DE19919576A1 - Verfahren zur gleichspannungsdriftfreien Polarisationstransformation und gleichspannungsdriftfreier Polarisationstransformator - Google Patents

Abstract

Ein Polarisationstransformator/PMD-Kompensator-Chip (K1) enthält einen differentiellen TE-TM-Phasenmodulator (PH1) am Anfang des Chips, der eine TE-TM-Phasenmodulation erzeugt, wodurch die Modenwandler-Elektroden (Eij) mit gleichanteilsfreien Steuerspannungen (Vij) angesteuert werden können. Hierdurch wird eine DC-Drift sicher vermieden.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur gleichspannungs­ driftfreien Polarisationstransformation nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und gleichspannungsdriftfreie Polarisa­ tionstransformatoren nach den Oberbegriffen der Patentansprü­ che 21, 22, 31 und 37.

In der älteren Patentanmeldung DE 198 30 990.2 ist ein Pola­ risationstransformator/Kompensator beschrieben, der auf einem doppelbrechenden Substratmaterial realisiert ist. Dieser stellt die Weiterentwicklung eines in IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol. QE-18, Nr. 4, April 1982, Seite 767 bis 771 beschriebenen Polarisationstransformators dar.

Diese Anordnung besteht aus einem Lithiumniobatchip, der an seiner Oberfläche Elektroden aufweist. Zwischen dem Substrat und den Elektroden wird üblicherweise eine isolierende Puf­ ferschicht angebracht, die bei der Verwendung von metalli­ schen Elektroden die Dämpfung des optischen Signals verhin­ dert. Bei diesem Aufbau tritt das Problem der sogenannten von Gleichspannungen verursachten DC-Drift (DC = Gleichstrom) auf. Diese entsteht dadurch, daß Pufferschichten und Elektro­ den unterschiedliche Verhältnisse von Dielektrizitätskonstan­ te zur Leitfähigkeit besitzen. Durch die dielektrischen Ei­ genschaften von Substrat und Pufferschicht stellt sich nach Anlegen einer Gleichspannung an eine Elektrode zunächst eine durch das elektrostatische Feld gegebene Potentialverteilung ein. Im Laufe der Zeit wird sich diese ändern und in eine durch Leitfähigkeiten von Substrat und Pufferschicht verur­ sachte Potentialverteilung übergehen. Obwohl die Spannung an den Elektroden gleich bleibt, ändert sich das Feld im Inneren des Lithiumniobatchips aufgrund der neuen Potentialvertei­ lung, insbesondere auch im optischen Wellenleiter, so daß ein anderer als der gewünschte elektrooptische Effekt entsteht.

Eine weitere, sehr schädliche Ursache der DC-Drift wird darin vermutet, daß bei hoher eingestrahlter optischer Leistung, aber auch schon bei üblicher Leistung im Laufe der Zeit durch Absorption Ladungsträgerpaare gebildet werden. Wenn zwischen Elektroden eine Gleichspannung und somit ein elektrisches Feld anliegt, werden diese Ladungsträgerpaare durch das elek­ trische Feld getrennt. Dies führt zu einer Schwächung des elektrischen Feldes. Im Laufe der Zeit werden deshalb immer höhere Spannungen benötigt, um die gewünschten Polarisation­ stransformationen zu erzielen. Dies erschöpft entweder die Fähigkeiten der vorhandenen Spannungsquellen oder es kommt zu Überschlägen zwischen den Elektroden. Hierbei ist zu beden­ ken, daß man bei einem leistungsfähigen Polarisationstrans­ formator der oben genannten Art u. U. recht hohe Spannungen bis etwa 100 V benötigen kann. Die DC-Drift kann deshalb die ordnungsgemäße Funktion eines Kompensators einschränken oder sogar verhindern.

DC-Drift tritt auch in fast allen anderen Lithiumniobat- Bauelementen (Polarisationstransformatoren) mit dem Zweck der Polarisationstransformation oder PMD-Kompensation auf, für welche deshalb ebenfalls eine Lösung des Driftproblems ange­ strebt wird.

Bisher wurde versucht, durch verbesserte Technologie mit ei­ ner verbesserten Abstimmung von Dielektrizitätskonstanten und Leitfähigkeit der Pufferschicht, einem verlustarmen Kristall und anderen Maßnahmen das Problem zu lösen. Selbst bei Lithi­ umniobat-Intensitätsmodulatoren, die nur mit kleinen Spannun­ gen betrieben werden, scheint dies nur teilweise gelungen zu sein.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine relativ einfache Maßnahme zur Vermeidung der DC-Drift bei Polarisationstrans­ formatoren und PMD-Kompensatoren anzugeben.

Diese Aufgabe wird durch ein im Anspruch 1 angegebenes Ver­ fahren gelöst. In den unabhängigen Patentansprüchen 21, 22, 31 und 37 werden geeignete Polarisationstransformatoren (PMD- Kompensatoren) angegeben.

Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen an­ gegeben.

Die Lösung des Problems liegt in der Verwendung von gleichan­ teilsfreien Steuerspannungen. Die Architektur des Polarisati­ onstransformators und die Steuerspannungen werden dabei so gewählt, daß die Funktion des Polarisationstransformators nicht beeinträchtigt wird. Es gibt hierzu eine große Anzahl von Ausführungsbeispielen, die aber alle nach diesem Prinzip arbeiten.

In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist es besonders vorteilhaft, wenn eine differentielle Phasenmodulation zweier orthogonal polarisierter Hauptpolarisationen (principal sta­ tes-of-polarization) des Polarisationstransformators vorge­ nommen wird. Sind die Hauptpolarisationen TE- und TM-Wellen (TE-transversal-elektrisch; TM-transversal-magnetisch), so kann dazu ein differentieller TE-TM-Phasenmodulator am Ein­ gang eines Kompensators vorgesehen sein.

Dies hat den Vorteil, daß eine differentielle TE-TM- Phasenmodulation der eingestrahlten Lichtwelle erzeugt wird. Bei geeigneter Ausprägung dieser Phasenmodulation können die nachfolgenden TE-TM-Wandlerzellen mit gleichspannungsfreien Signalen angesteuert werden. Vorteilhaft ist die Ansteuerung des TE-TM-Phasenmodulators mit einer Dreieckspannung niedriger Frequenz.

Hierdurch können die TE-TM-Wandlerelektroden mit gleichan­ teilsfreien Cosinus- bzw. Sinusspannungen (genauer: meist mit aneinandergefügten jeweils eine Periode umfassenden Abschnit­ ten von Sinusspannungen) angesteuert werden. Diese Wandler­ spannungen werden als Cosinus- bzw. Sinusfunktionen vorgege­ ben, wobei die eigentliche PMD-Kompensation nur durch Ände­ rung der Amplitude und der Phase erfolgt. Da die Dreiecks­ spannung ebenfalls gleichanteilsfrei gewählt werden kann, tritt in diesem Fall auch im differentiellen TE-TM- Phasenmodulator keine DC-Drift auf; allerdings wäre sie dort ohnehin nicht störend.

Zumindest ein Teil der Wandler-Steuerspannungen kann, wie auch die Steuerspannung der Phasenmodulatoren oder Modenwand­ ler, von einer Regeleinrichtung erzeugt werden.

Alternativ zur Verwendung eines TE-TM-Phasenmodulators kann eine entsprechende differentielle TE-TM-Phasenmodulation auch durch einige, vorzugsweise im Eingangsteil des Chips gelegene TE-TM-Wandler erzeugt werden. Hierzu erhalten die nicht im Eingangsbereich des Chips angeordneten Wandlerzellen gleich­ spannungsfreie Steuerspannungen, während die Steuerspannungen der ersten Wandlerzellen von der Kompensationsregelung er­ zeugt werden.

Eine weitere Möglichkeit zur Herstellung einer differentiel­ len TE-TM-Phasenmodulation besteht darin, mindestens eine Wandlerzelle hinzuzufügen, welche ebenso wie die erste zur PMD-Kompensation dienende Wandlerzelle mit speziellen gleich­ anteilsfreien Steuerspannungen betrieben wird.

Vorteilhaft kann die Verwendung eines zweiten TE-TM- Phasenmodulators sein, um eine von der Ansteuerspannung zei­ tunabhängige Ausgangspolarisation zu erhalten. Analoges gilt für die anderen beschriebenen Arten zur Realisierung oder Um­ gehung eines TE-TM-Phasenmodulators.

Die für TE- und TM-Wellen als Hauptpolarisationen beschriebe­ nen Verfahren lassen sich auch für andere, beispielsweise zirkulare Hauptpolarisationen einsetzen.

Als Architektur eines Polarisationstransformators, die eine gleichanteilsfreie Wahl von Steuerspannungen zuläßt, ohne daß die Funktion des Polarisationstransformators beeinträchtigt wird, ist aber auch die Erweiterung von Polarisationstrans­ formatoren durch zusätzliche Stellelemente wie differentielle Phasenmodulatoren, Modenwandler oder zusätzliche Wandlerzel­ len möglich.

Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen näher er­ läutert.

Es zeigen:

Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Kom­ pensators,

Fig. 2 einen PMD-Kompensator mit Polarisationsstrahltei­ ler,

Fig. 3 eine Regeleinrichtung zur PMD-Kompensation,

Fig. 4 eine Variante erfindungsgemäßen Kompensators,

Fig. 5 ein Zeitdiagramm der Modulationswinkelfunktion,

Fig. 6 ein Zeitdiagramm der Wandler-Steuerspannungen,

Fig. 7 eine Variante mit Wandlerzelle und

Fig. 8 eine Prinzipschaltbild mit zwei Wandlerzellen,

Fig. 9 den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Polarisationstransformators,

Fig. 10 einen Schnitt durch den Polarisationstransformator nach Fig. 1,

Fig. 11 einen Kompensator von Polarisationsmodendispersion mit mehreren Polarisationstransformatoren,

Fig. 12 den prinzipiellen Aufbau eines weiteren erfindungs­ gemäßen Polarisationstransformators,

Fig. 13 den prinzipiellen Aufbau eines anderen erfindungs­ gemäßen Polarisationstransformators,

Fig. 14 ein Zeitdiagramm von Steuerspannungen,

Fig. 15 eine Regeleinrichtung mit Polarisationstransfor­ mator,

Fig. 16 ein weiteres Zeitdiagramm von Steuerspannungen,

Fig. 17 einen Modenwandler oder eine Modenwandlerzelle,

Fig. 18 einen weiteren Modenwandler oder eine Modenwand­ lerzelle.

Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Po­ larisationstransformators/PMD-Kompensators K1. Dieser ist als Chip mit einem Lithiumniobatsubstrat SUB realisiert. Andere in Frage kommende Materialien sind Lithiumtantalat oder ähn­ liche hoch doppelbrechende Materialien. Die kristallographi­ schen Achsen Y und Z liegen in der Zeichnungsebene, die kri­ stallographische Achse X geht in die Zeichenebene hinein (X- Schnitt). Es sind auch andere Ausführungsformen denkbar.

Ein Wellenleiter WG ist an der Chipoberfläche durch Titan- Eindiffusion entlang der kristallographischen Y-Achse (Y- Ausbreitungsrichtung) realisiert. Der Wellenleiter WG ist einmodig, so daß TE- und TM-Wellen mit einer Brechzahldiffe­ renz von etwa 0,07 ausbreitungsfähig sind. Auf der Chipober­ fläche ist zunächst eine Pufferschicht PS aus Siliziumdioxid oder einem anderen Isolator angebracht (wenn dagegen die Elektroden optisch transparent sind, beispielsweise aus Indi­ um-Zinn-Oxid gefertigt sind, kann auf die Pufferschicht unter Umständen verzichtet werden).

