CN1192273C - 无直流电压漂移的偏振变换方法和偏振变换器 - Google Patents

Abstract

偏振变换器/PMD-补偿器-芯片(K1)在芯片的开始包括有差别的TE-TM-相位调制器(PH1)，芯片产生TE-TM-相位调制，因此可以用无直流成分的控制电压(Vij)控制模式变换器-电极(Eij)。因此保证避免DC-漂移。

Description

无直流电压漂移的偏振变换 方法和偏振变换器

技术领域

本发明涉及到无直流电压漂移的偏振变换方法和无直流电压漂移的偏振变换器。

背景技术

在老的专利申请DE 19 830 990.2中叙述了一种偏振变换器/补偿器，这是在双折射的基质材料上实现的。这个表示了在IEEE量子电子学杂志，QE-18版，第四卷，1982年4月，767至771页中叙述的偏振变换器的扩展结构。

这种装置是由在其表面上有电极的锂铌酸盐芯片构成的。一般来说在基质和电极之间涂上绝缘的中间层，当绝缘的中间层使用金属电极时避免光学信号的衰减。在这种结构中出现所谓的由直流电压引起的DC-漂移(DC＝直流电流)。这是这样产生的，中间层和电极具有不同情况的介电常数和导电性。由于基质和中间层的介电性能在电极接上直流电压之后首先自动调整由静电场给定的电势分布。随着时间的推移电势分布将会变化和过度为由于基质和中间层的导电性引起的电势分布。虽然电极上的电压保持恒定，由于新的电势分布在锂铌酸盐芯片内部的场上发生变化，特别是在光学的波导内则产生一种与希望的光电效应不同的效应。

将DC-漂移另外的，非常有害的原因猜想为，当高发射的光功率时，然而也已经在一般功率时随着时间的推移由于吸收构成载流子副。如果在电极之间接上直流电压，通过电场将这个载流子副分开。这导致了电场的削弱。因此随着时间的推移始终需要比较高的电压，以便达到所希望的偏振变换。这或者耗尽了已经存在的电压源的能力或者引起电极之间的火花放电。此外应该考虑到，人们在上述方式有功率能力的偏振变换器时可以需要非常高的电压直到100V。因此DC-漂移有可能限制或者甚至阻碍补偿器按照规则的功能。

DC-漂移也出现在几乎所有其他的具有偏振变换器目的或者PMD-补偿器目的的锂铌酸盐-组件上(偏振变换器)，因此对于这些同样争取解决漂移问题的方法。

目前已经试验过，通过用改进中间层的介电常数和导电性的协调，损耗很小的晶体，和其他措施的改进技术解决此问题。只用小电压驱动的锂铌酸盐-强度调制本身似乎只能部分地成功。

发明内容

因此本发明的任务是，规定一种相对简单的措施以避免在偏振变换器和PMD-补偿器上的DC-漂移。

此任务是通过如下的技术方案实现：

用于无直流电压漂移的偏振变换或者补偿偏振模色散的方法，该方法借助于含有波导和控制电极的偏振变换器，并向所述的控制电极输入控制电压用于改变光学信号的偏振或者偏振模色散，其中使用无直流成分的、至少是近似于无直流成分的控制电压作为控制电压。

光学信号的两个正交主偏振的差分相位调制是在信号输入区域用连续的差分相位移进行的，这些正交主偏振与偏振变换器的主偏振是一致的，这样选择差分相位移，其余弦函数和其正弦函数的时间中值近似地消失。

差分相位移部分地是由这个主偏振的第一个差分相位调制器进行的。

相位调制器是用调制器-控制电压控制的，调制器-控制电压近似地是差分相位移的线性函数。

差分相位调制部分地是由这个主偏振的第一个模式变换器进行的。

第一个模式变换器进行完全的模式变换。

当模式变换时在主偏振之间进行一个差分相位移。

为了产生这种差分相位调制所使用的第一个模式变换器用模式变换器控制电压V1a＝Vxa*cos(γa-φ(t)/2)或者V2a＝Vya*cos(γa-αa-φ(t)/2)进行驱动，这些控制电压近似地是差分相位移φ(t)的一半φ(t)/2的相位移余弦函数cos(γa-φ(t)/2)，cos(γa-αa-φ(t)/2)的线性函数。

使用控制电压V1j＝Vxj*cos(γj-φ(t))或者V2j＝Vyj*cos(γj-αj-φ(t))，其中j＝1...n，这些近似地是差分相位移φ(t)的相位移余弦函数cos(γj-φ(t))，cos(γj-αj-φ(t))的线性函数，和为了改变偏振或者补偿PMD改变这些电压的幅值(Vxj，Vyj)和/或相位角(γj)。

主偏振在模式变换器区域是左旋和右旋的偏振。

主偏振在模式变换器区域是纵向电的和纵向磁的偏振。

将具有相同的最大幅值的变换器-控制电压使用作为控制变换器单元的控制-电极。

将输入端区域光学信号差分相位调制在信号输出端区域通过相反的差分相位调制消除。

差分相位移在时间上是三角形，正弦形或者梯形的。

进行三角形的相位移，其中最大的相位差为±π或者2π或者其倍数。

进行差分相位移φ(t)＝Ω*t，其中Ω有益地选择为低于典型的准备补偿的偏振变化频率的圆频率。

为了控制相位调制器或者模式变换器或者变换器单元只部分地使用连续运行的无中值的控制电压，而使用由调节装置产生的调节电压作为其余的控制电压。

一个偏振调节环节可以部分地承担一个另外的偏振调节环节的偏振调节功能，或者相反，其偏振调节功能被另外的偏振调节环节承担的偏振调节环节可以得到控制电压，这些控制电压与偏振调节功能时的控制电压是相反的，将一个控制电压选择为近似地等于零。

在第一个时间间隔结束之后在第二个时间间隔中将第二个相反的子信号用连续方式转化为第二个子信号，而在后面的第三个时间间隔期间将第一个偏振调节环节的偏振调节任务连续地传输给第二个偏振调节环节，将后面的第四个时间间隔上的第一个子信号以连续的方式转换为第一个相反的子信号，后面的第五个时间间隔和后面的第六个时间间隔上的偏振调节任务由第二个偏振调节环节执行，在第五个时间间隔结束之后在第六个时间间隔中将第一个相反的子信号用连续方式转化为第一个子信号，而在后面的第七个时间间隔期间将第二个偏振调节环节的偏振调节任务连续地传输给第一个偏振调节环节，在后面的第八个时间间隔上的第一个子信号以连续的方式转换为第一个相反的子信号，在后面循环进行的第一个时间间隔和后面的第二个时间间隔上的偏振调节任务由第二个偏振调节环节执行。

调节器这样选择相反的子信号，这些控制信号的时间积分近似地消失。

当第一个偏振调节环节与其他的偏振调节环节进行连接时用同样的或者置换的主偏振的方式将第一个子信号的变化在保持所希望的偏振变换情况下通过改变后面的子信号近似地进行补偿。

用置换主偏振的方式进行这个连接时第一个子信号的变化和后面的子信号的变化具有同样的偏振。

用同样的主偏振的方式进行这个连接时第一个子信号的变化和后面的子信号的变化具有相反的偏振。

偏振调节环节的数目，这些可以部分地承担其他偏振调节环节的偏振调节功能和相反，等于其他的偏振调节环节的数目。

偏振调节环节的数目，这些可以部分地承担其他偏振调节环节的偏振调节功能和相反，是一和六之间。

这个数目等于四。

将偏振变换器或者PMD-补偿器的输出信号输入到一个偏振射线分配器的输入端，在这个偏振射线分配器的输出端输出正交偏振的子信号。

根据本发明的用于无直流电压漂移的偏振变换或者偏振模色散补偿的装置，该装置借助于具有波导和控制电极的偏振变换器，并且把控制电压输入给所述的控制电极用于改变光信号的偏振或者偏振模色散，其中安排了用于无直流成分地、至少是近似无直流成分地形成控制电压的装置。

这个装置是输入边差分相位调制器。

这个装置是输入边的第一个模式变换器。

在输出边安排了另外的相位调制器或者模式变换器。

这个装置是一个另外的偏振变换器，这个可以交替变化地承担偏振变换器之一的功能和可以用承担这个功能相反的控制信号进行控制。

偏振调节环节的数目，这些偏振调节环节可以部分地承担其他的偏振调节环节的偏振调节功能和相反，等于其他的偏振调节环节的数目。

偏振调节环节的数目，这些偏振调节环节可以部分地承担其他偏振调节环节的偏振调节功能和相反，是在一和六之间。

这个数目等于四。

这些偏振调节环节之一是在进行模式变换和不进行模式变换的信号之间可以无限协调相位差的模式变换器。

这些偏振调节环节之一是Soleil-Babinet-补偿器或者是TE-TM-模式变换器。

将多个偏振变换器和包含偏振的光波导线交替变化地排列在一起。

将偏振变换器制造成锂铌酸盐芯片。

在其后接上一个偏振射线分配器，这个在其输出端可以输出相互正交的偏振子信号。

有益的扩展结构在从属权利要求中加以说明。

问题的解决方法在于使用没有直流成分的控制电压。其中是这样选择偏振变换器的结构和控制电压的，不能损坏偏振变换器的功能。为此有很多按照这种原理工作的实施例。

本发明的一个实施例是特别有益的，如果将偏振变换器的两个正交偏振的主偏振(主要的偏振状态，PSP)进行差分相位调制。如果主偏振是TE-波和TM-波(TE-横向的电波；TM-横向的磁波)，则可以在补偿器的输入端进行差分TE-TM-相位调制。

这个的优点是产生差分发射光波的TE-TM-相位调制。当适当地形成这种相位调制时可以将后面的具有无直流电压信号的TE-TM-变换器单元进行控制。有益的是TE-TM-相位调制器的控制是用低频三角形连接电压进行的。

因此TE-TM-变换器电极可以用无直流成分的余弦电压或者正弦电压(准确些说：常常用连续接入包括各自一个周期的，交替变化地向前和向后移动的正弦电压的一部分)进行控制。将这些变换器电压安排为余弦-或者正弦函数，此时原来的PMD-补偿器只通过改变幅值和相位进行。因为三角形连接电压同样可以选择为无直流成分，在这种情况下在差分TE-TM-相位调制器中也不出现DC-漂移；当然在那里也不会受到干扰。

至少变换器-控制单元的一部分，也如同相位调制器或者模式变换器的控制电压一样，可以由调节装置产生。

为了使用TE-TM-相位调制器也可以有选择地将相应的差分TE-TM-相位调制器由一个或几个，有益地在芯片的输入部分接上的TE-TM-变换器产生。此外没有安排在芯片输入区域的变换器单元得到无直流电压的控制电压，而第一个变换器单元的控制电压是由补偿调节产生的。

制造差分TE-TM-相位调制器的另外可能性在于，至少补充一个变换器单元，这个变换器单元如同第一个使用作为PMD-补偿器的变换器单元一样用专门的无直流成分的控制电压驱动。

