sich durch einen ausgangsseitigen Polarisationsstrahlteiler
zu einem PMD-Kompensator
und Polarisationsdemultiplexer ergänzen.
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Ausführungsbeispiele
von Polarisationsstrahlteilern PBS sind in 7 des
Beitrags H. Herrmann et al., D. A. Smith, W. Sohler, "Integrated optical,
acoustically tunable wavelength filters and switches and their network
applications", Proc.
ECIO 1993, Neuchâtel,
Switzerland, S. 10–1
bis 10–3
sowie den dort angegebenen Literaturstellen zu entnehmen. Insbesondere
können
statt des Kopplungsbereichs KB protonenausgetauschte Wellenleiter eingesetzt
werden.
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In
dem Fall, daß Vxj
= Vyj = V0j ist, lassen sich die Wandler-Steuerspannungen Vij(i
= 1, 2; j = 1, 2, ..., n) entsprechend der bereits allgemein beschriebenen
Steuerspannungen in der Form V1j = V0j·cos((γj – φ(t)) bzw. V2j = V0j·cos(γj – αj – φ(t)) darstellen.
Dabei bestimmt die Amplitude von V0j die Stärke der TE-TM-Modenwandlung.
Da zwischen benachbarten Modenwandlerselektroden jeweils ¼ oder
3/4 einer Schwebungswellenlänge
zusätzlich Platz
vorgesehen ist, ergibt sich in diesem Ausführungsbeispiel geometriebedingt αj = ±π/2. Die Größe γj kann ebenso
wie V0j im Laufe der Zeit verändert werden,
um den Erfordernissen der PMD-Kompensation nachzukommen. Die Phase
(γj – φ(t)) bzw.
(γj – αj – φ(t)), unter
der die TE-TM-Modenwandlung
erfolgt, verändert
sich – wegen
zeitabhängigem φ(t) in zeitabhängiger Form – gerade
entgegengesetzt zu der durch den eingangsseitigen Phasenmodulator
erzeugten differentiellen TE-TM-Phasenmodulation mit dem Winkel φ(t), kurz,
die durch Verwendung von Wechselspannungen bewirkten Effekte verändern die
PMD des Kompensatorbausteins und somit auch die PMD-Kompensationsfunktion
nicht, weil sie sich diesbezüglich
gegenseitig aufheben. (Der Phasenmodulation am Eingang entspricht
eine Längenänderung
im Eingangsbereich. Eine Änderung
der Modenwandlerspannungen entspricht einer longitudinaler Verschiebung
der Elektroden. Wenn die longitudinale Elektrodenverschiebung der
Längenänderung
im Eingangsbereich gerade entgegengesetzt ist, bleiben die Elektroden,
auf den Chipanfang vor dem Phasenmodulator bezogen, an derselben
Stelle, so daß auch
die Polarisationstransformation und die PMD des Kompensators und
somit die PMD-Kompensation dieselbe bleibt.) Mehrere TE-TM-Modenwandlerzellen
können
neben der gewünschten
Modenwandlung auch eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation erzeugen,
weil sie als allgemeiner elliptischer Retarder wirken. Die am Chipeingang durch
den differentiellen TE-TM- Phasenschieber
erzeugte Phasenmodulation mit der Modulationswinkelfunktion φ(t) kann
in Spezialfällen
oder unter dem Einfluß praktischer
Unzulänglichkeiten
verschiedener Art bereits von den darauf folgenden Wandlerzellen
kompensiert worden sein, so daß für die weiter hinten
gelegenen Wandlerzellen keine gleichanteilsfreien Steuerspannungen
gewählt
werden können. Um
diesen Effekt zu vermeiden, können
noch mehrere differentielle TE-TM-Phasenmodulatoren vorgesehen werden
(dies entspricht einer Serienschaltung mehrerer Kompensatoren entsprechend 1).