Auf die Pufferschicht sind elektrisch leitfähige Interdigi­ talelektroden E1j, E2j aufgedampft, die die Form eines Kammes aufweisen, dessen Zinken (Stichleitungen, Finger) quer zum Wellenleiter angeordnet sind. Eine Elektrode M mit ebenfalls quer zum Wellenleiter angeordneten Zinken verläuft meander­ förmig über den gesamten Chip und kann an Masse gelegt werden (Masse-Elektrode). Ausführungsformen, in denen alle Kammelek­ trodenanschlüsse auf einer Seite des Wellenleiters liegen, während die Masseelektrodenkämme alle auf der anderen Seite des Wellenleiters miteinander verbunden sind, sind ebenfalls möglich. Die anderen kammförmigen Modenwandler-Elektroden E1j, E2j (j = 1, 2, . . ., n), auch als Modenwandler bezeichnet, sind voneinander elektrisch isoliert. Die an den Elektroden anliegenden Steuerspannungen Vij können individuell oder in Gruppen identisch gewählt werden. Jeweils zwei Elektroden E1j und E2j, die auch jeweils mit weiteren Elektroden, welche von der jeweiligen Elektrode Abstände, die gleich einem ganzzah­ ligen Vielfachen der Schwebungswellenlänge sind, entfernt sind, verbunden sein können, werden als TE-TM-Wandlerzelle Pj bezeichnet.

Die Moden, welche gewandelt werden, sind gleichzeitig Haupt­ polarisationen (principal states-of-polarization) der daran anschließenden Wellenleiterstücke, im Ausführungsbeispiel al­ so TE- und TM-Wellen.

Eine Spannung an einer Elektrode erzeugt ein elektrisches Feld im Wellenleiter WG, das als Funktion der Ausbreitungsko­ ordinate Y örtlich periodisch in Kristallschnittrichtung X und entgegengesetzt hierzu verläuft. Durch die örtliche Peri­ odizität des elektrostatischen Feldes wird eine Phasenanpas­ sung zwischen TE- und TM-Welle erreicht, wobei sich die Mo­ denwandlerbeiträge aufeinanderfolgender Elektrodenfinger ad­ dieren.

Die optische Welle bzw. das optische Signal OS durchläuft den Chip vom Eingang IN bis zum Ausgang OUT. Eine Schwebungswellenlänge ist diejenige Länge, bei der der Retarder/Kompensator mit TE- und TM-Wellen als Eigenmoden ge­ rade eine Phasenverzögerung von 360° zwischen diesen Eigenmo­ den aufweist. Bei einer optischen Wellenlänge von 1550 nm (Nanometer) entspricht diese Schwebungswellenlänge in Lithi­ umniobat etwa 21 µm (Mikrometer).

Die Periodenlänge der Elektrodenzinken einer Elektrode, der Abstand L, ist etwa gleich der Schwebungswellenlänge. Die Zinkenbreite und die Elektrodenabstände werden deshalb zweck­ mäßigerweise jeweils etwa gleich L/4 gewählt. Damit erhält man eine gleichförmige Struktur, in welcher Zinkenbreiten und Zwischenräume gleich groß sind.

Um eine TE-TM-Konversion mit variabler Phase durchführen zu können, sind jeweils nach den periodischen Zinken einer Elek­ trode zusätzliche Abstände von abwechselnd L/4 und 3L/4 vor­ gesehen. Damit erhält man zusätzliche Phasenverzögerungen zwischen TE- und TM-Wellen von 90° bzw. 270°, durch letztere wird die erstere wieder rückgängig gemacht, so daß sich TE-TM- Wandlung mit unterschiedlichen Phasenwinkeln auswirkt und un­ terschiedliche Polarisationszustände einstellbar sind. Die Masseelektrode M hat an diesen Stellen jeweils eine Gesamt­ breite von etwa L/2 bzw. L.

Ein TE-TM-Wandler, welcher gleichzeitig eine beliebige Pha­ senverzögerung ϕ(t) zwischen TE- und TM-Wellen erzeugen kann, ist i. a. aus mehreren oder sogar vielen solchen periodisch aufeinanderfolgenden Strukturen zusammengesetzt. Ein Beispiel dafür findet sich in F. Heismann, R. Ulrich, "Integrated­ optical single-sideband modulator and phase shifter", IEEE J. Quantum Electronics 18 (1982) 4, pp. 767-771. Ein TE-TM-Wandler kann aber auch aus einer durchaus endli­ chen, relativ geringen Anzahl elementarer Kammelektrodenpaa­ ren zusammengesetzt sein. Dies ergibt sich aus der Patentan­ meldung Aktenzeichen P 198 39 308.3 vom 28.08.98: "Polarisa­ tionstransformator mit einstellbaren Eigenmoden der Polarisa­ tionselemente", in der ein vergleichbarer physikalischer Pro­ zeß beschrieben ist. Demnach ist die minimal erforderliche Anzahl von Kammelektrodenpaaren für volle Modenkonversion un­ ter beliebigen Phasen gleich drei, während größere Anzahlen, beispielsweise vier bis sechs, eine größere Toleranz gegen­ über nichtidealer Realisierung gewährleisten. Auch zusätzli­ che Wellenleiterstücke mit differentieller Phasenverzögerung und differentieller Gruppenlaufzeit zwischen zwei Hauptpola­ risationen des Modenwandlers können zwischen den Wandlerzel­ len angebracht sein. Es können die elementaren Modenwandler (kurze Kammstücke) sogar in in weiten Grenzen beliebigen Ab­ ständen angeordnet sein, solange, beispielsweise durch zufäl­ lige Verteilung, sichergestellt ist, daß eine ausreichend große Anzahl davon bei Modenwandlung bezogen auf einen festen Ort über verschiedene Phasen verteilte modengewandelte Signa­ le erzeugen kann. Nachteilig ist die größere erforderliche Anzahl von Steuerspannungen gegenüber der Realisierung gemäß F. Heismann, R. Ulrich, "Integrated-optical single-sideband modulator and phase shifter", IEEE J. Quantum Electronics 18 (1982) 4, pp. 767-771, wo lediglich zwei Steuerspannungen benötigt werden. Erfindungsgemäß wird im Bereich des Signaleingangs (IN) des Chip eine stetige differentielle Phasenverschiebung ϕ(t) (Phasenverzögerung/Phasenmodulation) zwischen TE- und TM- Wellen vorgenommen. Diese TE- und TM-Wellen sind Hauptpolari­ sationen des Chip, d. h. es sind diejenigen orthogonalen Pola­ risationen, zwischen welchen eine maximale Gruppenlaufzeit­ differenz vorliegt.

Wesentlich ist dabei, daß ϕ(t) so gewählt wird, daß die zeit­ lichen Mittelwerte ihrer Kosinusfunktion cos(ϕ(t)) und ihrer Sinusfunktion sin(ϕ(t)) wenigstens näherungsweise verschwin­ den.

In dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung sind im Be­ reich des Eingangs IN des Chips ein erster differentieller TE-TM-Phasenmodulator PH1 und im Bereich des Ausgangs OUT ein zweiter differentieller TE-TM-Phasenmodulator PH2 vorgesehen.

Durch Anlegen einer periodischen Spannung VP1 an den Phasen­ modulator PH1 wird eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit einem sich zeitlich ändernden Modulationswinkel ϕ, der Phasenverschiebung zwischen TE- und TM-Welle, erzeugt.

Unter Verwendung der elektrooptischen Koeffizienten r33 und r13, der Elektroden- und Wellenleitergeometrie und des Über­ lappintegrals zwischen elektrischem Feld und optischem TE- bzw. TM-Modus kann man die Proportionalitätskonstante V1 zwi­ schen dem zeitabhängigen Modulationswinkel ϕ(t), als Phasen­ verschiebung oder Modulationswinkelfunktion bezeichnet, und erforderlicher Modulator-Steuerspannung (Phasenschieberspan­ nung) VP1 = V1*ϕ(t) berechnen. Da die linearen elektroopti­ schen Koeffizienten r33 und r13 dominieren, ist in sehr guter Näherung von einer proportionalen Beziehung zwischen VP1 und ϕ auszugehen. Der genaue Berechnungsweg ist für den Fachmann aus Appl. Phys. Lett. 47 (11), 1. Dezember 1985, Seiten 1137 bis 1139 ersichtlich. Auch in anderen Materialien kann die Phasenschieberwirkung auf ähnliche Weise berechnet werden; sie kann in jedem Fall aber auch einfach gemessen werden.

Eine günstige Maßnahme ist es, den TE-TM-Phasenmodulator mit einer Dreiecksspannung VP1 = V1*ϕ(t) anzusteuern, die durch den elektrooptischen Effekt eine ebenfalls dreieckförmige differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit der Phasenverschie­ bung ϕ(t) erzeugt, wobei der maximale Phasenunterschied zwi­ schen TE- und TM-Welle von ± π bzw. von 2π (oder ein Vielfa­ ches davon) beträgt. Bei dieser Modulationswinkelfunktion ϕ(t) ist auch VP1 gleichanteilsfrei (Fig. 5). Es sind jedoch auch Modulator-Steuerspannungen VP1 = V1*ϕ(t) + C möglich.

Einziger Nachteil des TE-TM-Phasenmodulators ist, daß er, wenn er auf doppelbrechendem Substrat realisiert ist, auch selbst PMD (Polarisationsmodendispersion) erzeugt, wodurch der PMD-Kompensationsbereich der Anordnung etwas verringert wird.

Die beiden Elektroden von TE-TM-Wandlerzellen wurden bisher mit Gleichspannungen betrieben, die sich in der Form V1j = Vxj*cos(γj) bzw. V2j = Vyj*cos(γj-αj) bzw. V2j = Vyj*sin(γj) darstellen lassen (j = Index der TE-TM-Wandlerzelle Pj, Fig. 1). αj ist ein Winkel, der später noch erläutert wird. Die Werte Vxj und Vyj sind umgekehrt proportional zur jeweiligen Zinkenanzahl der Elektroden E1j bzw. E2j zu wählen.

Erfindungsgemäß werden statt der bisher verwendeten Gleich­ spannungen Wandler-Steuerspannungen V1j = Vxj*cos(γj-ϕ(t)) bzw. V2j = Vyj*cos(γj-α-ϕ(t)) verwendet und dabei die Winkelfunktionen cos (ϕ(t)) und sin (ϕ(t)) zeitlich mittel­ wertsfrei gestaltet, wozu ϕ(t) in stetiger Weise geeignet zeitlich verändert wird. Beispielsweise wird als Phasenver­ schiebung ϕ(t) mit Hilfe einer gespeicherten Tabelle durch einen Digital-Analog-Wandler eine bis auf Quantisierungsfeh­ ler im wesentlichen stetige Dreiecksfunktion erzeugt("stetig" ist für alle Funktionen in diesem Sinne zu verstehen), daß sich eine differentielle Phasenmodulation mit einem maximalen Modulationswinkel ϕ von ± π ergibt (Fig. 5).

In Fig. 6 ist der Verlauf der Wandler-Steuerspannungen V1j und V2j, die Funktionen der Phasenverschiebung ϕ(t) sind, über der Zeitachse "t" dargestellt. Die Wandler- Steuerspannungen V1j und V2j setzen sich bei der gewählten dreiecksförmigen Phasenverschiebung ϕ(t) aus aneinandergefüg­ ten ganzen Cosinus- bzw. Sinusperioden zusammen. Bei einem Winkel von (γj-ϕ(t)) = 0 beträgt der cos (γj-ϕ(t)) = 1, bei dem die Wandler-Steuerspannung V1j ihr Maximum erreicht. Die zeitlichen Mittelwerte sind gleichanteilsfrei, so daß die Elektroden E1j und E2j gleichspannungsdriftfrei arbeiten. Je nach Definition der Richtung der differentiellen Phasenver­ schiebung ϕ(t) kann sich eine positive oder negative Propor­ tionalitätskonstante V1 ergeben.