使用第二个TE-TM-相位调制器可以是有益的，以便由控制电压得到与时间无关的原始偏振。为了实现或者处理TE-TM相位调制器也适合于类似的其他类型。

作为主偏振的TE-和TM-波的叙述方法也可以使用在其他的，例如圆形的主偏振上。

作为偏振变换器的结构允许选择无直流成分作为控制电压，不会损害偏振变换器的功能，但是偏振变换器的扩展通过附加的调节元件如差分相位调制器，模式变换器或者附加的变换器单元也是可能的。

附图描述

借助于实施例详细叙述本发明。

附图表示：

附图1按照本发明的补偿器的原理结构

附图2具有偏振射线分配器的PMD-补偿器，

附图3用于PMD-补偿的调节装置，

附图4按照本发明的补偿器的一个变型，

附图5调制角度函数的时间曲线，

附图6变换器-控制电压的时间曲线，

附图7具有变换器单元的一个变型和

附图8具有变换器单元的电路原理图，

附图9按照本发明的偏振变换器的原理性结构，

附图10按照附图9通过偏振变换器的截面图，

附图11具有多个偏振变换器的偏振模色散的补偿器，

附图12扩展的按照本发明的偏振变换器的原理性结构，

附图13其他的按照本发明的偏振变换器的原理性结构，

附图14控制电压的时间曲线，

附图15具有偏振变换器的调节装置，

附图16控制电压的扩展的时间曲线，

附图17模式变换器或者模式变换器单元，

附图18扩展的模式变换器或者模式变换器单元，

附图19具有后置偏振射线分配器的按照本发明的偏振变换器的原理性结构，

附图20具有多个偏振变换器的偏振模色散的扩展的补偿器，

附图21控制电压的扩展的时间曲线。

具体实施方式

附图1表示了按照本发明的偏振变换器/PMD-补偿器K1的实施形式。这是由锂铌酸盐基质的芯片SUB实现的。涉及到其他材料是锂钽酸盐或者类似的高双折射材料。晶格图形的轴Y和Z位于附图平面，晶格图形的轴X进入附图平面内(X-截面)。还可以设想其他的实施形式。

波导WG是在芯片表面沿着晶格图形的Y-轴(Y-传播方向)通过钛的扩散实现的。波导WG是单模的，则TE-TM-波的折射系数差大约为0，07是有传播能力的。在芯片表面首先涂上由二氧化硅或者其他绝缘材料的中间层PS，这在波导区域没有表示(如果相反电极是光学透明的，例如是由铟-锡-氧化物制造的，有时可以放弃中间层)。

在中间层扩散上一层导电的叉指型电极E1j，E2j，这些是梳子形状的，将其齿尖(短线，手指)安排为横向于波导。将同样安排在横向于波导的齿尖的电极M迷宫式地在整个芯片上延伸和可以接地(接地-电极)。实施形式，在其中将所有位于波导一边的梳子电极接头和位于波导另一边的所有接地电极齿尖相互连接在一起，是同样可能的。其他梳子形状的模式变换器-电极E1j，E2j(j＝1，2，...，n)，也被称为模式变换器，相互是电绝缘的。将加在电极上的控制电压Vij可以单独或者成组地选择为同样的。各自两个电极E1j和E2j也可以各自与其他的电极连接，这些电极与各个电极的距离等于拍波长的整倍数，被称为TE-TM-变换器单元Pj。

被变换的模式同时是连接在其上的波导块的主偏振(主要的偏振状态，PSP)，在实施例中即TE-和TM-波。

电极上的电压在波导WG上产生一个电场，电场作为传播座标Y的函数在位置上周期地在晶体截面方向X和与此相反的方向延伸。由于静电场位置的周期性达到TE-和TM-波之间的相位匹配，其中模式变换器的作用是将连续的电极手指相加。

光波或者光信号OS从入口IN直到出口OUT穿过芯片。

拍波长是这样的长度，在其中具有TE-和TM-波的延迟器/补偿器作为固有模式正巧在这些固有模式之间的相位延迟为360°。当光波波长为1550nm(纳米)时锂铌酸盐的拍波长大约相当于21μm(微米)。

电极的电极齿尖的周期长度，距离L，大约等于拍波长。因此将齿尖宽度和电极距离各自适当地选择为大约等于L/4。因此人们得到相同形状的结构，在其中齿尖宽度和中间的空间同样大小。

为了可以用可变相位进行TE-TM-变换。各自在电极周期的齿尖后面附加安排交替变化的距离L/4和3L/4。因此人们在TE-和TM-波之间得到附加的相位延迟为90°或者270°，通过后者将第一个重新返回则产生具有不同相位角的TE-TM-变换和不同的偏振状态是可以调整的。接地电极M在这个位置上各自有一个总宽度大约为L/2或者L。

TE-TM-变换器，这在TE-和TM-波之间可以同时产生任意相位延迟φ(t)是由多个或者甚至很多这种周期的连续的结构组合的。在F.Heismann，R.Ulrich(集成光学的单-边带调制器和相位变换器)，IEEE J.量子电子学18(1982)4，767-771页中是一个例子。

但是TE-TM-变换器也可以由有限的，相对少数量的元素的梳子电极副组合而成。这出现在专利申请文献P 198 39 308.3于1998.08.28：“可以调整固有模式的偏振元件的偏振变换器”中，在其中叙述了可比较的物理过程。根据这些在任意相位的完全的模式变换时梳子电极副的最小数量等于三，而比较大的数量例如是四至六，相对于不理想的实现保证了比较大的公差。将模式变换器两个主偏振之间的差分相位延迟和差分成组运行时间的附加的波导块也可以安排在变换器单元之间。可以将元素的模式变换器(简称梳子块)甚至以很大界线的任意距离进行安排，一旦例如通过偶然的分布保证了当模式变换时可以产生足够大数量的涉及到固定位置在不同相位上分布的模式变换的信号。缺点是相对于按照F.Heismann，R.Ulrich“集成光学的单-边带调制器和相位变化器”，IEEE J.量子电子学18(1982)4，767-771页在那里只要求两个控制电压，要求比较大数量的控制电压。

按照本发明在芯片信号输入端(IN)区域在TE-和TM-波之间有连续的差分相位移φ(t)。这些TE-和TM-波是芯片的主偏振，也就是说是正交偏振，在这些之间出现最大的成组运行时间差。

其中重要的是，这样选择φ(t)，其余弦函数cos(φ(t))和其正弦函数sin(φ(t))的时间中值至少近似地消失。

在本发明的第一个实施例中在芯片输入端IN区域安排了第一个差分TE-TM-相位调制器PH1和在输出端OUT区域安排了第二个差分TE-TM-相位调制器PH2。

通过在相位调制器PH1上加上周期电压VP1产生一个差分TE-TM-相位调制具有随着时间变化的调制角φ，TE-和TM-波之间的相位移。

当使用光电系数r33和r13，电极-和波导几何形状和在电场和光学的TE-或者TM-模式之间的重叠间隔时人们可以计算与时间有关的调制角φ(t)，被称为相位移或者调制角函数，和要求的调制器-控制电压(相位移电压)VP1＝V1*φ(t)之间的比例常数V1。因为线性的光电系数r33和r13是居支配地位的，在VP1和φ之间得出非常近似的比例关系。准确的计算途径对于专家来说从应用物理信笺47(11)，1985.12.01，1137至1139页中可以看到。用其他的材料也可以用类似的方法计算出移相器效果；但是在任何情况下也可以简单的测量出移相器效果。

适当的措施是用三角形连接电压VP1＝V1*φ(t)控制TE-TM-相位调制器，三角形连接电压通过光电效应产生同样是三角形的差分具有相位移φ(t)的TE-TM相位调制，其中TE-和TM-波的最大相位差为±π或者2π(或者其倍数)。在这种调制角函数φ(t)时VP1也是无直流成分的(附图5)。然而调制器-控制电压为VP1＝V1*φ(t)+C也是可能的。

这种TE-TM相位调制器的唯一缺点是，如果TE-TM-相位调制器是在双折射基质上实现的，TE-TM-相位调制器本身也产生PMD(偏振模色散)，因此装置的PMD-补偿区域也减小了一些。

目前TE-TM-变换器单元的两个电极是用直流电压驱动的，直流电压可以用公式V1j＝Vxj*cos(γj)或者V2j＝Vyj*cos(γj-αj)或者V2j＝Vyj*sin(γj)表示(j＝TE-TM-变换器单元Pj的注脚，附图1)。αj是后面还要说明的一个角度。将数值Vxj和Vyj选择为与电极E1j或者E2j的齿尖数目成反比。

按照本发明代替使用直流电压使用变换器-控制电压V1j＝Vxj*cos(γj-φ(t))或者V2j＝Vyj*cos(γj-αj-φ(t))和其中将角度函数cos(φ(t))和sin(φ(t))构成为无时间中值的，为此φ(t)以连续方式适当地随着时间改变。例如作为相位移φ(t)借助于存储的表格通过数字-模拟-变换器直到产生原则上连续的三角形函数的量化误差(“连续的”理解为对于所有函数的意思)，得出具有最大调制角φ为±π的差分相位调制(附图5)。

在附图6上将变换器-控制电压V1j和V2j的曲线，这些是相位移φ(t)的函数，表示在时间轴“t”上面。当选择三角形的相位移φ(t)时变换器-控制电压V1j和V2j是由连续添加的整个的余弦-或者正弦周期相加而成。当角度为(γj-φ(t))＝0时cos(γj-φ(t)＝1，此时变换器-控制电压V1j达到最大值。时间中值是无直流成分的，则电极E1j和E2j是无直流电压漂移工作的。根据差分相位移φ(t)的方向的定义可以得出正的或者负的偏振常数V1。

(代替选择相位移电压VP1＝V1*φ(t)也可以连续选择移位一个常数C的电压VP1+C，这是当使用相位角φ(t)+C/V1时得出的，因为如果函数cosφ(t)和sinφ(t))是无时间中值的，则这也是函数cos(φ(t)+C/V1)和sin(φ(t)+C/V1)。但是因为角度φ(t)的零点毫无问题是可以任意定义的，似乎表达式VP1＝V1*φ(t)是足够了。)

于是由于TE-TM-相位调制器引起的偏振模色散补偿的干扰正好可以避免，如果代替普通的直流电压信号使用这些TE-TM-变换器信号时。这些改进的信号是简单假设变换器-控制电压(电极电压)V1j，V2j的恒定幅值和恒定相位角γj是无直流成分的，则TE-TM-变换器无漂移地工作。

还应该补充的是，具有同样长线圈长度的变换器单元(同样数目的电极齿尖)也用同样大小的变换器-最大电压进行驱动。一般来说各自将电极E 1J和E2J的齿尖数目选择为同样大小。在这种情况下可以选择Vxj＝Vyj＝V0j。未来的观点是以相应的对称结构为前提的。