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Bei
sehr kleinen Frequenzen der Modulationswinkelfunktion φ(t) ist
es nicht erforderlich, alle TE-TM-Wandlerzellen mit Spannungen V0j·cos(γj – φ(t)) bzw.
V0j·cos(γj – αj – φ(t)) anzusteuern.
Die Ansteuerung einiger oder auch aller Wandlerzellen kann vielmehr
einer Regeleinrichtung überlassen
werden, die gleichzeitig die PMD kompensiert. Eine Vorgabe der Wandlerspannungen
in der vorstehend beschriebenen Form ist jedoch. vorzuziehen, da
diese sowohl das Ziel der PMD-Kompensation als auch das Ziel gleichanteilsfreier
Steuerspannungen kompromißlos erreicht.
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Alternativ
kann man unter Verzicht auf den TE-TM-Phasenmodulator den TE-TM-Wandlerzellen,
mit Ausnahme der im Chip vorne in Eingangsnähe gelegenen Wandlerzellen,
Spannungen der Form V0j·cos(γj – φ(t)) bzw.
V0j·cos(γj – αj – φ(t)) aufprägen. Die
vorderen TE-TM-Wandler müssen
nun – gesteuert
vom Regelalgorithmus – eine
differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit dem Winkel φ(t) erzeugen.
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In 3 ist
das Prinzip einer Regeleinrichtung dargestellt. Einem Empfangsterminal
RX wird ein optisches Signal OS zugeführt. Dieses durchläuft einen
PMD-Kompensator K1 und wird anschließend in einer Fotodiode PD
demoduliert, der ein Entscheider DFF nachgeschaltet ist. Das am
Ausgang der Fotodiode abgegebene Basisbandsignal BB wird über ein
Bandpaßfil ter
FI einer Meßeinrichtung
ME, beispielsweise einem Gleichrichter, zugeführt, die über einen Regler MP mit Hilfe
von Steuerspannungen Vij den PMD-Kompensator steuert.
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Die
eigentliche PMD-Kompensation erfolgt dadurch, daß die Amplitudenwerte von Vij
(Vxj und Vyj) bzw. V0j und die Phasenwinkel γj variiert werden. Durch den
Kompensationsvorgang kann es auch zu einem kurzzeitigen Abweichung
vom Ideal einer gleichanteilsfreien Steuerspannung/Elektrodenspannung
kommen. Auch sind selbstverständlich
zulässige
Abweichungen von dem Ideal der gleichanteilsfreien Steuerspannung
möglich
Im Regelfall können solche
Abweichungen für
den Kompensationsvorgang vernachlässigt werden
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Ob
man Vxj und Vyj (bzw. V0j) und γj
bei der PMD-Kompensation variiert, also Parameter, die jeweils zwei
Wandlerspannungen V1j und V2j gemeinsam beeinflussen können, oder
ob man zu diesem Zweck einfach die Wandlerspannungen V1j und V2j jede
für sich
variiert, ist ohne Bedeutung, ebenso, wie es egal ist, ob man eine
komplexe Zahl nach Betrag und Phase oder nach Real- und Imaginärteil darstellt.
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Im
einfachsten Fall wird zunächst
eine der Elektrodenspannungen schrittweise variiert, wobei als Gütekriterium
die gleichgerichtete Ausgangsspannung U1 gilt, die an dem Bandpaßfilter
FI, das als Mittenfrequenz die halbe Schrittfrequenz aufweist, gemessen
wird.
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Im
einzelnen erfolgt die PMD-Kompensation, indem eine oder beide Elektrodenspannungen
einer Wandlerzelle versuchsweise um eine vorgegebene Größe geändert wird/werden.
Die gleichgerichtete Ausgangsspannung U1 des Filters FI wird anschließend gemessen.