(Statt einer gewählten Phasenschieberspannung VP1 = V1*ϕ(t) kann stets auch eine um eine Konstante C verschobene Spannung VP1 + C gewählt werden, die sich bei Verwendung eines Phasen­ winkels ϕ(t) + C/V1 ergäbe, denn wenn die Funktionen cos (ϕ(t)) und sin(ϕ(t)) zeitlich mittelwertsfrei sind, so sind es auch die Funktionen cos(ϕ(t) + C/V1) und sin(ϕ(t) + C/V1). Da der Nullpunkt des Winkels ϕ(t) aber ohnehin belie­ big definiert werden kann, erscheint die Darstellung VP1 = V1*ϕ(t) als ausreichend).

Die durch den TE-TM-Phasenmodulator verursachte Störung der Kompensation von Polarisationsmodendispersion läßt sich gera­ de dann vermeiden oder ausgleichen, wenn statt der üblichen Gleichspannungssignale diese TE-TM-Wandlersignale verwendet werden. Diese modifizierten Signale sind unter der verein­ fachten Annahme konstanter Amplituden der Wandler- Steuerspannungen (Elektodenspannungen) V1j, V2j und konstan­ ter Phasenwinkel γj gleichanteilsfrei, so daß die TE-TM- Wandler driftfrei arbeiten.

Zu ergänzen ist noch, daß Wandlerzellen mit gleichlangen Wir­ kungslängen (gleiche Anzahl der Elektrodenzinken) auch mit gleichgroßen Wandlerspannungen betrieben werden. Normalerwei­ se werden die Zinkenanzahlen der Elektroden E1j und E2j je­ weils gleich groß gewählt. In diesem Fall kann Vxj = Vyj = V0j gewählt werden. Die zukünftigen Betrachtungen setzen ei­ nen entsprechenden symmetrischen Aufbau voraus.

Die Wandlerspannungen und die Phasenwinkel können zur Polari­ sationstransformation und/oder PMD-Kompensation geändert wer­ den. In der Regel besteht keine Korrelation zwischen den er­ forderlichen zeitlichen Variationen und der Funktion ϕ(t).

Statt eines dreiecksförmigen Signals kann auch jedes andere stetige zeitveränderliche Signal zur Ansteuerung des Phasen­ modulators gewählt werden, für welches die zeitlichen Mittel­ werte der Winkelfunktionen cosϕ(t)) und sinϕ(t)) verschwin­ den, beispielsweise eine asymmetrische Dreieckspannung oder eine Sinusspannung, welche eine differentielle Phasenmodula­ tion mit einem Spitzenhubwinkel von ± 2,4 Radiant erzeugt oder auch eine verschliffene Rechteckspannung oder Trapezspannung, welche eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit einem Spitzenhubwinkel von wenig mehr als ± π/2 erzeugt. Letztere Ausführung hat den Vorteil, daß die erforderliche Spannung VP1 oder die Länge der TE-TM-Phasenmodulatoren PH1, PH2 mini­ mal ist.

Die Frequenz der Phasenverschiebung ϕ(t) ist prinzipiell be­ liebig. Denkbare Frequenzen liegen im Bereich von 1 µHz (Mi­ krohertz) bis 1 MHz (Megahertz). Die geringste Störung der PMD-Kompensation erhält man allerdings dann, wenn die Fre­ quenz recht klein gewählt wird. Sie muß lediglich so groß sein, daß während einer Periode DC-Drifteffekte vermieden werden; vorzugsweise sollten folglich kleine Frequenzen im Bereich von 1 µHz (Mikrohertz) bis 1 kHz verwendet werden.

Um eine von der Phasenverschiebung ϕ(t) zeitunabhängige Aus­ gangspolarisation zu erhalten, ist ein zweiter TE-TM- Phasenmodulator PH2 am Ausgang des Chips entsprechend Fig. 1 vorgesehen, welcher eine differentielle TE-TM-Phasen­ modulation mit der Modulationswinkelfunktion -ϕ(t) erzeugt. Da die Masseelektrode des zweiten TE-TM-Phasenmodulators im Ausführungsbeispiel auf der anderen Seite des Wellenleiters liegt wie beim eingangsseitigen, kann der ausgangsseitige Phasenmodulator - gleiche Länge wie beim eingangsseitigen Phasenmodulator vorausgesetzt - mit derselben Spannung VP2 = VP1 betrieben werden. Durch den zweiten differentiellen TE- TM-Phasenmodulator PH2 kann trotz differentieller Phasenmodu­ lation und modulierten Wandler-Steuerspannungen eine konstan­ te Ausgangspolarisation erreicht werden. Dieses kann dann in­ teressant sein, wenn orthogonal polarisierte Signale im Pola­ risationsmultiplexbetrieb übertragen werden. Wenn dagegen auf eine von ϕ(t) unabhängige Ausgangspolarisation verzichtet werden kann, und dies ist bei vielen Anwendungsfällen gege­ ben, kann auf den zweiten differentiellen TE-TM-Phasen­ modulator PH2 am Chipausgang verzichtet werden.

Werden Signale mit einem Polarisationsmultiplex-Übertragungs­ verfahren übertragen, so können die PMD-Einflüsse auf die un­ terschiedlichen Polarisationen gemeinsam kompensiert oder die erforderliche Anpassung der empfangenen an die geforderten Polarisationen gemeinsam vorgenommen werden. Die Aufteilung der polarisierten Signale erfolgt am Ausgang des Kompensator­ bausteins. Auch kann die Anordnung selbst ohne zweiten Pha­ senmodulator PH2 bestimmte konstante Ausgangspolarisationen erzeugen, nämlich TE oder TM. Deshalb ist der Polarisations­ multiplexbetrieb auch ohne zweiten Phasenmodulator am Polari­ satorausgang möglich. Diese Polarisationen werden am Ausgang des Chips gedemultiplext, beispielsweise mit Hilfe eines auf dem Chip integrierten TE-TM-Strahlteilers PBS.

Ein entsprechendes Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt Fig. 2. Bis auf den TE-TM-Polarisationsstrahlteiler PBS im Ausgangsbereich des Chip ist Fig. 2, vom ausgangsseitigen Phasenmodulator abgesehen, identisch mit Fig. 1. Der Polari­ sationsstrahlteiler besitzt die Form eines optischen Richt­ kopplers mit zwei Eingängen E1, E2 und zwei Ausgängen OUT1, OUT2. Die Richtkopplerstruktur ist wiederum durch Wellenlei­ ter WG definiert. Einer der Eingänge E1 ist an den eigentli­ chen Polarisationstransformator oder PMD-Kompensator angekop­ pelt. Im Kopplungsbereich KB des Polarisationsstrahlteilers werden die Lichtwellen übergekoppelt, wobei wegen der unter­ schiedlichen Modenfelder und der Doppelbrechung des Kristalls TE- und TM-Wellen unterschiedlich gekoppelt werden. Bei ge­ eigneter Dimensionierung erhält man an einem Ausgang OUT1 ei­ ne Polarisation, beispielsweise TE, während am anderen Aus­ gang OUT2 die dazu orthogonale, in diesem Fall TM, erscheint. An den Ausgängen OUT1 und OUT2 können zwei optische Empfänger angeschlossen werden. Ggf. können dort auch noch weitere Po­ larisatoren vorgesehen sein, um das Auslöschungsverhältnis der jeweils unerwünschten gegenüber der gewünschten Polarisa­ tion zu verbessern.

Auch weitere Ausführungsbeispiele lassen sich durch einen ausgangsseitigen Polarisationsstrahlteiler zu einem PMD- Kompensator und Polarisationsdemultiplexer ergänzen.

Ausführungsbeispiele von Polarisationsstrahlteilern PBS sind in Fig. 7 des Beitrags H. Herrmann et al., D.A. Smith, W. Sohler, "Integrated optical, acoustically tunable wavelength filters and switches and their network applications", Proc.

ECIO 1993, Neuchâtel, Switzerland, S. 10-1 bis 10-3 sowie den dort angegebenen Literaturstellen zu entnehmen. Insbesondere können statt des Kopplungsbereichs KB protonenausgetauschte Wellenleiter eingesetzt werden.

In dem Fall, daß Vxj = Vyj = V0j ist, lassen sich die Wand­ ler-Steuerspannungen Vij (i = 1, 2; j = 1, 2, . . ., n) entspre­ chend der bereits allgemein beschriebenen Steuerspannungen in der Form V1j = V0j*cos((γj-ϕ(t)) bzw. V2j = V0j*cos(γj-αj- ϕ(t)) darstellen. Dabei bestimmt die Amplitude von V0j die Stärke der TE-TM-Modenwandlung. Da zwischen benachbarten Mo­ denwandlerselektroden jeweils ¼ oder 3/4 einer Schwebungswel­ lenlänge zusätzlich Platz vorgesehen ist, ergibt sich in die­ sem Ausführungsbeispiel geometriebedingt αj = ± π/2. Die Größe γj kann ebenso wie V0j im Laufe der Zeit verändert werden, um den Erfordernissen der Polarisationstransformation oder PMD- Kompensation nachzukommen. Die Phase (γj-ϕ(t)) bzw. (γj-αj- ϕ(t)), unter der die TE-TM-Modenwandlung erfolgt, verändert sich - wegen zeitabhängigem ϕ(t) in zeitabhängiger Form - ge­ rade entgegengesetzt zu der durch den eingangsseitigen Pha­ senmodulator erzeugten differentiellen TE-TM-Phasenmodulation mit dem Winkel ϕ(t), kurz, die durch Verwendung von Wech­ selspannungen bewirkten Effekte verändern die PMD des Kompen­ satorbausteins und somit auch die PMD-Kompensationsfunktion nicht, weil sie sich diesbezüglich gegenseitig aufheben. (Der Phasenmodulation am Eingang entspricht eine Längenänderung im Eingangsbereich. Eine Änderung der Modenwandlerspannungen entspricht einer longitudinaler Verschiebung der Elektroden. Wenn die longitudinale Elektrodenverschiebung der Längenände­ rung im Eingangsbereich gerade entgegengesetzt ist, bleiben die Elektroden, auf den Chipanfang vor dem Phasenmodulator bezogen, an derselben Stelle, so daß auch die Polarisation­ stransformation und die PMD des Kompensators und somit die PMD-Kompensation dieselbe bleibt).

Mehrere TE-TM-Modenwandlerzellen können neben der gewünschten Modenwandlung auch eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation erzeugen, weil sie als allgemeiner elliptischer Retarder wir­ ken. Die am Chipeingang durch den differentiellen TE-TM- Phasenschieber erzeugte Phasenverschiebung (Phasenmodulation) ϕ(t) kann in Spezialfällen oder unter dem Einfluß praktischer Unzulänglichkeiten verschiedener Art bereits von den darauf folgenden Wandlerzellen kompensiert worden sein, so daß für die weiter hinten gelegenen Wandlerzellen keine gleichan­ teilsfreien Steuerspannungen gewählt werden können. Um diesen Effekt zu vermeiden, können noch mehrere differentielle TE- TM-Phasenmodulatoren vorgesehen werden (dies entspricht einer Serienschaltung mehrerer Kompensatoren entsprechend Fig. 1).