为了偏振变换和/或PMD-补偿可以改变变换器电压和相位角。原则上在要求的时间变化和函数φ(t)之间不存在相关。

也可以选择各种其他连续随时间变化的信号代替三角形信号用于控制相位调制器，对于这些角函数cosφ(t)和sinφ(t)的时间中值消失了，例如非对称的三角形连接电压或者正弦电压，这些产生具有峰值漂移角为±π/2弧度的差分相位调制，或者三角形连接电压或者梯形电压，这些产生具有峰值漂移角小于±π/2的差分相位调制。后者的优点是所要求的电压VP1或者TE-TM-相位调制器PH1，PH2的长度最小。

原则上相位移φ(t)的频率是任意的。可以想象的频率位于1μHz(微赫芝)至1MHz区域。如果将频率选择的非常小，当然人们得到的PMD-补偿的干扰最小。只需要这样大小的PMD-补偿，在一个周期期间避免DC-漂移效应；有益的是然后应该使用在1μHz(微赫芝)至1kHz范围的小频率。

为了从相位移φ(t)中得到与时间有关的原始偏振，对应于附图1在芯片输出端上安排了第二个TE-TM-相位调制器PH2，这个产生具有调制角函数-φ(t)的差分TE-TM-相位调制。因为第二个TE-TM-相位调制器的接地电极在实施例中位于波导输入边的另一边，输出边的相位调制器-先决条件是与输入边的相位调制器同样长-用同一个电压VP2＝VP1驱动。通过第二个差分TE-TM-相位调制器PH2虽然差分相位调制和调制的变换器-控制电压可以达到恒定的原始偏振。于是这是有意思的，如果在偏振多路复用运行时传输正交偏振信号。如果相反可以放弃与φ(t)无关的原始偏振，和这个在很多应用场合是有的，可以放弃在芯片输出端的第二个差分TE-TM-相位调制器PH2。

如果用偏振多路复用-传输方法传输信号则对不同偏振的PMD-影响可以进行共同补偿或者将被接收的偏振可以与所要求的偏振进行所要求的匹配。偏振信号的分配是在补偿器-组件的输出端进行的。装置本身没有第二个相位调制器PH2也可以产生确定的恒定的原始偏振，即TE或者TM。因此在偏振器输出端没有第二个相位调制器进行偏振多路复用运行也是可能的。例如在芯片输出端借助于集成在芯片上的TE-TM-射线分配器PBS将这些偏振解多路复用。

附图2表示了本发明相应的实施例。不考虑输出边的相位调制器在芯片输出区域TE-TM-偏振射线分配器PBS，附图2是与附图1一样的。偏振射线分配器具有光学定向耦合器的形状具有两个输入端E1，E2和两个输出端OUT1，OUT2。定向耦合器结构又是由波导WG定义的，输入端之一E1是与原来的偏振变换器或者PMD-补偿器耦合的。在偏振射线分配器的耦合区域KB将光波超临界耦合，其中因为不同的模式场和晶体的双折射将TE-和TM波进行不同的耦合。在适当设计时人们在输出端OUT1得到一个偏振，例如TE，而在另外的输出端OUT2出现在这种情况下与其正交的TM。在输出端OUT1，OUT2可以连接两个光学接收器，必要时在那里也可以安排其他的偏振器，以便相对于所希望的偏振改进各个不希望的偏振的分辨率。

也可以通过输出边的偏振射线分配器将其他的实施例补充在PMD-补偿器和偏振多路复用器上。按照本发明将任何一个任意的无直流电压漂移的偏振变换器PT或者无直流电压漂移的PMD-补偿器PMDC为了偏振分配目的用有益的方法通过偏振射线分配器PBS进行补充。用简图方式将这个表示在附图19上。可以将这些零件整体集成在基质SUB上，但是这不是必须的。附图19作为PMD-补偿器PMDC或者偏振变换器PT特别是也可以使用借助于附图1，4，7，8，11，12，和13叙述的实施例。

任何一个PMD-补偿器同时也是一个偏振变换器。因此一方面出现所希望的PMD-补偿和另一方面直到偏振射线分配器PBS的输入端E1出现所希望的偏振变换，这是适合的将连接在这个偏振射线分配器PBS附近的PMD-补偿器零件优异地为了偏振多路复用器的偏振变换的目的进行驱动，将距离比较远的即连接在输入端IN方向的PMD-补偿器优异地为了PMD-补偿目的进行驱动。按照本发明为了避免DC-漂移附加使用这些零件的控制。

偏振射线分配器PBS的实施例在文献H.Hermann et al.，D.A.Smith，W.Sohler，“集成光学，声学可调波长滤波器，和开关和其网络应用”ECIO 1993会议文集，Neuchatel，瑞士，10-1至10-3页中的附图7以及在那里说明的文献来源中获悉。特别是代替耦合区域KB可以使用质子交换的波导。

在Vxj＝Vyj＝V0j情况下可以将变换器-控制电压Vij(i＝1，2；j＝1，2，......，n)表示为对应于用V1j＝V0j*cos((γj-φ(t))或者V2j＝V0j*cos((γj-αj-φ(t))的形式的已经叙述过的控制电压。其中V0j的幅值确定了TE-TM-模式变换的强度。因为在相邻的模式变换器电极之间各自安排了附加的1/4或者3/4拍波长的位置，在这个实施例中得出由几何形状决定的αj＝±π/2。γj的大小可以如V0j一样随着时间的推移改变，以便满足偏振变换或者PMD-补偿的要求。在相位(γj-φ(t))或者(γj-αj-φ(t))时进行TE-TM模式变换，-因为与时间有关的φ(t)用与时间有关的形式-相位(γj-φ(t))或者(γj-αj-φ(t))的变化正好与通过输入边相位调制器产生的具有角度φ(t)的差分TE-TM-相位调制相反，简短地说，由于使用交流电压产生的效应改变补偿组件的PMD和因此PMD-补偿函数也不会改变补偿组件的PMD，因为它们相互抵消。(输入区域的长度变化对应于输入端的相位调制。模式变换器电压的变化对应于电极的纵向移位。如果电极纵向移位正巧与输入区域的长度变化相反，以相位调制器前边的芯片开始为基础的电极保持在同一个位置，则偏振变换和补偿器的PMD和因此PMD-补偿也保持在同样的位置。)

多个TE-TM模式变换单元除了所希望的模式变换之外还可以产生差分TE-TM-相位调制，因为它们的作用是作为普通的椭圆形的延迟器。在芯片输入端通过差分TE-TM-移相器产生的相位移(相位调制)φ(t)可以在特殊情况下或者在不同形式的实际上不充分的情况下已经由后面的变换器单元进行补偿，这样对于连接在后面的变换器单元不可能选择无直流成分的控制电压。为了避免这种效应，还可以安排多个差分TE-TM-相位调制器(这对应于附图1的多个补偿器的串联电路)。

当相位调制φ(t)的频率很小时不要求将所有TE-TM-变换器单元用电压V0j*cos(γj-φ(t))或者V0j*cos(γj-αj-φ(t))驱动。可以用一个调节装置驱动一些或者所有的变换器单元，调节装置同时调节偏振或者补偿PMD。然而宁愿用上述形式预先规定的变换器电压，因为这不仅不妥协地达到PMD-补偿的目的而且达到无直流成分的控制电压。

在放弃TE-TM-相位调制器情况下，除了芯片前边在输入端附近连接的变换器单元，人们可以有选择地记住形式为V0j*cos(γj-φ(t))或者V0j*cos(γj-αj-φ(t))的电压。-由调节算法控制-前边的TE-TM变换器现在必须产生具有角度φ(t)的差分TE-TM相位调制。

在附图7上本发明扩展的实施例中充分利用了借助于TE-TM-变换器或者-变换器单元制造差分TE-TM-相位调制φ(t)的可能性。可能性在于将TE-TM-变换器Pa补充在芯片的输入端(附图7)和当需要时不仅在不改变PMD之后而且也在不改变偏振变换之后将这样的TE-TM-变换器Pz补充在芯片的输出端(附图8)，将这些用专门的无直流成分的控制电压驱动。在附图7的实施例中使用按照F.Heismann，R.Ulrich，“集成光学单-边带调制器和相位变化器”，IEEE J.量子电子学18(1982)4，767-771页中的TE-TM-变换器，这个只需要两个控制电压。在这个优异的实施例中任何一个变换器单元Pa，Pz进行完全的模式变换，因此决定了恒定的电压Vxa，Vya。变换器电极得到控制电压V1a＝Vxa*cos(γa-φ(t)/2)或者V2a＝Vya*cos(γa-αa-φ(t)/2)。这些是差分相位移φ(t)/2的一半φ(t)/2的相位移的余弦函数cos(γa-φ(t)/2)，cos(γa-αa-φ(t)/2)。因为模式变换器的固有模式Pa在这个设计中在Poincare-球的S2-S3-大圆上有一个角度座标φ(t)/2，用这种方法确保了按照本发明在X-截面和Y-传播方向的锂铌酸盐芯片的TE-TM-主偏振之间进行差分相位调制。如已经叙述过的角度αa和γa是从电极的几何形状和变换器Pa与其他变换器的距离中得出的。

当然还有很多其他可能性产生差分相位调制。在本发明上述实施例中代替使用差分相位调制器有可能使用多个串级连接的相位调制器，将其差分相位调制相加为数值φ(t)。

在后面叙述的具有TE-TM-模式变换器的实施例中也可以将多个这样的具有完全的模式变换的模式变换器串级连接在一起，其中将差分相位不同的作用用交替变化的正的和负的符号相加。也可以将具有不完全的模式变换的TE-TN-模式变换器相加，其中将相同的TE-TM-相位移的延迟相加。最后TE-TM-相位调制器和TE-TM-模式变换器的组合也适用于产生差分TE-TM-相位调制。

除了差分TE-TM-相位移φ(t)(例如三角形信号)的上述实施形式之外，通过TE-TM变换器其产生特别适合于，对于φ(t)可以选择线性的时间函数则φ(t)＝Ω*t，其中Ω是一个恒定的圆频率。将这个有益地选择为低于典型的准备补偿的偏振变化；随后应该有益地使用1μHz(微赫芝)至1kHz范围的小的频率。

如果人们愿意从差分相位移φ(t)中得到与时间有关的原始偏振，则对应于附图1可以在芯片的输出端上安排一个TE-TM-相位调制器PH2，但是具有完全的模式变换的同样好的变换器Pz和电压如上面叙述的可以在后面正规的变换器单元上进行。

根据实施例可以要求将正规变换器单元的控制电压(V1j，V2j)相对于没差分相位移φ(t)的偏振变换器的实施结构在调节范围框架内进行改变。例如将输出边变换器Pa后面的TE-TM-变换器1和输出边变换器Pz前面的TE-TM-变换器n这样控制，使它们进行完全的模式变换，如果不存在变换器Pa，Pz情况下它们不应该进行模式变换和相反。