Verbessert sich nach einer Änderung
der Elektrodenspannung(en) diese Spannung U1, dann wird diese Änderung
beibehalten oder eine nochmalige gleichgerichtete Änderung
durchgeführt. Verringert
sie sich dagegen, wird die Änderung
zumindest teilweise zurückgenommen
oder sogar durch eine Än derung
vom Ausgangspunkt in der der ursprünglichen Änderungsrichtung entgegengesetzten
Richtung ersetzt.
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Danach
werden die weiteren Elektrodenspannungen optimiert. Dabei kann es
günstig
sein, wenn zunächst
erst jede vierte, achte oder sechzehnte Elektrodenspannung zu optimieren,
weil dies die besonders störende
PMD-Anteile niedriger Ordnung am schnellsten kompensiert. Dieser
Vorgang wird zyklisch wiederholt, bis das Optimum erreicht ist.
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Das
Maximum ist erreicht, wenn die Augenöffnung des Basisbandsignals
maximal ist, also bei einer unverzerrten optimalen Übertragung.
Als Maß dafür dient
die gleichgerichtete Spannung U1.
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Alternativ
dazu kann man Veränderungen der
Elektrodenspannung(en) vom bisherigen Arbeitspunkt aus probeweise
in beide Richtungen durchführen.
Man kann dann aus Differenzen der gleichgerichteten Spannung U1
näherungsweise
einen Gradienten dieser gleichgerichteten Spannung U1 ermitteln,
und sie dann in Richtung des Gradienten so verändern, daß sie einem Maximum zustrebt.
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Bei
der zyklischen Wiederholung des Regelungsvorgangs kann es zweckmäßig sein
kann, die Beträge
der an den Elektroden anliegenden zu optimierenden Spannungen zunächst etwas
zu reduzieren, da ein Überschreiten
der zulässigen
Elektrodenspannungsbeträge
so verhindert werden kann. Zusätzlich
oder alternativ dazu kann die Elektrodenspannung bei jedem Durchgang
begrenzt werden.
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Falls
man bereit ist, eine kompliziertere Verdrahtung auf dem Chip in
Kauf zu nehmen, beispielsweise Überkreuzungen
von elektrischen Leitungen mittels isolierender Zwischenschichten,
so kann eine Variante K3 des Kompensators entsprechend 4 realisiert
werden. Die Zinken der Modenwandler-Elektroden E11 und E21; E12 und E22,
.... bis E1n und E2n liegen hier jeweils nacheinander zwischen zwei
Zinken der Masse-Elektrode
M und bilden Wandlerzellen PVj. Bei gleichen Maxi malstärken der elektrischen
Felder, welche durch Materialkonstanten begrenzt sind, kann diese
Variante Polarisationstransformation auf einer etwas kürzeren Strecke
ausführen
als der Polarisationstransformator nach 1 und bietet
daher eine größere Variabilität der Polarisationstransformation
bei gleicher Gesamtlänge
des Chips. Außerdem
sind wegen der geringeren Elektrodenabstände die zur Erzeugung einer
bestimmten Feldstärke
benötigten
Elektrodenspannungen geringer.
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Die
Periodizität
der Elektrodenzinken beträgt weiterhin
L, deren Breite und die Abstände
betragen etwa L/6. Die Erfordernisse, Abstände L/4 und 3L/4 einzuführen entfällt. Es
ist ein einziger TE-TM-Phasenmodulator PH1 am Eingang des Chips
vorgesehen. Zur Ansteuerung der Elektroden werden wieder Steuerspannungen
V1j = V0j·cos(γj – φ(t)) bzw.
V2j = V0J·cos(γj – αj – φ(t)) verwendet.
Da die Elektroden in Abständen
von 1/3 einer Schwebungswellenlänge aufeinanderfolgen,
ist in diesem Ausführungsbeispiel geometriebedingt αj = ±π/3. Dabei
bestimmt V0j wieder die Stärke
der TE-TM-Modenwandlung. Die Größe γj kann ebenso
wie V0j im Laufe der Zeit verändert
werden, um den Erfordernissen der PMD-Kompensation nachzukommen.