Bei sehr kleinen Frequenzen der Phasenmodulation ϕ(t) ist es nicht erforderlich, alle TE-TM-Wandlerzellen mit Spannungen V0j*cos(γj-ϕ(t)) bzw. V0j*cos(γj-αj-ϕ(t)) anzusteuern. Die Ansteuerung einiger oder auch aller Wandlerzellen kann viel­ mehr einer Regeleinrichtung überlassen werden, die gleichzei­ tig die Polarisation regelt oder die PMD kompensiert. Eine Vorgabe der Wandlerspannungen in der vorstehend beschriebenen Form ist jedoch vorzuziehen, da diese sowohl das Ziel der PMD-Kompensation als auch das Ziel gleichanteilsfreier Steu­ erspannungen kompromißlos erreicht.

Alternativ kann man unter Verzicht auf den TE-TM-Phasen­ modulator den TE -TM-Wandlerzellen, mit Ausnahme der im Chip vorne in Eingangsnähe gelegenen Wandlerzellen, Spannungen der Form V0j*cos(γj-ϕ(t)) bzw. V0j*cos(γj-αj-ϕ(t)) aufprägen. Die vorderen TE-TM-Wandler müssen nun - gesteuert vom Regelalgo­ rithmus - eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit dem Winkel ϕ(t) erzeugen.

In einem weiteren Ausführungsbeispiel Fig. 7 der Erfindung wird eine Möglichkeit zur Herstellung einer differentiellen TE-TM-Phasenmodulation ϕ(t) mit Hilfe eines TE-TM-Wandlers oder -Wandlerzellen ausgenutzt. Sie besteht darin, daß ein TE-TM-Wandler Pa am Eingang des Chip hinzugefügt wird (Fig. 7) und bei Bedarf nicht nur nach unveränderter PMD sondern auch unveränderter Polarisationstransformationen auch ein solcher TE-TM-Wandler Pz am Ausgang des Chip hinzugefügt wird (Fig. 8), die mit speziellen gleichanteilsfreien Steuerspan­ nungen betrieben werden. Im Ausführungsbeispiel der Fig. 7 wird ein TE-TM-Wandler gemäß F. Heismann, R. Ulrich, "Integrated-optical single-sideband modulator and phase shif­ ter", IEEE J. Quantum Electronics 18 (1982) 4, pp. 767-771, eingesetzt, welcher lediglich zwei Steuerspannungen benötigt. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel übt jede Wandlerzel­ le Pa, Pz volle Modenkonversion aus, wodurch konstante Span­ nungen Vxa, Vya festgelegt werden. Die Wandlerelektroden er­ halten Steuerspannungen V1a = Vxa*cos(γa-ϕ(t)/2) bzw. V2a = Vya*cos(γa-αa-ϕ(t)/2). Sie sind lineare Funktionen von pha­ senverschobenen Kosinusfunktionen cos(γa-ϕ(t)/2), cos (γa-αa- ϕ(t)/2) der Hälfte ϕ(t)/2 der differentiellen Phasenverschie­ bung (ϕ(t)). Da die Eigenmoden des Modenwandlers Pa bei die­ ser Auslegung eine Winkelkoordinate ϕ(t)/2 auf dem S2-S3- Großkreis der Poincaré-Kugel einnehmen, ist auf diese Weise sichergestellt, daß eine erfindungsgemäße differentielle Pha­ senmodulation ϕ(t) zwischen den TE- und TM-Hauptpolari­ sationen des Lithiumniobatchip mit X-Schnitt und Y- Ausbreitungsrichtung erfolgt. Die Winkel αa und γa ergeben sich wie beschrieben aus der Elektrodengeometrie und dem Ab­ stand des Wandlers Pa zu den übrigen Wandlern.

Selbstverständlich gibt es noch viele andere Möglichkeiten, eine differentielle Phasenmodulation zu erzeugen. Im vorge­ nannten Ausführungsbeispiel der Erfindung könnten mehrere kaskadierte statt eines differentiellen Phasenmodulators ein­ gesetzt werden, deren differentielle Phasenmodulationen sich zum Wert ϕ(t) addieren.

Auch im zuletzt genannten Ausführungsbeispiel mit TE-TM- Modenwandlern können mehrere solcher Modenwandler mit jeweils voller Modenkonversion kaskadiert werden, wobei sich die dif­ ferentiell phasenverschiebenden Wirkungen mit abwechselnd po­ sitivem und negativem Vorzeichen addieren. Auch TE-TM- Modenwandler mit nicht voller Modenkonversion können addiert werden, wobei sich die Verzögerungen bei gleicher TE-TM- Phasenverschiebung addieren. Schließlich ist auch die Kombi­ nation von TE-TM-Phasenmodulatoren und TE-TM-Modenwandlern zur Erzeugung von differentieller TE-TM-Phasenmodulation ge­ eignet.

Neben den vorgenannten Ausführungsformen für die differenti­ elle TE-TM-Phasenverschiebung ϕ(t) (z. B. Dreieckssignal) eig­ net sich ihre Erzeugung durch einen TE-TM-Wandler insbesonde­ re dazu, um für ϕ(t) eine lineare Funktion der Zeit wählen zu können, so daß ϕ(t) = Ω*t ist, wobei Ω eine konstante Kreis­ frequenz ist. Diese wird vorzugsweise niedrig im Vergleich zu den Frequenzen typischer zu kompensierender Polarisationsän­ derungen gewählt; vorzugsweise sollten folglich kleine Fre­ quenzen im Bereich von 1 µHz (Mikrohertz) bis 1 kHz verwendet werden.

Will man eine von der differentielle Phasenverschiebung ϕ(t) zeitunabhängige Ausgangspolarisation erhalten, so kann ein TE-TM-Phasenmodulator PH2 am Ausgang des Chips entsprechend Fig. 1 vorgesehen sein, aber es können ebensogut Wandler Pz mit voller Modenkonversion und Spannungen wie oben beschrie­ ben auf die letzte reguläre Wandlerzelle folgen.

Je nach Ausführungsbeispiel kann es erforderlich sein, die Steuerspannungen (V1j, V2j) der regulären Wandlerzellen ge­ genüber einer Ausführung des Polarisationstransformators ohne differentielle Phasenverschiebung ϕ(t) im Rahmen des Regelbe­ reichs zu verändern. Beispielsweise werden der TE-TM-Wandler 1 nach dem eingangsseitigen Wandler Pa und der TE-TM-Wandler n vor dem ausgangsseitigen Wandler Pz so angesteuert, daß sie dann volle Modenkonversion ausüben, wenn sie in Abwesenheit der Wandler Pa, Pz keine Modenkonversion ausüben sollten und umgekehrt.

Alle Ausführungsbeispiele der Erfindung funktionieren auch für den Fall, daß Polarisationsmodendispersion vernachlässigt werden kann und der driftfreie Polarisationstransformator le­ diglich zur Erzeugung eines bestimmten Ausgangs aus einem gegebenen Eingangspolarisationszustand verwendet wird.

Die meisten Ausführungsbeispiele funktionieren auch im Fall in der Elektrotechnik üblicher einfacher Substitutionen wie z. B. Addition konstanter Signale oder Phasenwinkel oder Ände­ rung des Vorzeichens von Phasenwinkeln oder Signalen.

In Fig. 3 ist das Prinzip einer Regeleinrichtung darge­ stellt. Einem Empfangsterminal RX wird ein optisches Signal OS zugeführt. Dieses durchläuft einen PMD-Kompensator K1 und wird anschließend in einer Fotodiode PD demoduliert, der ein Entscheider DFF nachgeschaltet ist. Das am Ausgang der Foto­ diode abgegebene Basisbandsignal BB wird über ein Bandpaßfil­ ter FI einer Meßeinrichtung ME, beispielsweise einem Gleich­ richter, zugeführt, die über einen Regler MP mit Hilfe von Steuerspannungen Vij den PMD-Kompensator steuert.

Die eigentliche PMD-Kompensation erfolgt dadurch, daß die Am­ plitudenwerte von Vij (Vxj und Vyj) bzw. V0j und die Phasen­ winkel γj variiert werden. Durch den Kompensationsvorgang kann es auch zu einem kurzzeitigen Abweichung vom Ideal einer gleichanteilsfreien Steuerspannung/Elektrodenspannung kommen. Auch sind selbstverständlich zulässige Abweichungen von dem Ideal der gleichanteilsfreien Steuerspannung möglich. Im Regelfall können solche Abweichungen für den Kompensati­ onsvorgang vernachlässigt werden.

Ob man Vxj und Vyj (bzw. V0j) und γj bei der PMD-Kompensation variiert, also Parameter, die jeweils zwei Wandlerspannungen V1j und V2j gemeinsam beeinflussen können, oder ob man zu diesem Zweck einfach die Wandlerspannungen V1j und V2j jede für sich variiert, ist ohne Bedeutung, ebenso, wie es egal ist, ob man eine komplexe Zahl nach Betrag und Phase oder nach Real- und Imaginärteil darstellt.

Im einfachsten Fall wird zunächst eine der Elektrodenspannun­ gen schrittweise variiert, wobei als Gütekriterium die gleichgerichtete Ausgangsspannung U1 gilt, die an dem Band­ paßfilter FI, das als Mittenfrequenz die halbe Schrittfre­ quenz aufweist, gemessen wird.

Im einzelnen erfolgt die PMD-Kompensation, indem eine oder beide Elektrodenspannungen einer Wandlerzelle versuchsweise um eine vorgegebene Größe geändert wird/werden. Die gleichge­ richtete Ausgangsspannung U1 des Filters FI wird anschließend gemessen. Verbessert sich nach einer Änderung der Elektoden­ spannung(en) diese Spannung U1, dann wird diese Änderung bei­ behalten oder eine nochmalige gleichgerichtete Änderung durchgeführt. Verringert sie sich dagegen, wird die Änderung zumindest teilweise zurückgenommen oder sogar durch eine Än­ derung vom Ausgangspunkt in der der ursprünglichen Änderungs­ richtung entgegengesetzten Richtung ersetzt. Danach werden die weiteren Elektrodenspannungen optimiert. Dabei kann es günstig sein, wenn zunächst erst jede vierte, achte oder sechzehnte Elektrodenspannung zu optimieren, weil dies die besonders störende PMD-Anteile niedriger Ordnung am schnellsten kompensiert. Dieser Vorgang wird zyklisch wieder­ holt, bis das Optimum erreicht ist. Das Maximum ist erreicht, wenn die Augenöffnung des Basis­ bandsignals maximal ist, also bei einer unverzerrten optima­ len Übertragung. Als Maß dafür dient die gleichgerichtete Spannung U1.

Alternativ dazu kann man Veränderungen der Elektrodenspan­ nung(en) vom bisherigen Arbeitspunkt aus probeweise in beide Richtungen durchführen. Man kann dann aus Differenzen der gleichgerichteten Spannung U1 näherungsweise einen Gradienten dieser gleichgerichteten Spannung U1 ermitteln, und sie dann in Richtung des Gradienten so verändern, daß sie einem Maxi­ mum zustrebt.

Bei der zyklischen Wiederholung des Regelungsvorgangs kann es zweckmäßig sein kann, die Beträge der an den Elektroden an­ liegenden zu optimierenden Spannungen zunächst etwas zu redu­ zieren, da ein Überschreiten der zulässigen Elektrodenspan­ nungsbeträge so verhindert werden kann. Zusätzlich oder al­ ternativ dazu kann die Elektrodenspannung bei jedem Durchgang begrenzt werden.

Falls man bereit ist, eine kompliziertere Verdrahtung auf dem Chip in Kauf zu nehmen, beispielsweise Überkreuzungen von elektrischen Leitungen mittels isolierender Zwischenschich­ ten, so kann eine Variante K3 des Kompensators entsprechend Fig. 4 realisiert werden. Die Zinken der Modenwandler- Elektroden E11 und E21; E12 und E22, . . . bis E1n und E2n lie­ gen hier jeweils nacheinander zwischen zwei Zinken der Masse- Elektrode M und bilden Wandlerzellen PVj. Bei gleichen Maxi­ malstärken der elektrischen Felder, welche durch Materialkon­ stanten begrenzt sind, kann diese Variante Polarisation­ stransformation auf einer etwas kürzeren Strecke ausführen als der Polarisationstransformator nach Fig. 1 und bietet daher eine größere Variabilität der Polarisationstransforma­ tion bei gleicher Gesamtlänge des Chips. Außerdem sind wegen der geringeren Elektrodenabstände die zur Erzeugung einer be­ stimmten Feldstärke benötigten Elektrodenspannungen geringer.