本发明的所有实施例在可以忽略偏振模色散和将无漂移的偏振变换器只使用于从给定的原始偏振状态产生确定的输出偏振状态情况下也起作用。

大多数实施例在电子技术普通的简单的基质情况下也起作用例如恒定信号的或者相位角的相加或者改变相位角的或者信号的符号。

在附图3上表示了调节装置的原理。将光学信号OS输入给接收终端RX。接收信号穿过PMD-补偿器K1和随后在光电二极管PD上进行解调，后置于光电二极管上一个决策器DFF。将从光电二极管输出端输出的基带信号BB经过带通滤波器FI输入给测量装置ME，例如整流器，测量装置经过调节器MP借助于控制电压V1j控制PMD-补偿器。

原来的PMD-补偿是这样进行的，改变幅值V1j(Vxj和Vyj)或者V0j和相位角γj。通过补偿过程与无直流电压成分的控制电压/电极电压的理想值也可能出现短时的偏差。当然与允许的无直流电压成分的理想值的偏差也是可能的。一般情况下这样的偏差对于补偿过程是可以忽略的。

是否人们在PMD-补偿时改变Vxj和Vyj(或者V0j)和γj，即参数，这些参数可以共同影响两个变换器电压V1j和V2j，或者是否人们为了这个目的简单地单独改变任何一个变换器电压V1j和V2j，是没有意义的，同样是一样的，是否人们按照数值和相位或者按照实数-和虚数部分表示一个复数。

在最简单情况下首先有步骤地改变电极电压中的一个，其中作为整流的输出电压适合于作为质量判据，整流的输出电压在带通滤波器FI上进行测量，低通滤波器有一半的间距频率作为中间频率。

一步一步地进行PMD-补偿，如果将变换器单元的一个或者两个电极电压试验性地改变一个预先规定的量。然后测量滤波器FI的整流的输出电压U1。在改变电极电压之后这个电压U1得到改善，于是保持这个改变或者再一次进行整流的改变。如果相反电极电压减小，至少部分地撤回改变或者甚至在原来改变方向相反方向用改变输出点代替。

然后将其他的电极电压最佳化。其中可以是合适的，首先只有将任何一个第二个，第四个，第八个或者第十六个电极电压最佳化，因为这些是特别干扰的低阶PMD-部分可以最快地进行补偿。将这个过程循环重复一直达到最佳化。

如果当基带信号的视觉开口为最大时即在没有畸变的光学分析时达到了最大值。将整流的电压U1使用作为尺度。

为此人们可以有选择地从目前的工作点出发用试样方式在两个方向变更电极电压。于是人们可以从整流电压U1的差别中近似地求出这个整流电压U1的梯度，和于是整流电压在梯度方向这样改变，使直流电压趋向于最大值。

当调节过程循环重复时这可以是适当的，加在电极上准备最佳化的电压的数值首先减小一些，因为这样可以避免超过允许的电极电压的数值。附加地或者有选择地可以在任何一个过程中限制电极电压。

如果人们准备在芯片上考虑比较复杂的布线时，例如将导线借助于绝缘的中间层进行交叉时，则可以实现对应于附图4的补偿器的变型K3。模式变换器-电极的齿尖E11，E21；E12和E22，...直到E1n和E2n在这里各自先后排列位于接地电极M的两个齿尖之间和构成为变换器单元PVj。在电场的同样的最大强度时，这是受材料常数的限制，这种偏振变换器的变型比附图1的偏振变换器可以在略微比较短的长度上制成和因此在芯片的同样的总长度上提供比较大的偏振变换的可变性。此外由于比较小的电极距离用于产生一定的场强需要的电极电压比较小。

此外电极齿尖的周期为L，其宽度和距离大约为L/6。取消了将距离制造为L/4和3L/4的要求。将TE-TM-相位调制器PH1安排在芯片的输入端是唯一的。为了控制电极又使用了V1j＝V0j*cos(γj-φ(t))或者V2j＝V0j*cos(γj-αj-φ(t))。因为电极是连续排列在距离为1/3的拍波长上，在这个实施例中几何形状决定了αj＝±π/3。此时V0j还决定了TE-TM-模式变换的强度。γj的大小可以同样如同V0j一样随着时间的推移改变，以便满足PMD-补偿的要求。

除了锂铌酸盐晶体具有Y-传播方向的X-截面之外还可以选择例如半导体中的很多其他的实施例。同样人们可以使用具有Z-截面和Y-传播方向的锂铌酸盐。相对于上述实施例可以相互交换结晶学的X-轴和Z-轴。代替周期的垂直场(在X-方向延伸的)现在必须接上周期的水平场(还是在X-方向延伸的)。附图17表示了这样的模式变换器或者模式变换单元PMCj。在芯片表面和电极之间以及在电极之间可以涂上普通的绝缘的中间层。在波导WG的任何一个面上安排了梳子形状的电极EMC11j，EMC12j，EMC21j，EMC22j。在一个面上的电极EMC11j，EMC12j用模式变换电压V1j或者-V1j加负荷。在另一个面上的电极EMC21j，EMC22j用模式变换电压V2j或者-V2j加负荷。将这些相对于上述面上的电极在传播方向Y上移位拍波长L的四分之一L/4。在波导的一个面上的电极距离和电极宽度也是大约L/4。在各个面上的两个梳子形状的电极是通过绝缘的中间层在交叉点上是相互绝缘的，各自具有拍波长L的周期和是相互移位拍波长L的一半L/2。通过模式变换器电压V1j，V2j和与之有关的逆变电压-V1j，-V2j(也就是说相对于电压V1j，V2j正好相反的电压)可以在相位上和在90°相位差上进行模式变换，这允许无限的偏振变换和PMD-补偿。在这个实施例中的角度α为90°。这种模式变换器或者这种模式变换器单元可以代替上述实施例中的模式变换器(单元)P1…Pz，Pa，Pz。这不仅适合于前置的和必要时适合于后置的模式变换器Pa，Pz或者差分移相器PH1，PH2，而且也适合于偏振变换器和PMD-补偿器，这些对于DC-漂移是不敏感的和不需要这种装置。例如α＝120°或者α＝60°的实施例通过其他的电极安排是可以想象的。在附图18的另外实施例中省去了在波导一面上的模式变换器电极。在另一面上将两个电极用接地电极EMC代替，这也可以构成为梳子形状。模式变换器的这个实施例PMj同样允许在两个90°相位差上进行模式变换，但是只是这样进行，除了具有电压V1j的第一个模式变换器电极EMC11j还安排了具有电压V2j的第二个模式变换器电极EMC21j。两个电极在芯片SUB的Y传播方向相互错位拍波长L的四分之一L/4的非偶数倍3L/4，则如附图1表示的，在那里当然构成为略微另外形状的电极E1j，E2j(j＝1...n)。为了达到在相位上和在90°相位差上大的可以自由选择的模式变换度将多个或者很多模式变换器单元PMj串级连接在一起。

而具有TE-和TM-主偏振的偏振变换器和模式变换器的上述实施例涉及到，哪个有可能将这些TE-和TM-波先后地进行变换，现在叙述实施例，在其上是可以模式变换的和主偏振是左旋-和右旋的偏振。由模式变换器变换的偏振始终也是在模式变换器之间延伸的双折射波导的主偏振(主要的偏振状态)。

在IEEE J.光波技术6(1988)7，1199-1207页上叙述了一个偏振变换器，这是在非双折射基质材料上实现的。这个偏振变换器可以将任何一个任意的偏振无限地转化为圆偏振或者相反和具有非常小的延迟，这在理想情况下最大必须只是π。这个偏振变换器工作为圆偏振的模式变换器，其中在这些圆偏振之间可以任意和无限地选择相位延迟。这个偏振变换器可能的固有模式是线性的偏振。

在IEEE J.光波技术8(1990)，438-458页和IEEE J.光学技术信笺.4(1992)，503-505页上有类似的偏振变换器。后者具有将单个组成部分的延迟相加的延迟，这为2π或者大于2π，但是为此也可以将任何一个任意的偏振转化为任何一个任意的另外的偏振。在光纤通信会议和集成光学和光纤通信(OFC/IOOC′99)的国际会议的会议文集，邮件最终期限论文集卷，PD29，圣地亚哥，1999年2月21-26日中叙述了PMD-补偿器可以由一系列的差分延迟部分构成，位于其中的偏振变换器必须可以将任何一个任意的偏振转化为后面的差分延迟部分的主偏振(主要的偏振状态)。

例如将具有线性主偏振的双折射光波导线(例如PANDA-光纤)适合于作为延迟部分。

按照本发明将四分之一波形金属片后置于圆偏振动模式变换器上。需要时将另外的四分之一波形金属片前置在圆偏振动模式变换器上。从而形成一个偏振变换器，这个可以连续地转化具有±45°仰角的线性偏振。

通过将多个这样的偏振变换器与连接在中间的和后置于后端的包含偏振的光波导线串级连接产生偏振模色散的简单补偿，光波导线是这样定向的，它们有±45°仰角的线性主偏振(主要的偏振状态)和此外在这些主偏振之间有差分成组运行时间。

然而前置在和/或后置在圆偏振的模式变换器区域的偏振模色散元件的主偏振是圆形的。

在附图9实施例中(截面：附图10)的偏振变换器是由具有X-截面和Z-传播方向的锂铌酸盐晶体构成的。通过将钛扩散进入晶体SUB中产生一个波导WG。在晶体上可以-但是不必须-涂上绝缘的中间层PUF，例如二氧化硅。同样如晶体一样中间层在运行波长时是透明的。在中间层或者在晶体上蒸发上导电的电极ELi，EMi，ERi(i＝1...n)。在这里n＝4，但是其他数值也是可能的。这些电极可以由金属例如由铝构成，但是也可以由透明导电的金属例如铟-锡-氧化物(ITO)构成。在实施例中中间层PUF只存在于中间电极的下面。这个的优点是只有外边电极ELi，ERi之间形成的场没有DC-漂移。由于电极导电性被放大的衰减不会出现或者只在很小程度上出现，因为在外边电极ELi，Eri区域的光波已经非常大地被衰减了。

电极ELi，EMi，ERi是分块的，这样就存在4个偏振调节环SBCi(i＝1...4)。中间电极EMi位于波导的上边，左边和右边的电极ELi，ERi是平行地安装在波导的两边。将分成不同块的单个电极，例如所有的电极Emi，也可以相互连接。由于在外部电极ERi，ELi之间接上相反的电压UPi(i＝1...4)产生纵向电的(TE-)和纵向磁的(TM-)波。由于不可避免的波导双折射一般来说要求电压UPi的不同电压值UPi0为零，以进行相位匹配，也就是说达到TE-TM-相位移消失的目的。因此代替Z-传播方向也可以选择其他的传播方向，这个传播方向与Z-轴接近只差几度，因为借助于很小的双折射晶体截面可以近似地平衡波导双折射。虽然通常为了相位匹配要求电压值UPi0不等于零，一般情况下这个平衡是不完全的。

如果人们在外边电极ELi，Eri上相对于中间电极EMi接上整流电压UCi(i＝1...4)时，这样人们就得到TE-TM-模式变换。当电压UCi消失时模式变换理想地等于零，但是当电极相对波导在Y-方向很小的侧面位移时为此可以需要电压UCi0。通过相反的和整流的电压UPi和UCi的组合可以达到TE-TM-相位移和TE-TM-模式变换的任何一个任意的补偿。人们将这样的偏振调节环节也称为Soleil-Babinet-补偿器SBC。SBCi的延迟Ψi是由没有模式变换的TE-TM-相位移和没有相位移的TE-TM-模式变换的几何相加得出的，则Ψi＝sqrt((bb*(UCi-UCi0))^2+(aa*(UPi-UPi0))^2)。下面将延迟Ψi始终理解为正的；将负的延迟表示为被置换的正的固有模式。常数aa，bb是由电和光场之间的重叠积分确定的。SBC的作用是作为具有正交的，线性偏振的固有模式的延迟Ψ的线性的光学的波形金属片。这种固有模式的仰角的双倍的切线与(bb*(UCi-UCi0))/(aa*(UPi-UPi0))成正比。如已经说明过的，在理想情况下UCi0等于零。

为了将圆偏振变换为任何一个任意的偏振状态或者相反SBCi可以有一个延迟为Ψi＝0...，见IEEE J.光波技术6(1988)7，1199-1207页。还可以证实将SBC分成为多个，其中总延迟的可调节性与被分配的SBC的可调节性是同样的，使同样始终希望的偏振变换成为可能。则为了将圆偏振变换为任何一个任意的偏振状态或者相反例如也使用延迟各自为0...π/2的两个SBCs。为此使用附图9的SBC2和SBC3。输出边存在有类似结构的SBC4。有益的是这个的作用是作为具有固有模式的四分之一波形金属片，这是平行于或者垂直于芯片表面的。为了使结构长度最小化，在或者在SBC4前边很短的地方将波导WG弯曲一个角度WI。但是也可以放弃这个弯曲。弯曲的优点是基质材料的材料双折射也起作用，这样SBC4可以比SBC2或者SBC3有比较短的结构长度。在这种优异的情况下当适当选择长度时对于SBC4完全不需要电极，因为相应的波导块本身已经起到这种四分之一波形金属片的作用。当然一般来说为了不可避免地补偿幅值的不特别重要的不精确度，然而比较短的电极ER4，EM4，EL4是适合的和足够的。通过电压UP4可以将SBC4的延迟(具有0°-和90°-固有模式)调整到所要求的数值Ψ4＝π/2或者Ψ4＝-π/2。由于在电极ER4，EL4的下面缺少中间层这个电压不会受到或者只有很小的DC-漂移。不要求电压UC4。当然允许将UC4和UP4相对于这些数值的偏差可以临时用于平衡偏振变换器的不理想的性能或者用于其他的目的，因为DC-漂移的时间常数是非常高的。

在输出端连接了包含偏振的光波导线PMFB，其主偏振(轴)与芯片表面的角度为45°。因为在SBC4的输入端将±45°-偏振在SBC4端部进行变换，SBC2，SBC的作用是偏振变换器，将这个可以使用在偏振模色散的补偿器(PMD-补偿器)上。由于对称的原因和为了偏振变换器的比较容易的可控制性同样建立了芯片的输入端：在主偏振和芯片表面之间为45°角的包含偏振的光波导线PMFA后面的角度为WI的延伸的，短的Soleil-Babinet-补偿器SBC1，当长度选择和角度选择如同Soleil-Babinet-bchq1SBC4为四分之一波形金属片时也可以取消其电极。最后跟随着Soleil-Babinet-补偿器SBC2，SBC3。在SBC2，SBC3区域波导WG延伸和在SBC1，SBC4的延伸之间的角度当光波导线PMFA，PMFB耦合时不会导致困难，因为可以将芯片端面在一定限度上切成任意的角度。在这个角度情况下相对于在Soleil-Babinet-补偿器SBC1，SBC4上的波导出现光波导线PMFA，PMFB，由芯片端面的角度决定折射率和折射原理。

这样驱动芯片，Soleil-Babinet-补偿器SBC1，SBC4作为四分之一波形金属片具有线性的固有模式，这在平行于和垂直于芯片的表面上延伸。将SBC2，SBC3共同作为具有0和至少π之间可以变化的延迟的SBC进行驱动。分块为具有延迟Ψ2＝0...至少π/2，Ψ3＝0...至少π/2的SBC2，SBC3因为固有模式同时存在的单独的可变性比不分块的SBC提供了不可避免的相对的不精确度，然而为了减少控制电压数也可以放弃分块。但是也可以安排更多的块，必要时可以达到比较大的总延迟。根据是否相互错位90°或者是否在同样主偏振同样仰角情况下将PMFA，PMFB安装在芯片端面上，当延迟为0时得到差分成组运行时间的相加和相减。如果将四分之一波形金属片SBC1，SBC4通过不同结构长度和/或角度WI有选择地构成为三分之一波形金属片，将功能正好改变为，相加和相减进行置换。

在附图11上最后表示了具有多个构成为这样的偏振变换器SUB1...SUB4和在中间或者在后置的包含偏振的光波导线PMF1...PMF4上具有差分成组运行时间和与芯片端面为±45°上延伸的线性偏振主偏振。这样相对于当代技术水平就得到了结构长度明显减少的偏振变换器，简单的控制和尤其按照本发明改善了DC-漂移的可抑制性。芯片输入端是IN1...IN4，芯片输出端是OUT1...OUT4，芯片输入端IN1同时是PMD-补偿器的输入端IN，光波导线PMF4的输出端OUT是PMD-补偿器的输出端。将光波导线PMF1...PMF4的确定的，例如将比较的主偏振各自在芯片输出端OUT1，OUT2，OUT3以Y-轴为基础调整为45°，在芯片输入端IN2，IN3，IN4调整为-45°。当SBC1和SBC4在偏振变换器SBC1...SBC4中实际是作为相同固有模式的四分之一波形金属片工作的先决条件下，-其中将SBC1构成为SUB1是一个例外，因为那里没有连接包含偏振的光波导线-，因此各自将在每个芯片SUB1...SUB3的SBC4开始的圆偏振通过SBC1和SBC4过度为每个芯片SUB2...SUB4的SBC1末端的同样的圆偏振。这意味着，当延迟Ψ2＝0和Ψ3＝0时在每个芯片SUB2...SUB4上将包含偏振的光波导线PMF1...PMF4差分成组运行时间相加。

将每个基质SUB1...SUB4上的SBC2和SBC3共同构成为任何一个具有圆偏振的作为可变换偏振的模式变换器Pi(i＝1...m，其中在附图11上m＝4)和当不存在模式变换时同时构成为波导的主偏振和同时构成为连接相邻模式变换器Pi和P(i+1)的整个的波导的主偏振。

在附图12上可以看到基质SUB1的结构。在那里将Soleil-Babinet-补偿器SBC2，SBC3构成为圆偏振的模式变换器，和通过Soleil-Babinet-补偿器SBC4在SBC3输出端后面与偏振有关的光波导线PMF1上得到圆偏振。

在基质SUB1上作为四分之一波形金属片工作的组件SBC1和在SBC2前面的波导弯曲是不适合的和不需要的或者是不安排的。代替这个安排了Soleil-Babinet-补偿器SBCa。Soleil-Babinet-补偿器作为循环的波形金属片具有完全的模式变换具有延迟为Ψa＝π。为此要求V1a＝Vxa*cos(γa-Ψ(t)/2)和V2a＝Vya*cos(γa-αa-Ψ(t)/2)，其中(UPa-UP0)＝V1a，Vxa＝π/aa，(UCa-UCa0)＝V2a，Vya＝π/bb。例如选择φ(t)＝Ω*t，其中Ω还是低的角速度。先决条件是电极的同样的电压强度，Soleil-Babinet-补偿器SBCa的长度等于SBC2，SBC3的总长度。

将基质SUBj(j＝1...4)上的模式变换器SBC2，SBC3原则上可以串联在一起。在这种情况下适合于将其用电压(UPj-UPj0)＝V1j，(UCj-UCj0)＝V2j驱动，其中按照本发明V1j＝Vxj*cos(γj-φ(t))或者V2j＝Vyj*cos(γj-αj-φ(t))；j＝1...4。如果人们相对于这些电压允许附加的改变时，相对于不理想地实现这些SBC2，SBC3和其他的组件于是人们得到比较大的改变，这些改变是这样进行的，连续得到所希望的偏振变换或者PMD-补偿。

在波导WG上面准确地调整电极EMj(j＝1...4，a)时UCj0＝0。此外在电极E1j下面没有中间层，则在那里即使当Upj0不等于零的情况时也不出现DC-漂移。通常出现DC-漂移的唯一位置是电极EMj。因为这些电极得到无中值的电压，在按照本发明的实施例中也避免了DC-漂移。

代替模式变换器SBCa也可以使用循环的延迟器，例如法拉第-旋转体或者基质SUB1的回转，在固有模式(和同时是后面的光波导线段的主偏振)之间的相位延迟φ(t)如以前的实施例中已经满足函数cos(φ(t))和sin(φ(t))中值消失的条件。

借助于附图13叙述本发明其他种类的实施例，然而这些是建立在同样的发明思路基础上的。

与附图10和12相似安排了具有X-截面和Z-传播方向的锂铌酸盐基质SUB。中间层是贯通的，然而也可以构成为如同附图10或者完全取消-当透明的电极时-。用三个纵向分块的电极覆盖波导WG或者陪伴在其侧面。电极ELi，EMi，ERi是这样分块的，有n＝8偏振调节环节SBCi(i＝1...n)。按照附图10加在电极上的电压是UPi和UCi。用另外的数目n也是可能的。

如已经说明过的，为了将圆偏振变换为任何一个任意的偏振状态或者相反SBCi可以有延迟Ψi＝0...π，见Noe，R.，Heidrich，H.，Hoffmann，D.，相关光学的无限的偏振控制系统，IEEE J.光波技术6(1988)7，1199-1207页。为了将线性的偏振变换为任何一个任意的偏振状态或者相反可以使用以任意顺序的具有延迟为π/2，π的两个SBC，即可光电回转的四分之一波形金属片和半波形金属片。

为了将任何一个任意的变换为任何一个任意的其他偏振状态使用具有延迟为Ψi＝0...2π的两个SBCi，见N.G.Walker，G.R.Walker，“相关通信的偏振控制”，IEEE J.光波技术8(1990)，438-458页。为了这个目的也可以使用具有延迟为π/2，π，π/2的三个SBCs，即可光电回转的四分之一-，半-和还是四分之一波形金属片，见F.Heismann，M.S.Whalen，“快速自动偏振控制系统”，IEEE光子技术信笺4(1992)，503-505页。此外具有延迟为0...π的和一个SUB和具有延迟为π的另外一个SUB足够了。