Die Periodizität der Elektrodenzinken beträgt weiterhin L, deren Breite und die Abstände betragen etwa L/6. Die Erfor­ dernisse, Abstände L/4 und 3L/4 einzuführen entfällt. Es ist ein einziger TE-TM-Phasenmodulator PH1 am Eingang des Chips vorgesehen. Zur Ansteuerung der Elektroden werden wieder Steuerspannungen V1j = V0j*cos(γj-ϕ (t)) bzw. V2j = V0J*cos(γj- αj-(p(t)) verwendet. Da die Elektroden in Abständen von 1/3 einer Schwebungswellenlänge aufeinanderfolgen, ist in diesem Ausführungsbeispiel geometriebedingt αj = ± π/3. Dabei be­ stimmt V0j wieder die Stärke der TE-TM-Modenwandlung. Die Größe γj kann ebenso wie V0j im Laufe der Zeit verändert wer­ den, um den Erfordernissen der PMD-Kompensation nachzukommen.

Neben X-Schnitt mit Y-Ausbreitungsrichtung eines Lithiumni­ obatkristalls können noch viele weitere Ausführungsbeispiele gewählt werden, beispielsweise solche in Halbleitern. Ebenso kann man Lithiumniobat mit Z-Schnitt und Y- Ausbreitungsrichtung verwenden. Gegenüber den vorbeschriebe­ nen Ausführungsbeispielen sind kristallographische X- und Z- Achse gegeneinander vertauscht. Statt periodischer vertikaler (in X-Richtung verlaufender) Felder müssen jetzt periodische horizontale (wiederum in X-Richtung verlaufende) Felder ange­ legt werden. Einen derartigen Modenwandler oder eine Moden­ wandlerzelle PMCj zeigt Fig. 17. Zwischen Chipoberfläche und Elektroden sowie zwischen Elektroden können die üblichen iso­ lierenden Pufferschichten aufgebracht sein. Auf jeder Seite des Wellenleiters WG sind kammförmige Elektroden EMC11j, EMC12j, EMC21j, EMC22j angebracht. Die Elektroden EMC11j, EMC12j auf einer Seite werden mit Modenwandlerspannungen V1j bzw. -V1j beaufschlagt. Die Elektroden EMC21j, EMC22j auf der anderen Seite werden mit Spannungen V2j und -V2j beauf­ schlagt. Sie sind gegenüber den Elektroden auf der vorgenann­ ten Seite um ein Viertel L/4 einer Schwebungswellenlänge L in Ausbreitungsrichtung Y verschoben. Auch die Elektrodenabstän­ de auf einer Seite des Wellenleiters und die Elektrodenbreite beträgt etwa L/4. Die beiden kammförmigen Elektroden auf je­ weils einer Seite sind durch eine isolierende Zwischenschicht an den Überkreuzungspunkten gegeneinander isoliert, besitzen Perioden von jeweils einer Schwebungswellenlänge L und sind gegeneinander um die Hälfte L/2 einer Schwebungswellenlänge L verschoben. Durch Modenwandlerspannungen V1j und V2j und die davon abhängigen invertierten Spannungen -V1j, -V2j (d. h., die gegenüber den Spannungen V1j und V2j gerade entgegenge­ setzten Spannungen) kann Modenwandlung in Phase und in Qua­ dratur ausgeübt werden, was endlose Polarisationstransforma­ tion und PMD-Kompensation erlaubt. In diesem Ausführungsbei­ spiel beträgt der Winkel α 90°. Dieser Modenwandler oder diese Modenwandlerzelle kann die Modenwandler(zellen) P1 . . . Pz, Pa, Pz in den vorgenannten Ausführungsbeispielen erset­ zen. Dies gilt nicht nur in Ausführungsbeispielen mit vor- und ggf. nachgeschalteten Modenwandlern Pa, Pz oder differen­ tiellen Phasenschiebern PH1, PH2, sondern auch für Polarisa­ tionstransformatoren und PMD-Kompensatoren, welche bezüglich DC-Drift unempfindlich sind und derartige Einrichtungen nicht benötigen. Auch Ausführungsbeispiele mit α = 120° oder α = 60° sind durch andere Elektrodenanordnungen denkbar. In einem anderen Ausführungsbeispiel der Fig. 18 wird eine der Modenwandlerelektroden auf einer Seite des Wellenleiters weggelassen. Auf der anderen Seite werden beide Elektroden durch eine Masseelektrode EMC ersetzt, welche auch kammförmig ausgeführt sein kann. Dieses Ausführungsbeispiel eines Moden­ wandlers PMj erlaubt Modenwandlung ebenfalls in beiden Qua­ draturen, aber nur dadurch, daß neben einer ersten Modenwand­ lerelektrode EMC11j mit Spannung V1j noch eine zweite Moden­ wandlerelektrode EMC21j mit Spannung V2j vorgesehen ist. Die beiden Elektroden sind um ein ungeradzahliges Vielfaches 3L/4 eines Viertels L/4 einer Schwebungswellenlänge L in Ausbrei­ tungsrichtung Y auf einem Chip SUB gegeneinander versetzt, so wie in Fig. 1, dort allerdings durch die etwas anders ge­ stalteten Elektroden E1j, E2j (j = 1 . . . n) ausgeführt, dar­ gestellt. Zur Erzielung großer in Phase und in Quadratur frei wählbarer Modenwandlungsgrade sind mehrere oder viele Moden­ wandlerzellen PMj zu kaskadieren.

Während die vorgenannten Ausführungsbeispiele Polarisation­ stransformatoren mit TE- und TM-Hauptpolarisationen und Mo­ denwandlern betrafen, welche diese TE- und TM-Wellen ineinan­ der umwandeln konnten, werden jetzt Ausführungsbeispiele er­ läutert, bei welchen modenwandelbare und Hauptpolarisationen rechts- und linkszirkulare Polarisationen sind. Die vom Mo­ denwandler gewandelten Polarisationen sind immer auch Haupt­ polarisationen (principal states-of-polarization) des zwi­ schen Modenwandlern verlaufenden doppelbrechenden Wellenlei­ ters.

In IEEE J. Lightwave Techn. 6(1988)7, S. 1199-1207 ist ein Polarisationstransformator beschrieben, der auf einem nicht doppelbrechenden Substratmaterial realisiert ist. Dieser kann jede beliebige Polarisation endlos in zirkulare Polarisation überführen oder umgekehrt und besitzt eine sehr geringe Ver­ zögerung, die im Idealfall nur maximal π betragen muß. Er ar­ beitet als Modenwandler für zirkulare Polarisationen, wobei die Phasenverzögerung zwischen diesen zirkularen Polarisatio­ nen beliebig und endlos gewählt werden kann. Die möglichen Eigenmoden dieses Polarisationstransformators sind die linea­ ren Polarisationen. Ähnliche Polarisationstransformatoren finden sich in IEEE J. Lightwave Techn. 8 (1990), S. 438-458 und IEEE Photon. Techn. Lett. 4 (1992), S. 503-505. Jene letzteren besitzen bei Addi­ tion der Verzögerungen der einzelnen Bestandteile Verzögerun­ gen, die 2π oder mehr betragen, können dafür aber auch jede beliebige in jede beliebige andere Polarisation überführen. Im Tagungsband zur Optical Fiber Communications Conference and International Conference on Integrated Optics and Optical Fiber Communications (OFC/IOOC '99), postdeadline paper volu­ me, PD29, San Diego, 21-26 Feb. 1999 wurde berichtet, daß PMD-Kompensatoren aus einer Reihe von differentiellen Verzö­ gerungssektionen aufgebaut werden können, daß die dazwischen­ liegenden Polarisationstransformatoren jede beliebige Polari­ sation in eine Hauptpolarisation (principal state-of­ polarization) der darauffolgenden differentiellen Verzöge­ rungssektion überführen können muß. Als Verzögerungssektion eignen sich beispielsweise doppelbre­ chende Lichtwellenleiter (z. B. PANDA-Faser), welche lineare Hauptpolarisationen besitzen.

Erfindungsgemäß wird einem Modenwandler zirkularer Polarisa­ tionen eine Viertelwellenplatte nachgeschaltet. Bei Bedarf wird eine andere Viertelwellenplatte vorgeschaltet. Dadurch entsteht ein Polarisationstransformator, welcher lineare Po­ larisationen mit ± 45° Erhebungswinkel ineinander umwandeln kann.

Durch Kaskadieren mehrerer solcher Polarisationstransformato­ ren mit dazwischengeschalteten und am Ende des letzten nach­ geschalteten polarisationserhaltenden Lichtwellenleitern, welche so orientiert sind, daß sie ± 45° Erhebungswinkel der linear polarisierten Hauptpolarisationen (principal states­ of-polarization) aufweisen, und die außerdem zwischen diesen Hauptpolarisationen differentielle Gruppenlaufzeiten aufwei­ sen, entsteht ein einfacher Kompensator von Polarisationsmo­ dendispersion.

Im Bereich der Modenwandler der zirkularen Polarisationen sind jedoch die Hauptpolarisationen der vor- und/oder nachge­ schalteten polarisationsmodendispersiven Elemente zirkular.

In einem Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 (Schnitt: Fig. 10) besteht der Polarisationstransformator aus einem Lithiumi­ obatkristall mit X-Schnitt und Z-Ausbreitungsrichtung. Durch Eindiffusion von Titan wurde im Kristall SUB ein Wel­ lenleiter WG erzeugt. Auf dem Kristall kann - aber muß nicht - eine isolierende Pufferschicht PUF aufgebracht sein, bei­ spielsweise aus Siliziumdioxid. Ebenso wie der Kristall ist sie bei der Betriebswellenlänge transparent. Auf der Puffer­ schicht oder auf dem Kristall sind leitende Elektroden ELi, EMi, ERi (i = 1 . . . 4) aufgedampft. Diese können aus Metall, beispielsweise Aluminium bestehen, aber auch aus transparen­ ten leitfähigen Materialien wie Indium-Zinn-Oxid (ITO). Im Ausführungsbeispiel ist die Pufferschicht PUF nur unter der mittleren Elektrode vorhanden. Dies hat den Vorteil, daß Fel­ der, die nur zwischen den äußeren Elektroden ELi, ERi beste­ hen, keiner DC-Drift unterworfen sind. Eine vergrößerte Dämp­ fung durch Elektrodenleitfähigkeit tritt nicht oder in nur sehr geringem Maße ein, weil die optische Welle im Bereich der äußeren Elektroden ELi, ERi schon sehr stark abgeklungen ist.