此外代替被发现的具有延迟Ψi为最大数值Ψimax的配置始终也有可能使用这样的配置，在其中可以在最小数值或者零和这个最大数值Ψimax之间自由选择一个或者多个延迟Ψi。这意味着，为了将任何一个任意的变换为任何一个任意的其他偏振状态例如可以使用具有延迟Ψ1＝0...π/2，Ψ2＝0...π，Ψ3＝0...π/2的三个SBCs或者具有延迟Ψ1＝0...π，Ψ2＝0...π的两个SBCs。同样为了将线性的变换为任何一个任意的偏振状态或者相反可以以任意顺序使用具有延迟Ψi＝0...π/2，Ψ2＝0...π的两个SBC。

最后有可能将一个SBC分成为多个同样是连续的所希望的偏振变换，在其中延迟和的可调节性与被分开的SBC的可调节性相同。这样为了将圆形的变换为任何一个任意的偏振状态或者相反例如也可以使用两个，为了将线性的变换为任何一个任意的偏振状态或者相反也可以使用三个和为了将任何一个任意的变换为任何一个任意的其他的偏振状态也可以使用四个SBCs具有各自为0...π/2的延迟。在这种情况下也可以附加其他的SBC。

关于偏振变换器的功能性已经在欧洲光学通信会议的会议文集3卷，1998年9月20-24日，马德里，西班牙，在55，57页中报告过，在PMD-补偿器中的偏振变换应该可以将差分延迟部分的主偏振无限地变换为任何一个任意的偏振。对应于在上面叙述过的在圆的主偏振情况下用延迟为0...π的一个SBC就足够了。在线性主偏振情况下为此需要例如具有延迟为π，π/2或者0...π，0...π/2以任意顺序的两个SBC1。在任何一个这样的情况下分成为多个SBC s或者分成具有单独的或者整个比较大的最大延迟的是可能的-如已经叙述过的-。在参考文献中也展示了将必要的偏振变换通过差分延迟部分分成为多个具有不完全模式变换的模式变换器。从上面叙述的得出至少可以将一个模式变换器例如一个SBC使用作为偏振变换器。而且存在愈多的模式变换器或者SBCs和这些具有愈大的延迟，愈可以将偏振变换器在功能上利用作为PMD-补偿器的一部分。

在附图13的实施例中标注了普通的数n的情况，但是所有上述情况都可以通过去掉单个的或者将相邻的Soleil-Babinet-补偿器(SBCs)连接在一起来实现。在上述情况的基础上在这里将四个相邻的SBCs使用在正常的偏振变换上。在线性的主偏振情况下扩展的例子是具有延迟为π，π/2，或者0...π，0...π/2以任意顺序的两个SBCs。

还要叙述当然是具有降低功能性的有选择的实施例，或者可以将移相器电压UPi选择为恒定的，例如等于UPi0或者等于零，或者可以将模式变换电压UCi选择为恒定的或者等于零。在后面的情况下可以取消电极EMi。为了简单起见在下面始终谈到SBCs，即使如果在有些情况下可以使用这种简化的偏振调节元件。

可以将所有允许在相位上和在90°相位差上进行模式变换的模式变换器使用作为另外的实施例。特别是将所有模式变换器(单元)必要时串级连接，则交替变化地将在相位上进行模式变换的梳子电极，和将在90°相位差上进行模式变换的梳子电极前后排列，在前边用标识符P1，Pj，Pn，PV1，PVj，PVn，PMCj，PMj叙述过。因此得出，Soelil-Babinet-补偿器，圆偏振模式变换器，但是上述偏振调节环节是TE-TM-偏振的模式变换器，各自在两个90°相位差中可以选择。

电压UPj(j是序号注脚，同样如i)是由电压V1j代替，电压UCj是由电压V2j代替。Soleil-Babinet-补偿器SBCj可以由模式变换器PVj或者由多个串级连接的模式变换器单元Pj或者PMj代替。

正常情况下SBC不是用恒定的电压驱动，因为一般来说偏振变换器的方向是光波导线-传输路段输出端的一个变化的偏振，在偏振模色散的补偿器上和在类似的应用场合转化为其他的所希望的偏振，此时这些偏振一般来说是变化的。因此将偏振变换器在正常情况下用变化的电压源进行驱动，电压源是从调节器中得到信息。调节器同样如同偏振变换器一样是偏振调节系统的一部分。

按照本发明最后将扩展的Soleil-Babinet-补偿器SBCi(i＝5...8)沿着波导安排在第一个四个(i＝1...4)上。相似地也适合于由其他原来数目的模式变换器或者SBCs构成的偏振变换器，这些也允许具有不同的长度，相应的不同的最大延迟。在附图14的时间间隔dt1中，Soleil-Babinet-补偿器SBC1...SBC4进行正常的偏振调节，在后面也被称为正常运行。为此如当代技术水平安排了一个调节器R，调节器产生电极电压或者电极子电压UPi，UCi和由外部的检测元件经过达到的偏振匹配的程度得到信息，例如由偏振器P后面的光检测器PD。这表示在附图15上。将微处理器特别适合于作为调节器R。

在时间间隔dt1期间扩展的四个SBC5...SBC8的电极电压由电压值UPi1，UCi1(i＝5...8)这样选择，电极电压与偏振调节运行中要求的电压相反。在下面将后面的状态称为反向运行。为此例如具有常数k＝-1的UPi1＝k*UPi0，UCi1＝k*UCi0(i＝5...8)。如已经说明过的，在理想情况下UCi0等于零。在后面的时间间隔dtc11中将反向的电极电压这样慢慢地改变，在SBC5...SBC8中产生相位匹配为Ψi＝0(i＝5...8)，在这里移位为UPi＝UPi0，UCi＝UCi0(i＝5...8)。将所要求的偏振变换此时产生的干扰通过SBC1...SBC4上的电极电压的重新调节进行平衡。在时间间隔dtc11中在SBC5...SBC8上的相位匹配或者同时或者SBC5...SBC8先后不同地进行调节。如果在SBC5...SBC8上达到相位匹配，SBC4的延迟从正好存在的工作点Ψ4＝Ψ40慢慢地减小到Ψ4＝0，和同时SBC8的延迟以同样的尺度从Ψ8＝0增大到Ψ8＝Ψ40。这也发生在时间间隔dtt14上。其中在两个SBCs上将TE-TM-相位移和TE-TM-模式变换选择为同样的情况，这样就出现固有模式的相同的仰角和SBC8承担SBC4的功能。最后SBC7在时间间隔dtt13中以同样的方式承担SBC3的功能，在时间间隔dtt12中SBC6承担SBC2的功能和在时间间隔dtt11中SBC5承担SBC1的功能。如果这些结束时，在SBC1...SBC4上只加上了为了相位匹配所要求的电压UPi＝UPi0，Uci＝UCi0(i＝1...4)。现在时间间隔dtc12时在SBC1...SBC4上的电压这样慢慢地改变，这些电压与偏振调节运行时所要求的电压是相反的和假设数值UPi1，UCi1(i＝1...4)在最简单情况下UPi1＝k*UPi0，UCi1＝k*UCi0(i＝1...4)其中k＝-1。将所要求的偏振变换此时出现的干扰通过重新调节SBC5...SBC8上的电压进行平衡。当这种改变结束时SBC1...SBC4工作在反向运行。时间间隔dt1至dtc12是一个周期PE1的一半。在具有时间间隔dt2，dtc21，dtt24，dtt23，dtt22，dtt21，dtt22周期的第二半时在相反方向和相反顺序进行此方法，此时SBC5...SBC8的偏振调节功能重新返回到SBC1...SBC4上。将周期PE1，PE2，即电极子电压的来和回循环重复。将电极电压UPi，UCi的曲线作为时间t的函数画在附图14上。

最简单的是，在反向运行时将与相位匹配电压相反的电压UPi＝-UPi0，UCi＝-UCi0加在SBCi的电极上。从附图14中看出，例如近似地在时间dt1，dtc11，dtt14，dtt13，dtt12，dtt11期间将UP4假设为数值UP40，但是只在时间dt2期间假设为数值UP41。按照本发明为了电压时间中值达到最完全地消失，在有益的实施例中将UPi1选择等于UPi1＝k*UPi0(1...8)，其中k是常数，这是-1的负数和保证UPi上面和下面的面积相等。类似地也适合于UCi1＝k*UCi0。在这种情况下在所有电极上在时间中点加上电压0，因此没有DC-漂移产生。一旦将dtc11，dtt14，dtt13，dtt12，dtt11 dt12，dtc21，dtt24，dtt23，dtt22，dtt21，dtt22选择小于dt1，dt2时，常数k近似于数值-1。这是有益的，因为要求的电极的电压强度比较小。这样选择周期本身的持续时间，持续时间是近似的或者-和这甚至更加适合-以比较小的或者明显比较小的数量级小于DC-漂移时间常数。

在有选择的实施例中也可以将持续时间dtt14，dtt13，dtt12，dtt11中的反应组合在一起，为此可以降低所需要的总时间。同样适合于持续时间dtt24，dtt23，dtt22，dtt21中的反应。将这两种简化表示在附图16中。在扩展的实施例中也可以将持续时间dtc11，dtc12，dtc13，dtc14中的反应补充在相邻的持续时间中，同样达到缩短执行时间的目的。

对于很多应用场合目前叙述的降低漂移是足够的，几乎等于漂移补偿。在正常运行期间当不同的Ψi为零的情况下电极电压UPi，UCi与相位匹配UPi0，UCi0数值的偏差在这样形成的反向运行期间没有进行平衡。如果经过比较长的时间没有将这些偏差平衡，遗留下一些DC-剩余漂移。

因此在本发明扩展的实施例中调节器R求出电极电压的时间积分。代替积分器也可以使用具有很大时间常数的低通滤波器，有益的是使用明显大于周期PE1，PE2的持续时间。这在下面不进行专门叙述。调节器R选择电压值UPi1，UCi1，将这些在反向运行时启动和加上，这样就减小了电极电压UPi1，UCi1的积分值。将这个用在两个周期PE1，PE2上的电压UPi1时间曲线的例子简化表示在附图16上。这样选择第一个电压UPi11，使积分F21(具有正和负符号的面积)等于积分F11的负值。如果周期的持续时间小于DC-漂移的时间常数时，容许电极电压积分的不完全平衡或者在另外方向上的过平衡。只必须注意，用不差于或者尽可能甚至比较好的方法进行后面周期上或者后面周期中的一个周期的平衡。有益的是调节器R是数字式的，这样可以容易在长时间上用高精度形成或者进行电极电压的积分(或者其低通滤波)。用这种方法达到完全无漂移的目的。