Die Elektroden ELi, EMi, ERi sind segmentiert, so daß 4 Pola­ risationsstellglieder SBCi (i = 1 . . . 4) vorhanden sind. Die Mittelelektroden EM1 befinden sich über dem Wellenleiter, linke und rechte Elektroden ELi, ERi sind parallel auf beiden Seiten des Wellenleiters WG angebracht. Einzelne Elektroden verschiedener Segmente können auch miteinander verbunden sein, beispielsweise alle Elektroden EM1. Durch Anlegen ent­ gegengesetzter Spannungen UPi (i = 1 . . . 4) zwischen den äu­ ßeren Elektroden ERi, ELi wird eine differentielle Phasenver­ schiebung zwischen den transversal elektrischen (TE-) und den transversal magnetischen (TM-)Wellen erzeugt. Aufgrund un­ vermeidlicher Wellenleiterdoppelbrechung sind in der Regel von Null verschiedene Spannungswerte UPi0 der Spannungen UPi erforderlich, um Phasenanpassung, d. h. verschwindende TE-TM- Phasenverschiebung zu erzielen. Statt der Z- Ausbreitungsrichtung können deshalb auch andere Ausbreitungs­ richtungen gewählt werden, welche sich der z-Achse bis auf wenige Grade annähern, denn dadurch läßt sich die Wellenlei­ terdoppelbrechung mit Hilfe des geringfügig doppelbrechenden Kristallschnitts näherungsweise ausgleichen. In der Regel sind trotzdem Spannungswerte UPiO ungleich Null erforderlich zur Phasenanpassung, den dieser Ausgleich ist i. a. unvoll­ ständig.

Legt man an den äußeren Elektroden ELi, ERi gegenüber der Mittelelektrode EMi gleichgerichtete Spannungen UCi (i = 1 . . . 4) an, so erhält man TE-TM-Modenkonversion. Bei ver­ schwindender Spannung UCi ist die Modenkonversion idealerwei­ se gleich Null, doch schon bei geringfügiger lateraler Ver­ schiebung der Elektroden in Y-Richtung gegenüber dem Wellen­ leiter kann dafür eine Spannung UCi0 notwendig sein. Durch Kombination von entgegen- und von gleichgerichteten Spannungen UPi und UCi läßt sich jede beliebige Kombination von TE-TM-Phasenverschiebung und TE-TM-Modenkonversion errei­ chen. Man nennt ein solches Polarisationsstellglied auch ei­ nen Soleil-Babinet-Kompensator SBC. Die Verzögerung ψi des SBCi ergibt sich durch geometrische Addition der TE-TM- Phasenverschiebung ohne Modenkonversion und der TE-TM- Modenkonversion ohne Phasenverschiebung, also ψi = sqrt((bb *(UCi-UCi0))ˆ2 + (aa*(UPi-UPi0))ˆ2). Die Verzögerung ψi sei im folgenden stets als positiv verstanden; negative Verzögerungen werden durch positive bezüglich vertauschter Eigenmoden dargestellt. Die Konstanten aa, bb sind durch Überlappintegrale zwischen elektrischen und optischen Feldern bestimmt. Ein SBC wirkt als lineare optische Wellenplatte der Verzögerung ψ mit orthogonalen, linear polarisierten Eigen­ moden. Der Tangens des Doppelten eines Erhebungswinkels eines dieser Eigenmoden ist proportional zum Verhältnis (bb*(UCi-­ UCi0))/(aa*(UPi-UPi0)). Wie bereits bemerkt, ist UCi0 im Idealfall gleich Null.

Zur Polarisationstransformation eines zirkularen in jeden be­ liebigen Polarisationszustand oder umgekehrt kann ein SBCi eine Verzögerung ψi = 0 . . . π aufweisen, siehe IEEE J. Lightwave Techn. 6 (1988) 7, S. 1199-1207. Es läßt sich noch nachweisen, daß eine Aufteilung eines SBC in mehrere, wobei die Einstellbarkeit der Summe der Verzögerungen dieselbe sei wie die Einstellbarkeit des aufgeteilten SBC, stets ebenfalls die gewünschten Polarisationstransformationen ermöglicht. So können zur Transformation eines zirkularen in jeden beliebi­ gen Polarisationszustand oder umgekehrt beispielsweise aüch zwei SBCs mit Verzögerungen von jeweils 0 . . . π/2 verwendet werden. Dazu dienen in Fig. 9 SBC2 und SBC3. Ausgangsseitig ist ein ähnlich aufgebauter SBC4 vorhanden. Vorzugsweise wirkt er als Viertelwellenplatte mit Eigenmoden, welche par­ allel bzw. senkrecht zur Chipoberfläche liegen. Um die Bau­ länge zu minimieren, wird der Wellenleiter WG in oder kurz vor SBC4 um einen Winkel WI gekrümmt. Dies hat den Vorteil, daß sich auch die Materialdoppelbrechung des Substratmateri­ als auswirkt, so daß SBC4 eine kürzere Baulänge besitzen kann als SBC2 oder SBC3. In diesem bevorzugten Fall sind bei ge­ eigneter Längenwahl gar keine Elektroden für SBC4 erforder­ lich, weil das entsprechende Wellenleiterstück schon von selbst als solche Viertelwellenplatte wirkt. Um unvermeidli­ che, in ihrer Amplitude allerdings in der Regel nicht beson­ ders bedeutende Ungenauigkeiten ausgleichen zu können, sind die kürzeren Elektroden ER4, EM4, EL4 jedoch zweckmäßig und ausreichend. Ausgangsseitig ist ein polarisationserhaltender Lichtwellenleiter PMFB angeschlossen, dessen Hauptpolarisa­ tionen (Achsen) Winkel von 45° zur Chipoberfläche aufweisen. Da zirkulare Polarisation am Eingang von SBC4 in ± 45°- Polarisation am Ende von SBC4 transformiert wird, wirken SBC2, SBC3 als ein Polarisationstransformator, welcher in ei­ nem Kompensator von Polarisationsmodendispersion (PMD- Kompensator) eingesetzt werden kann. Aus Symmetriegründen und zur leichteren Ansteuerbarkeit des Polarisationstransforma­ tors ist der Eingang des Chip ebenso aufgebaut: Auf einen po­ larisationserhaltenden Lichtwellenleiter PMFA mit 45°-Winkel zwischen Hauptpolarisationen und Chipoberfläche folgt der un­ ter einem Winkel WI verlaufende, kurze Soleil-Babinet- Kompensator SBC1, dessen Elektroden bei Längen- und Winkel­ wahl als Viertelwellenplatte wie bei Soleil-Babinet- Kompensator SBC4 auch weggelassen werden könnten. Anschlie­ ßend folgen die Soleil-Babinet-Kompensatoren SBC2, SBC3. Der Winkel WI zwischen dem Verlauf des Wellenleiters WG im Be­ reich der SBC2, SBC3 und dem Verlauf in SBC1, SBC4 führt nicht zu Schwierigkeiten bei der Kopplung zu den Lichtwellen­ leitern PMFA, PMFB, denn die Stirnflächen des Chip können in gewissen Grenzen unter beliebigen Winkeln geschnitten werden. Der Winkel, unter dem die Lichtwellenleiter PMFA, PMFB gegen­ über den Wellenleitern in den Soleil-Babinet-Kompensatoren SBC1, SBC4 auftreffen, bestimmt sich aus dem Winkel der Chip­ stirnflächen, den Brechzahlen und dem Brechungsgesetz. Der Chip wird so betrieben, daß die Soleil-Babinet- Kompensatoren SBC1, SBC4 als Viertelwellenplatten mit linea­ ren Eigenmoden, welche parallel bzw. senkrecht zur Chipober­ fläche verlaufen. SBC2, SBC3 werden zusammen als SBC mit ei­ ner zwischen 0 und mindestens π veränderbaren Verzögerung be­ trieben. Die Segmentierung in SBC2, SBC3 mit Verzögerungen ψ2 = 0 . . . mindestens π/2, ψ3 = 0 . . . mindestens π/2 bietet wegen der gleichzeitig vorhandenen individuellen Variabilität der Eigenmoden eine bessere Ausgleichsmöglichkeit gegenüber unvermeidlichen Ungenauigkeiten als ein unsegmentierter SBC, doch auf die Segmentierung kann auch verzichtet werden zugun­ sten einer reduzierten Anzahl von Steuerspannungen. Je nach­ dem, ob die PMFA, PMFB unter um 90° gegeneinander versetzten oder unter gleichen Erhebungswinkeln gleicher Hauptpolarisa­ tionen an den Stirnflächen des Chip montiert sind, ergibt sich eine Addition oder Subtraktion der differentiellen Grup­ penlaufzeiten bei einer Verzögerung von 0. Falls eine der Viertelwellenplatten SBC1, SBC4 durch evtl. unterschiedlich gestaltete Längen und/oder Winkel WI alternativ dazu als Dreiviertelwellenplatte ausgeführt wird, ändert sich die Funktion gerade so, daß Addition und Subtraktion vertauscht werden.

In Fig. 11 ist schließlich ein PMD-Kompensator mit mehreren so aufgebauten Polarisationstransformatoren SUB1 . . . SUB4 und dazwischen bzw. nachgeschalteten polarisationserhaltenden Lichtwellenleitern PMF1 . . . PMF4 mit differentiellen Gruppen­ laufzeiten und unter ± 45° zu den Chipoberflächen verlaufenden linear polarisierten Hauptpolarisationen gezeichnet. Gegen­ über dem Stand der Technik ergibt sich so eine deutlich redu­ zierte Baulänge der Polarisationstransformatoren, eine ver­ einfachte Ansteuerung und eine bessere Unterdrückbarkeit von DC-Drift. Die Chipeingänge sind IN1 . . . IN4, die Chipausgänge sind OUT1 . . . OUT4, der Chipeingang IN1 ist gleichzeitig Ein­ gang des PMD-Kompensators, der Ausgang O des Lichtwellenlei­ ters PMF4 ist Ausgang des PMD-Kompensators. Eine bestimmte, z. B. die langsamere Hauptpolarisation der Lichtwellenleiter PMF1 . . . PMF4 ist jeweils an Chipausgängen OUT1, OUT2, OUT3 unter 45°, an Chipeingängen IN2, IN3, IN4 unter -45° bezüg­ lich der y-Achse einjustiert. Unter der Voraussetzung, daß SBC1 und SBC4 in den Polarisationstransformatoren SUB1 . . . SUB4 tatsächlich als Viertelwellenplatten gleicher Eigenmoden arbeiten - dabei bildet SBC1 in SUB1 eine Ausnahme, weil dort kein polarisationserhaltender Lichtwellenleiter angeschlossen ist, werden deshalb durch SBC1 und SBC4 jeweils die zirkulare Hauptpolarisation am Anfang von SBC4 jedes der Chips SUB1 . . . SUB3 in dieselbe zirkulare Hauptpolarisation am Ende von SBC1 jedes der Chips SUB2 . . . SUB4 übergeführt. Dies bedeu­ tet, daß bei Verzögerungen ψ2 = 0 und ψ3 = 0 in jedem der Chips SUB2 . . . SUB4 sich die differentiellen Gruppenlaufzei­ ten der polarisationserhaltenden Lichtwellenleiter PMF1 . . . PMF4 addieren.

SBC2 und SBC3 auf jedem der Substrate SUB1 . . . SUB4 bilden zusammen je einen Modenwandler Pi (i = 1 . . . n, wobei in Fig. 11 n = 4 ist) mit zirkularen Polarisationen als wandelbaren Polarisationen und gleichzeitig Hauptpolarisationen des Wel­ lenleiters bei Abwesenheit von Modenwandlung.

In Fig. 12 ist der Aufbau des Substrats SUB1 zu sehen. Die Soleil-Babinet-Kompensatoren SBC2, SBC3 bilden dort den Modenwandler zirkularer Polarisationen, und durch den Soleil- Babinet-Kompensator SBC4 ergeben sich am Ausgang von SBC3 zirkulare Hauptpolarisationen des folgenden polarisationsab­ hängigen Lichtwellenleiters PMF1.

Ein als Viertelwellenplatte arbeitendes Bauelement SBC1 und eine Wellenleiterkrümmung vor SBC2 ist auf dem Substrat SUB1 nicht erforderlich bzw. vorgesehen. Stattdessen ist ein So­ leil-Babinet-Kompensator SBCa vorgesehen. Er arbeitet mit voller Modenwandlung als rotierende Wellenplatte mit der Ver­ zögerung ψa = n. Dazu ist erforderlich, daß V1a = Vxa*cos(γa-­ ϕ(t)/2) und V2a = Vya*cos (γa-αa-ϕ(t)/2) ist, wobei (UPa-UPa0) = V1a, Vxa = π/aa, (UCa-UCa0) = V2a, Vya = π/bb ist. Es wird ϕ(t) = Ω*t gewählt, wobei Ω wiederum eine niedrige Winkelgeschwindigkeit ist. Gleiche Spannungsfestig­ keit der Elektroden vorausgesetzt, ist die Länge des Soleil- Babinet-Kompensators SBCa gleich der Summe der Längen der SBC2, SBC3.

Die Modenwandler SBC2, SBC3 auf den Substraten SUBj (j = 1 . . . 4) könnten prinzipiell parallel geschaltet werden. In diesem Fall gilt, daß sie mit Spannungen (UPj-UPj0) = V1j, (UCj-UCj0) = V2j betrieben werden, wobei erfindungsgemäß V1j = Vxj*cos(γj-ϕ(t)) bzw. V2j = Vyj*cos(γj-αj-ϕ(t)); j = 1 . . . 4 ist. Eine größere Variabilität gegenüber nichtidealer Realisierung dieser SBC2, SBC3 und anderer Bauelemente erhält man aber dann, wenn man gegenüber diesen Spannungen zusätzli­ che Variationen zuläßt, die so ausgeführt werden, daß sich stets die gewünschte Polarisationstransformation oder PMD- Kompensation ergibt.

Bei exakter Justage der Elektroden EMj (j = 1 . . . 4, a) über den Wellenleitern WG ist UCj0 = 0. Des weiteren liegen unter den Elektroden ELj, ERj keine Pufferschichten, so daß dort auch im Fall UPj0 ungleich 0 keine DC-Drift auftritt. Die einzigen Stellen, an denen DC-Drift normalerweise aufträte, wärehn die Elektroden EMj. Da diese aber mittelwertfreie Spannungen erhalten, wird DC-Drift auch in diesem Ausfüh­ rungsbeispiel erfindungsgemäß vermieden.

Statt des Modenwandlers SBCa kann auch ein zirkularer Retar­ der wie z. B. ein Faraday-Rotator oder eine Drehung des Sub­ strats SUB1 verwendet werden, dessen Phasenverzögerung ϕ(t) zwischen diesen Eigenmoden (und gleichzeitig Hauptpolarisa­ tionen der darauf folgenden Lichtwellenleiterstücke) wie schon in früheren Ausführungsbeispielen die Bedingungen er­ füllen, daß die Mittelwerte der Funktionen cos(ϕ(t)) und sin (ϕ(t)) verschwinden.

Anhand von Fig. 13 wird eine weitere Klasse von Ausführungs­ beispielen der Erfindung erläutert, die jedoch weiterhin auf demselben Erfindungsgedanken beruht.

Ähnlich wie in den Fig. 10 und 12 ist ein Lithiumni­ obatsubstrat SUB mit X-Schnitt und Z-Ausbreitungsrichtung vorgesehen. Ein Wellenleiter WG wird von drei longitudinal segmentierten Elektroden bedeckt bzw. seitlich begleitet. Die Elektroden ELi, EMi, ERi sind so segmentiert, daß n = 8 Pola­ risationsstellglieder SBCi (i = 1 . . . n) vorhanden sind. Die an diese Elektroden angelegten Spannungen sind UPi und UCi gemäß Fig. 11.

Wie bereits bemerkt, kann zur Polarisationstransformation ei­ nes zirkularen in jeden beliebigen Polarisationszustand oder umgekehrt kann ein SBCi eine Verzögerung ψi = 0 . . . π auf­ weisen, siehe Noé, R., Heidrich, H., Hoffmann, D., Endless polarization control systems for coherent optics, IEEE J. Lightwave Techn. 6 (1988) 7, S. 1199-1207. Er kann wie dort be­ schrieben durch einen weiteren ergänzt werden. Zur Polarisa­ tionstransformation eines linearen in jeden beliebigen Pola­ risationszustand oder umgekehrt können zwei SBC mit Verzöge­ rungen π/2, π in beliebiger Reihenfolge verwendet werden, al­ so eine elektrooptische drehbare Viertel- und eine Halbwel­ lenplatte.

Zur Transformation jedes beliebigen in jeden beliebigen ande­ ren Polarisationszustand wurden zwei SBCi mit Verzögerungen ψi = 0 . . . 2π verwendet, siehe N.G. Walker, G.R. Walker, "Polarization control for coherent communications", IEEE J. Lightwave Techn. 8(1990), S. 438-458. Zu diesem Zweck lassen sich auch drei SBCs mit Verzögerungen π/2, π, π/2 verwenden, also elektrooptische drehbare Viertel-, Halb- und wiederum Viertelwellenplatte, siehe F. Heismann, M. S. Whalen, "Fast automatic polarization control system", IEEE Photon. Techn. Lett. 4 (1992), S. 503-505. Des weiteren läßt sich nachweisen, daß dazu auch ein SBC mit Verzögerung 0 . . . π und ein weite­ rer mit Verzögerung π ausreichen.

Außerdem läßt sich nachweisen, daß statt einer gefundenen Konfiguration mit Maximalwerten ψimax der Verzögerungen ψi stets auch solche Konfigurationen verwendet werden können, bei denen eine oder mehrere Verzögerungen ψi zwischen klei­ neren Werten oder Null und diesem Maximalwert ψimax frei ge­ wählt werden können. Dies bedeutet, daß zur Transformation jedes beliebigen in jeden beliebigen anderen Polarisationszu­ stand beispielsweise drei SBCs mit Verzögerungen ψ1 = 0 . . . π/2, ψ2 = 0 . . . π, ψ3 = 0 . . . π/2 verwendet werden können oder zwei SBCs mit Verzögerungen ψ1 = 0 . . . π, ψ2 = 0 . . . π. Ebenso können zur Transformation eines linearen in jeden be­ liebigen Polarisationszustand oder umgekehrt können zwei SBC mit Verzögerungen ψ1 = 0 . . . π/2, ψ2 = 0 . . . π in beliebiger Reihenfolge verwendet werden.

Schließlich läßt sich noch nachweisen, daß eine Aufteilung eines SBC in mehrere, wobei die Einstellbarkeit der Summe der Verzögerungen dieselbe sei wie die Einstellbarkeit des aufge­ teilten SBC, stets ebenfalls die gewünschten Polarisation­ stransformationen ermöglicht. So können zur Transformation eines zirkularen in jeden beliebigen Polarisationszustand oder umgekehrt beispielsweise auch zwei, zur Transformation eines linearen in jeden beliebigen Polarisationszustand oder umgekehrt drei und zur Transformation jedes beliebigen in je­ den beliebigen anderen Polarisationszustand vier SBCs mit Verzögerungen von jeweils 0 . . . π/2 verwendet werden.

Im Ausführungsbeispiel der Fig. 13 ist der letztgenannten Fall gewählt, doch alle vorgenannten Fälle können durch Weg­ lassen einzelner oder Verbinden benachbarter Soleil-Babinet- Kompensatoren (SBCs) realisiert werden. Vier solche benach­ barte SBCs werden hier für die normale Polarisationstransfor­ mation verwendet.

Als alternative Ausführungsbeispiele mit allerdings reduzier­ ter Funktionalität sei noch erwähnt, daß entweder die Phasen­ schieberspannung UPi konstant, z. B. gleich UPi0 oder gleich Null gewählt werden kann, oder daß die Modenkonversionsspan­ nung UCi konstant oder gleich Null gewählt werden kann. Im letztgenannten Fall kann die Elektrode EMi fortgelassen wer­ den. Der Einfachheit halber wird im folgenden stets von SBCs geredet, auch wenn u. U. diese vereinfachten Polarisations­ stellelemente verwendet werden können.

Als weitere Ausführungsbeispiele können alle Modenwandler, welche Modenwandlung in Phase und in Quadratur gestatten, verwendet werden. Dies sind insbesondere alle Modenwand­ ler(zellen), ggf. kaskadiert, so daß abwechselnd Kammelektro­ den, welche Modenwandlung in Phase, und Kammelektroden, wel­ che Modenwandlung in Quadratur erlauben, aufeinanderfolgen, die weiter oben mit den Bezeichnern P1, Pj, Pn, PV1, PVj, PVn, PMCj, PMj eingeführt wurden. Dies ergibt sich daraus, daß Soleil-Babinet-Kompensatoren Modenwandler zirkularer Po­ larisationen, die vorgenannten Polarisationsstellglieder aber Modenwandler von TE- und TM-Polarisationen sind, jeweils in beiden Quadraturen wählbar.

Die Spannungen UPj (j sei ein Laufindex, ebenso wie i) werden dann durch die Spannungen V1j, die Spannungen UCj durch die Spannungen V2j ersetzt. Ein Soleil-Babinet-Kompensator SBCj kann durch einen Modenwandler PVj oder durch mehrere kaska­ dierte Modenwandlerzellen Pj oder PMj ersetzt werden.

Normalerweise werden die SBCs nicht durch konstante Spannun­ gen betrieben, denn Sinn des Polarisationstransformators ist es i. a., eine variable Polarisation am Ausgang einer Licht­ wellenleiter-Übertragungsstrecke, in einem Kompensator von Polarisationsmodendispersion und in ähnlichen Anwendungsfäl­ len in andere gewünschte Polarisationen überzuführen, wobei diese Polarisationen i. a. variabel sind. Deshalb wird der Po­ larisationstransformator normalerweise von variablen Span­ nungsquellen angesteuert, die ihre Informationen von einem Regler erhalten. Der Regler ist ebenso wie der Polarisation­ stransformator Teil eines Polarisationsregelsystems. Erfindungsgemäß sind weitere Soleil-Babinet-Kompensatoren SBCi (i = 5 . . . 8) entlang des Wellenleiters anschließend an die ersten vier (i = 1 . . . 4) vorgesehen. Zunächst, im Zeit­ raum dt1 der Fig. 14, nehmen die Soleil-Babinet- Kompensatoren SBC1 . . . SBC4 normale Polarisationsregelung vor. Dazu ist wie beim Stand der Technik ein Regler R vorge­ sehen, welcher die Elektrodenspannungen oder Elektrodenteil­ spannungen UPi, UCi erzeugt und von einem externen Detektion­ selement Informationen über den Grad der erreichten Polarisa­ tionsanpassung erhält, beispielsweise von einem Photodetektor PD hinter einem Polarisator P. Dies ist in Fig. 15 darge­ stellt.

Während des Zeitraums dt1 sind die Elektrodenspannungen der weiteren vier SBC5 . . . SBC8 durch Spannungswerte UPi1, UCi1 (i = 5 . . . 8) so gewählt, daß sie den im Polarisationsrege­ lungsbetrieb erforderlichen Spannungen entgegengesetzt sind. Der letztere Zustand wird im folgenden Umkehrbetrieb genannt.