借助于附图13至16叙述的本发明的实施例中为了达到DC-漂移补偿的目的偏振调节所要求的费用几乎成为双倍的。由于按照本发明补充双倍数目的模式变换器或者SBCs是特别合适的。也有可能将更多数目的模式变换器或者SBCs或者其他的偏振变换器补充进去。

在另外的情况下如果电极有明显超过正常调节运行中所要求的电压的一个电压强度，从而降低费用是可能的。将比较少的具有4＜n＜8新的SBCs(SBC5...SBCn)补充到原来的(SBC1...SBC4)中去。这意味着在反向运行时将比较少的时间提供给任何一个SBC使用。因此必须将常数k明显地变成为负的。

当上述实施例的偏振变换器是用锂铌酸盐时，本发明的偏振变换器也用其他的晶体，例如锂钽酸盐或者半导体和一般来说对于所有的偏振变换器是适合的，以同样的数学表达式为基础。因此在权利要求中将一些概念用其他的代替，例如SBC由偏振调节环节，电极由控制接头，相位移电压和模式变换电压由子信号代替。

例如可以将SBCs由其他的模式变换器代替，和虽然TE-TM-模式变换器是具有X-截面和Y-传播方向的锂铌酸盐晶体，如在IEEE在量子电子学杂志，QE-18卷，4号，1982年4月，767至771页中叙述过的。

上述偏振变换器或者多个这样的偏振变换器也可以是光学偏振模色散的补偿器的一部分，有益的是与产生或者补偿两个正交主偏振(主要的偏振状态，PSP)之间的差分成组运行时间的差分组件相连接。

可达到的延迟为至少π/2的四个原来的SBCs或者上述其他的组合情况下为了无限地将任何一个任意的变换为任何一个任意的其他的偏振状态通过四个补充的SBCs(SBC5，，，SBC8)在任何情况下交替地反向运行是可能的。但是在减少数目的SBCs或者模式变换器时和/或减少可达到的延迟时也可以达到反向运行的目的。例如这是在IEEE J.光波技术，17卷，9号，1999，1602-1615页中叙述的。其中进入反向运行的SBC或者模式变换器的功能至少部分地被一个或多个SBCs或者模式变换器承担，这些与这个不是直接相邻的，而是例如通过一个或多个差分延迟部分将其分开的。现在与上述由可达到的延迟为π和π/2的两个SBCs构成的相反(或者三个SBCs具有可达到的延迟π/2)，例如附图11的偏振变换器SUB1可以通过与其他的具有可达到的延迟为π和π/2的两个SBCs的串级连接(或者三个SBCs具有可达到的延迟π/2)保证了交替变化的反向运行。如果将它不仅使用在将水平的或者垂直的偏振变换为任何一个任意的偏振或者相反，而是如附图11中表示的使用在补偿器的一部分，此时必须将其他的，有益地在光线传播方向的后面连接的，有益地同样构成的偏振变换器SUB2，SUB3，SUB4同样在相位dtc11，dtc12，dtc21，dtc22期间将其电压UPi′，UCi′，UPi″，UPi，UCi为了保持光学PMD-补偿器的总功能进行改变。在附图14上简化表示的电压UP8，UC8曲线因此也可以是偏振变换器SUB1，SUB3，SUB4上的电压UPi′，UCi′，UCi″，UPi，UCi的曲线。

如从附图14中看出，单个的SBCs在正常运行和反向运行在周期dtc11，dtc12，dtc21，dtc22之间的交换在其他的，在这个时间负责偏振调节的SBCs的工作点UP40，UP30，UC30＝0，UP80，UP70，UC80＝0的周围要求相对快的电压变换。

然而明显减少这些变化的频率和变化速度是可能的，如果人们考虑到，将SBC从正常运行过度为反向运行或者相反，将在另外晶体基质上的SBC从正常运行过度为反向运行或者相反至少近似地进行补偿。将这个表示在附图20上。装置类似于附图11。从PMD-补偿器的输入端IN到输出端OUT被一个信号OS穿过。

各自将一个确定的，例如光波导线PMF1，PMF2，PMF3的各自比较慢的主偏振PSP1在芯片输出端OUT1，OUT2，OUT3调整为平行于芯片表面。将后面的芯片输入端IN2，IN3，IN4上的这个PSP1各自调整为垂直于芯片表面。按照附图13这是LiNbo3-晶体的Y-轴。在附图20上这是通过在OUT1，OUT2，OUT3或者IN1，IN2，IN3上的符号0°(对于平行的)或者90°(对于垂直的)标志的。此外人们有选择余地将在OUT4上的PMF4对于PSP1也调整为0°(平行)。如果按照附图1的角度调整的主偏振在所有情况下是PSP1-在那里是标志在行a)上-这样在偏振变换器SUB2，SUB3，SUB4静止状态将延迟部分PMF1，PMF2，PMF3，PMF4的差分成组运行时间相加。如果按照附图1的角度调整的主偏振是交替变化的PSP1，PSP2-在那里是标志在行b)上-这样在偏振变换器SUB2，SUB3，SUB4静止状态将各自相邻的延迟部分PMF1，PMF2，PMF3，PMF4的差分成组运行时间相减。第一种或者第二种叙述的可能性根据应用情况可以提供优点。还有其他的实施形式，例如对于PMF1，PMF2，PMF3，PMF4的角度调整PSP2，PSP2，PSP1，PSP1是可能的。具有其他晶体截面的偏振变换器的其他变型是可以想象的。

从附图21中看出一个特殊的优点。-各自按照附图13构成的-在偏振变换器SUB1...SUB4上的SBCs在同样的制造条件下具有至少相似的本征的双折射。SBCs和在SUB1 SBCi上的电压是UPi，UCi，在SUB2SBCi′上的电压是UPi′，UCi′，在SUB3 SBCi″上的电压是UPi″，UCi″，在SUB4 SBCi上的电压是UPi，UCi。i＝1...n。SBC1，SBC1′，SBC1″，SBC1是朝向各个输入端IN1，IN2，IN3，IN4，而SBCn，SBCn′，SBCn″，SBCn是朝向各个输出端OUT1，OUT2，OUT3，OUT4的。例如数目n可以等于8。但是原则上如上所述所有其他的大于1的数目都是可能的。n＝2u的情况是由扩展的，同样构成为同样具有u的SBCs偏振变换器补充给具有u的SBCs偏振变换器。即使大于1的非偶数n也是可能的。SBCs的不同的长度同样是可能的。

在SUB1...SUB4同样的制造条件下电压UPi0，UPi0′，UPi0″，UPi0大约相等。于是电压UCi0，UCi0′，UCi0″，UCi0大约也是相等的。将PMF1...PMF3各自回转90°，因此UP5...UP8的变化用UP1′...UP4′整流的变化进行补偿，如果在有关的SBC5...SBC8和SBC1′...SBC4′上不出现模式变换时。为此UC5...UC8和UC1′...UC4′必须至少近似地等于零。相似地也适合于在PMF2之前和之后的SBCs，和适合于在PMF3之前和之后的SBCs。因此应该在差分延迟部分PMF1...PMF3前边的和后边的SBCs上各自在同样的时间上进行正常运行和相反运行之间的交换。如果SBC1...SBC4是正常运行，则SBC5′...SBC8′和SBC1″...SBC4″和SBC5...SBC8也是正常运行。这些说明也适合于反向运行。如果SBC5...SBC8是正常运行，则SBC1′...SBC4′，SBC5″...SBC8″和SBC1...SBC4也是正常运行。这些说明也适合于反向运行。当SBC5...SBC8″正常运行和反向运行之间交换时由于PMF4的0°-调整对于PMD-补偿在正常情况下没有意义。这意味着，理想地只有在SBC1...SBC4之间正常运行和反向运行之间的交换必须通过SBC5...SBC8进行平衡。在SBC5...SBC8和SBCi′，SBCi″，SBCi上的交换相反是没有害处的。因此这种交换完全可以比较快地进行或者人们为此有选择地更好地抵御SUB1...SUB4的不理想情况。

附图21用试验表示了SBC5...SBC8和SBC1′...SBC4′从正常运行变化为反向运行和相反。先决条件是同样的组件SUB1，SUB2，可以在dtc22交换期间将UP5...UP8，UP1′...UP4′的曲线选择得相同，和电压UC5...UC8，UC1′...UC4′可以同样是相等的，和甚至选择等于零。在这种理想情况下在dtc22期间在SBC1...SBC4，SBC5′...SBC8′上完全不需要电压变化，这使得恒定的电压UP1...UP4，UP5′...UP8′，UC1...UC4，UC5′...UC8′成为可能。

与此相似将SBC5...SBC8和SBC1′...SBC4′在周期dtc11中进行从反向运行变化为正常运行。唯一的区别是，由于SBC1...SBC4，SBC5′...SBC8′正常运行时电压为UP1...UP4，UP5′...UP8′，UC1...UC4，UC5′...UC8′这次一般来说假设为另外的恒定数值。

如果要求的电压和出现的双折射不相等，则至少可以将在dtc22，dtc11期间否则要求改变的电压UP1...UP4，UP5′...UP8′，UC1...UC4，UC5′...UC8′的一部分废弃。总之调节过程保持了明显的简化。

将PMF1...PMF4与一端为0°和另一端为90°进行耦合的另外的优点是在两端可以补偿与偏振有关的耦合衰减。

也有可能性，将PMF1...PMF4不在各自为SBU1...SBU4的0°和90°上进行耦合，而是与成对的相同定向的，例如始终是0°进行耦合。为此当然SUB1，SUB2，SUB3，SUB4必须交替地是正的和负的，也就是说在正常运行时具有或多或少准备补偿的本征的双折射。

Claims (40)

1.用于无直流电压漂移的偏振变换或者补偿偏振模色散(PMD)的方法，该方法借助于含有波导(WG)和控制电极(E1j，E2j，ELi，EMi，ERi)的偏振变换器(K1，K2，K3，SUB，SUB1，SUB2，SUB3，SUB4)，并向所述的控制电极输入控制电压(V1j，V2j，UPi，UCi)以用于改变光学信号(OS)的偏振或者偏振模色散，

其特征为，

使用无直流成分的、至少是近似于无直流成分的控制电压作为控制电压(V1j，V2j，UPi，UCi，-V1j，-V2j)。

2.按照权利要求1的方法，

其特征为，

光学信号的两个正交主偏振的差分相位调制是在信号输入(IN)区域用连续的差分相位移(φ(t))进行的，这些正交主偏振与偏振变换器(K1，K2，L3)的主偏振是一致的，这样选择差分相位移，其余弦函数cos(φ(t))和其正弦函数sin(φ(t))的时间中值近似为零。

3.按照权利要求2的方法，

其特征为，

差分相位移(φ(t))是由所述主偏振的第一个差分相位调制器(PH1)进行的。

4.按照权利要求3的方法，

其特征为，

所述的相位调制器是用调制器控制电压(VP1＝V1*φ(t))控制的，调制器控制电压近似地是差分相位移φ(t)的线性函数。

5.按照权利要求2的方法，

其特征为，

差分相位调制是由所述主偏振的第一个模式变换器(Pa)进行的。

6.按照权利要求5的方法，

其特征为，

第一个模式变换器(Pa)进行完全的模式变换。

7.按照权利要求5或6的方法，

其特征为，

当模式变换时在主偏振之间进行一个差分相位移φ(t)。

8.按照权利要求5至6之一的方法，

其特征为，

为了产生这种差分相位调制所使用的第一个模式变换器(Pa)用模式变换器控制电压V1a＝Vxa*cos(γa-φ(t)/2)或者V2a＝Vya*cos(γa-αa-φ(t)/2)进行驱动，这些控制电压近似地是差分相位移φ(t)的一半φ(t)/2的相位移余弦函数cos(γa-φ(t)/2)，cos(γa-αa-φ(t)/2)的线性函数。

9.按照权利要求2至6之一的方法，

其特征为，

使用控制电压V1j＝Vxj*cos(γj-φ(t))或者V2j＝Vyj*cos(γj-αj-φ(t))，其中j＝1...n，这些控制电压近似地是差分相位移φ(t)的相位移余弦函数cos(γj-φ(t))，cos(γj-αj-φ(t))的线性函数，和为了改变偏振或者补偿PMD而改变这些电压的幅值(Vxj，Vyj)和/或相位角(γj)。

10.按照权利要求2至6之一的方法，

其特征为，

主偏振在模式变换器(P1，...Pn)区域是左旋和右旋的偏振。

11.按照权利要求2至6之一的方法，

其特征为，

主偏振在模式变换器(P1，...Pn)区域是纵向电的和纵向磁的偏振。

12.按照上述1到6权利要求之一的方法，

其特征为，

将具有相同的最大幅值(V0j)的控制电压(V1j，V2j，-V1j，-V2j)用来控制变换器单元(Pj)的控制电极(E1j，E2j，EMC11j，EMC12j，EMC21j，EMC22j)。

13.按照上述权利要求1到6之一的方法，

其特征为，

将输入端区域的光学信号(OS)的差分相位调制在信号输出端(OUT)区域通过相反的差分相位调制(-φ(t))消除。

14.按照上述权利要求1到6之一的方法，

其特征为，

差分相位移(φ(t))在时间上是三角形，正弦形或者梯形的。

15.按照权利要求14的方法，

其特征为，

进行三角形的相位移(φ(t))，其中最大的相位差为±π或者2π或者其倍数。

16.按照权利要求5至6之一的方法，

其特征为，

进行差分相位移φ(t)＝Ω*t，其中Ω有益地选择为低于典型的准备补偿的偏振变化频率的圆频率。

17.按照上述权利要求1到6之一的方法，

其特征为，

为了控制相位调制器或者模式变换器或者变换器单元只部分地使用连续运行的无中值的控制电压(VP1；V1a，V2a；V1j，V2j；-V1j，-V2j)，而使用由调节装置(R)产生的调节电压(VRij)作为其余的控制电压。

18.按照权利要求1的方法，

其特征为，

一个或多个偏振调节环节(SBC1...SBC4)可以承担一个或多个另外的偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节功能，以及所述的一个或多个另外的偏振调节环节(SBC5...SBC8)可以承担所述的一个或多个偏振调节环节(SBC1...SBC4)的偏振调节功能；

其偏振调节功能被另外的偏振调节环节承担的偏振调节环节可以得到控制电压(UP11...UP81，UC11...UC81)，所述的控制电压与偏振调节功能(UP10...UP80，UC10...UC80)时的控制电压是相反的；

将一个控制电压(UP1...UP8，UC1...UC8)选择为近似地等于零。

19.按照权利要求18的方法，

其特征为，

在第一个时间间隔(dt1)结束之后在第二个时间间隔(dtc11)中将第二个相反的子信号(UP51...UP81，UC51...UC81)用连续方式转化为第二个子信号(UP50...UP80，UC50...UC80)，而在后面的第三个时间间隔(dtt14，dtt13，dtt12，dtt11或者dtt24，dtt23，dtt22，dtt21)期间将第一个偏振调节环节(SBC1...SBC4)的偏振调节任务连续地传输给第二个偏振调节环节(SBC5...SBC8)，将后面的第四个时间间隔(dtc12)上的第一个子信号(UP10...UP40，UC10...UC40)以连续的方式转换为第一个相反的子信号(UP11...UP41，UC11...UC41)，后面的第五个时间间隔(dt2)和后面的第六个时间间隔(dtc21)上的偏振调节任务由第二个偏振调节环节(SBC5...SBC8)执行，在第五个时间间隔(dt2)结束之后在第六个时间间隔(dtc21)中将第一个相反的子信号(UP11...UP41，UC11...UC41)用连续方式转化为第一个子信号(UP10...UP40，UC10...UC40)，而在后面的第七个时间间隔(dtt24，dtt23，dtt22，dtt21)期间将第二个偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节任务连续地传输给第一个偏振调节环节(SBC1...SBC4)，在后面的第八个时间间隔(dtc22)上的第一个子信号(UP10...UP40，UC10...UC40)以连续的方式转换为第一个相反的子信号(UP11...UP41，UC11...UC41)，在后面循环跟随的第一个时间间隔(dt1)和后面的第二个时间间隔(dtc11)上的偏振调节任务由第二个偏振调节环节(SBC5...SBC8)执行。

20.按照权利要求18的方法，

其特征为，

调节器(R)这样选择相反的子信号(UPi11，UPi12，UP11...UP81，UC11...UC81)，使得这些控制信号(UP1...UP8，UC1...UC8)的时间积分近似地为零。

21.按照权利要求18的方法，

其特征为，

当第一个偏振调节环节(SBC5...SBC8，SBC5′...SBC8′，或者SBC″...SBC8″)与其他的偏振调节环节(SBC1′...SBC4′，SBC1″...SBC4″，或者SBC1...SBC4)进行连接时用同样的或者置换的主偏振(PSP1，PSP2)的方式将第一个子信号(UP5...UP8，UC5...UC8)的变化在保持所希望的偏振变换情况下通过改变后面的子信号(UP1′...UP4′，UC1′...UC4′)近似地进行补偿。

22.按照权利要求20或21的方法，

其特征为，

用置换主偏振(PSP1，PSP2)的方式进行所述的连接(PMF1，PMF2，PMF3)时第一个子信号(UP5...UP8，UC5...UC8)的变化和后面的子信号(UP1′...UP4′，UC1′...UC4′)的变化具有同样的偏振。

23.按照权利要求20或21的方法，

其特征为，

用同样的主偏振(PSP1，PSP2)的方式进行所述的连接(PMF1，PMF2，PMF3)时第一个子信号(UP5...UP8，UC5...UC8)的变化和后面的子信号(UP1′...UP4′，UC1′...UC4′)的变化具有相反的偏振。

24.按照权利要求18至21之一的方法，

其特征为，

可以承担其他偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节功能的、或被其他偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节功能所接管的偏振调节环节(SBC1...SBC4)的数目(n/2)等于其他的偏振调节环节(SBC5...SBC8)的数目(n/2)。

25.按照权利要求18至21之一的方法，

其特征为，

可以承担其他偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节功能的、或被其他偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节功能所接管的偏振调节环节(SBC1...SBC4)的数目(n/2)是一和六之间。

26.按照权利要求25的方法，

其特征为，

所述的数目(n/2)等于四。

27.按照上述权利要求1-6之一的方法，

其特征为，

将偏振变换器或者PMD补偿器的输出信号输入到一个或多个偏振射线分配器(PBS)的输入端(E1)，在所述偏振射线分配器(PBS)的输出端(OUT1，OUT2)输出正交偏振的子信号。

28.用于无直流电压漂移的偏振变换或者偏振模色散补偿(PMD)的装置，该装置借助于具有波导(WG)和控制电极(E1j，E2j，ELi，EMi，ERi)的偏振变换器(K1，K2，K3，SUB，SUB1，SUB2，SUB3，SUB4)，并且控制电压(V1j，V2j，UPi，UCi)被输入给所述的控制电极以用于改变光学信号(OS)的偏振或者偏振模色散，

其特征为，

安排了用于无直流成分地、至少是近似无直流成分地形成控制电压(V1j，V2j，UPi，UCi，-V1j，-V2j)的装置(PH1，...，Pa，SBCa，SBC5至SBC8)。

29.按照权利要求28的装置，

其特征为，

所述装置(PH1，...)是输入边的差分相位调制器(PH1，...)。

30.按照权利要求28的装置，

其特征为，

所述装置(Pa，SBCa)是输入边的第一个模式变换器(Pa，SBCa)。

31.按照权利要求29或30之一的装置，

其特征为，

在输出边安排了另外的相位调制器(PH2，...)或者模式变换器(Pz)。

32.按照权利要求28的装置，

其特征为，

所述装置(SBC5至SBC8)是一个或多个另外的偏振变换器(SBC5至SBC8)，所述另外的偏振变换器可以交替地承担所述偏振变换器(SBC1至SBC4)之一的功能，并可以用为承担这个功能而相反的控制信号进行控制。

33.按照权利要求32的装置，

其特征为，

可以承担其他偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节功能的、或被其他偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节功能所接管的偏振调节环节(SBC1...SBC4)的数目(n/2)等于其他的偏振调节环节(SBC5...SBC8)的数目(n/2)。

34.按照权利要求33的装置，

其特征为，

可以承担其他偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节功能的、或被其他偏振调节环节(SBC5...SBC8)的偏振调节功能所接管的偏振调节环节(SBC1...SBC4)的数目(n/2)是在一和六之间。

35.按照权利要求34的装置，

其特征为，

所述数目(n/2)等于四。

36.按照权利要求32至35之一的装置，

其特征为，

所述偏振调节环节(SBC1至SBC8)之一是在进行模式变换和不进行模式变换的信号之间可以无限协调相位差的模式变换器。

37.按照权利要求36的装置，

其特征为，

所述偏振调节环节(SBC1至SBC8)之一是Soleil-Babinet补偿器或者是TE-TM模式变换器。

38.按照权利要求28-30和32-35之一的装置，

其特征为，

将多个偏振变换器(SUB1，SUB2，SUB3，SUB4)和维持偏振的光波导(PMF1，PMF2，PMF3，PMF4)交替地排列在一起。

39.按照权利要求28-30和32-35之一的装置，

其特征为，

将偏振变换器(K1，K2，K3，SUB，SUB1，SUB2，SUB3，SUB4)制造成锂铌酸盐芯片。

40.按照上述权利要求28-30和32-35之一的装置，

其特征为，

在其后接上一个或多个偏振射线分配器(PBS)，后者在其输出端(OUT1，OUT2)可以输出相互正交的偏振子信号。

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