Dazu wird beispielsweise UPi1 = k*UPi0, UCi1 = k*UCi0 (i = 5 . . . 8) gewählt mit einer Konstanten k = -1. Wie bereits bemerkt, ist UCi0 im Idealfall gleich Null. Im daran an­ schließenden Zeitraum dtc11 werden die entgegengesetzten Elektrodenspannungen langsam so verändert, daß sich Phasenan­ passung in SBC5 . . . SBC8 mit ψi = 0 (i = 5 . . . 8) ergibt, hier also auf UPi = UPi0, UCi = UCi0 (i = 5 . . . 8) verscho­ ben. Die dabei entstehenden Störungen der geforderten Polari­ sationstransformation werden durch Nachregeln der Elektroden­ spannungen an SBC1 . . . SBC4 ausgeglichen. Im Zeitraum dtc11 kann Phasenanpassung in SBC5 . . . SBC8 entweder simultan, oder in verschiedenen der SBC5 . . . SBC8 nacheinander eingestellt werden. Wenn Phasenanpassung in SBC5 . . . SBC8 erreicht ist, wird die Verzögerung des SBC4 vom gerade vorhandenen Ar­ beitspunkt ψ4 = ψ40 langsam bis auf ψ4 = 0 verkleinert, und gleichzeitig wird die des SBC8 in demselben Maße von ψ8 = 0 auf ψ8 = ψ40 vergrößert. Dies geschieht im Zeitraum dtt14. Dabei werden gleiche Verhältnisse von TE-TM- Phasenverschiebung und TE-TM-Modenkonversion in beiden SBCs gewählt, so daß gleiche Erhebungswinkel der Eigenmoden vor­ liegen und SBC8 die Funktion von SBC4 übernimmt. Anschließend übernimmt SBC7 im Zeitraum dtt13 in analoger Weise die Funk­ tion von SBC3, SBC6 im Zeitraum dtt12 die Funktion von SBC2 und SBC5 im Zeitraum dtt11 die Funktion von SBC1. Wenn dies abgeschlossen ist, liegen an SBC1 . . . SBC4 lediglich die Spannungen UPi = UPi0, UCi = UCi0 (i = 1 . . . 4) an, die zur Phasenanpassung erforderlich sind. Jetzt werden im Zeitraum dtc12 die Spannungen an SBC1 . . . SBC4 langsam so verändert, daß sie den im Polarisationsregelungsbetrieb erforderlichen Spannungen entgegengesetzt sind und Werte UPi1, UCi1 (i = 1 . . . 4) annehmen, im einfachsten Fall UPi1 = k*UPi0, UCi1 = k*UCi0 (i = 1 . . . 4) mit k = -1. Die dabei entstehenden Störungen der geforderten Polarisationstransformation werden durch Nachregeln der Spannungen an SBC5 . . . SBC8 ausgegli­ chen. Bei Abschluß dieser Veränderungen arbeiten SBC1 . . . SBC4 im Umkehrbetrieb. Die Zeiträume dt1 bis dtc12 sind die erste Hälfte einer Periode PE1. In der zweiten Hälfte einer Periode mit Zeiträumen dt2, dtc21, dtt24, dtt23, dtt22, dtt21, dtc22 wird das Verfahren in umgekehrter Richtung und Reihenfolge durchgeführt, wobei sich die Polarisationsregel­ funktion von SBC5 . . . SBC8 wieder auf SBC1 . . . SBC4 zurück­ verlagert. Diese Perioden PE1, PE2, also dieses Hin- und Her der Elektrodenteilspannungen, werden zyklisch wiederholt. Der Verlauf von Elektrodenteilspannungen UPi, UCi ist in Fig. 14 als Funktion der Zeit t gezeichnet.

Am einfachsten ist es, bei Umkehrbetrieb gerade die den Span­ nungen für Phasenanpassung entgegengesetzten Spannungen UPi = -UPi0, UCi = -UCi0 an die Elektroden eines SBCi anzulegen. Aus Fig. 14 ist ersichtlich, daß z. B. UP4 den Wert UP40 nä­ herungsweise während der Zeiten dt1, dtc11, dtt14, dtt13, dtt12, dtt11, den Werte UP41 aber nur während der Zeit dt2 annimmt. Um erfindungsgemäß ein möglichst vollständiges Ver­ schwinden der zeitlichen Mittelwerte der Spannungen zu errei­ chen, werden UPi1 in einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel gleich UPi1 = k*UPi0(i = 1 . . . 8) gewählt, wobei k eine Konstante ist, welche negativer als -1 ist und gleiche Flä­ chen von UPi oberhalb und unterhalb der Null-Linie gewährlei­ stet. Analoges gilt für UCi1 = k*UCi0. In diesem Fall liegt an allen Elektroden im Zeitmittel die Spannung 0 an, weshalb keine DC-Drift entsteht. Sofern dtc11, dtt14, dtt13, dtt12, dtt11, dtc12, dtc21, dtt24, dtt23, dtt22, dtt21, dtc22 klein gegen dt1, dt2 gewählt werden, nähert sich die Konstante k dem Wert -1. Dies ist vorteilhaft, weil dann die erforderli­ che Spannungsfestigkeit der Elektroden geringer ist.

Die Zeitdauern der Perioden selbst werden so gewählt, daß sie in ähnlicher oder - und das ist sogar günstiger - in kleine­ rer oder deutlich kleinerer Größenordnung liegen als die Zeitkonstanten der DC-Drift.

Die Aktionen in den Zeitdauern dtt14, dtt13, dtt12, dtt11 können in alternativen Ausführungsbeispielen auch zusammenge­ zogen werden, was die dafür nötige Gesamtzeit erniedrigen kann. Ebensolches gilt für die Aktionen der Zeitdauern dtt24, dtt23, dtt22, dtt21. Beides ist in Fig. 16 skizziert. In weiteren Ausführungsbeispielen können auch die Aktionen der Zeitdauern dtc11, dtc12, dtc21, dtc22 in die der benachbarten Zeitdauern hineingezogen werden, ebenfalls mit dem Zweck ver­ kürzter Ausführungszeit.

Für viele Anwendungsfälle wird die bisher beschriebene Drif­ treduktion ausreichend sein. Für Abweichungen von Elektroden­ spannungen UPi, UCi von den Werten für Phasenanpassung UPi0, UCi0 im Fall eines von Null verschiedenen ψi gibt es dabei aber keinen Ausgleich während eines so gestalteten Umkehrbe­ triebs. Sofern diese Abweichungen über längere Zeiten sich nicht ausmitteln, verbleibt eine gewisse DC-Restdrift.

In einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ermittelt deshalb der Regler R die zeitlichen Integrale der Elektroden­ spannungen ermittelt. Statt Integratoren können auch Tiefpaß­ filter mit sehr großen Zeitkonstanten, vorzugsweise deutlich größer als die Dauer der Perioden PE1, PE2, eingesetzt wer­ den. Dies wird im folgenden nicht mehr extra erwähnt. Der Regler R wählt die Spannungswerte UPi1, UCi1, welche im Um­ kehrbetrieb angefahren und angelegt werden, so, daß sich die Beträge der Integrale der Elektrodenspannungen UPi, UCi ver­ kleinern. Dies ist in Fig. 16 am Beispiel des zeitlichen Verlaufs einer Spannung UPi1 über zwei Perioden PE1, PE2 skizziert. Eine erste Spannung UPi11 wird so gewählt, daß das Integral F21 (Fläche mit positivem oder negativem Vorzeichen) gleich dem Negativen des Integrals F11 ist. Die zweite Span­ nung UPi12 wird so gewählt, daß Integral F22 gleich dem Nega­ tiven des Integrals F12 ist. Ein nicht vollständiger Aus­ gleich des Integrals einer Elektrodenspannung oder eine Über­ kompensation in der anderen Richtung kann toleriert werden, sofern die Zeitdauern der Perioden klein gegenüber den Zeit­ konstanten der DC-Drift sind. Es muß lediglich darauf geach­ tet werden, daß dieser Ausgleich in der Folgeperiode oder in einer der Folgeperioden in nicht schlechterer oder möglichst sogar besserer Weise erfolgt.

Der Regler R ist vorzugsweise digitaler Natur, so daß die In­ tegrale der Elektrodenspannungen (oder ihre Tiefpaßfilterung) leicht über lange Zeiten mit hoher Genauigkeit gebildet bzw. ausgeführt werden können. Auf diese Weise wird vollständige Driftfreiheit erzielt.

In den anhand der Fig. 13 bis 16 beschriebenen Ausfüh­ rungsbeispielen der Erfindung wurde der erforderliche Aufwand der Polarisationsregelung zum Zweck der DC-Driftkompensation quasi dupliziert. Insbesondere in solchen Fällen, in denen die Elektroden eine Spannungsfestigkeit aufweisen, welche die im normalen Regelbetrieb erforderlichen Spannungen deutlich übersteigt, ist jedoch eine Reduktion des Aufwandes möglich. Es werden weniger neue SBCs (SBC5 . . . SBCn) mit 4 < n < 8 zu den ursprünglichen (SBC1 . . . SBC4) hinzugefügt. Dies bedeutet, daß für jeden SBC weniger Zeit im Umkehrbetrieb zur Verfügung steht. Deshalb müssen die Konstanten k stärker negativ ge­ macht werden.

Während die genannten Ausführungsbeispiele Polarisation­ stransformatoren in Lithiumniobat betrafen, ist die Erfindung auch für Polarisationtransformatoren in anderen Kristallen, z. B. aus Lithiumtantalat oder aus Halbleitern, und allgemein für alle Polarisationstransformatoren geeignet, die demselben mathematischen Formalismus unterliegen. Deshalb werden in den Patentansprüchen einige vorstehende Begriffe durch andere er­ setzt, z. B. SBC durch Polarisationsstellglied, Elektroden durch Steueranschlüsse, Phasenschiebespannung und Modenkon­ versionsspannungen durch Teilsignale.

Beispielsweise können SBCs ersetzt werden durch andere Moden­ wandler, und zwar TE-TM-Modenwandler in einem Lithiumniobat­ kristall mit X-Schnitt und Y-Ausbreitungsrichtung, wie sie in IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol. QE-18, Nr. 4, April 1982, Seite 767 bis 771 beschrieben wurden.

Der genannte Polarisationstransformator oder mehrere dieser Polarisationstransformatoren können auch Teil(e) eines Kom­ pensators von optischer Polarisationsmodendispersion sein, vorzugsweise in Verbindung mit Baugruppen zur Erzeugung oder Kompensation einer differentiellen Gruppenlaufzeitdifferenz zwischen zwei orthogonalen Hauptpolarisationen (principal states-of-polarization, PSP).

Claims (44)

1. Verfahren zur gleichspannungsdriftfreien Polarisation­ stransformation oder Kompensation von Polarisationsmodendis­ persion (PMD) mittels eines einen Wellenleiter (WG) und Steu­ erelektroden (E1j, E2j, ELi, EMi, ERi) aufweisenden Polarisa­ tionstransformators, denen Steuerspannungen (V1j, V2j, UPi, UCi) zur Änderung der Polarisation oder der Polarisationsmo­ dendispersion eines optischen Signals (OS) zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß als Steuerspannungen (V1j, V2j, UCi, -V1j, -V2j) wenig­ stens näherungsweise gleichanteilsfreie Steuerspannungen ver­ wendet werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine differentielle Phasenmodulation zweier orthogonaler Hauptpolarisationen des optischen Signals, die mit den Haupt­ polarisationen eines Polarisationstransformators (K1, K2, K3) übereinstimmen, im Bereich des Signaleingangs (IN) mit einer stetigen differentiellen Phasenverschiebung (ϕ(t)) vorgenom­ men wird, welche so gewählt ist, daß die zeitlichen Mittel­ werte ihrer Kosinusfunktion [cos(ϕ(t))] und ihrer Sinusfunk­ tion [sin(ϕ(t))] wenigstens näherungsweise verschwinden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die differentielle Phasenverschiebung zumindest teilweise durch einen ersten differentiellen Phasenmodulator (PH1) die­ ser Hauptpolarisationen vorgenommen wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenmodulator mit einer Modulator-Steuerspannung (VP1 = V1*ϕ(t)) angesteuert wird, die wenigstens näherungs­ weise eine lineare Funktion dieser differentiellen Phasenver­ schiebung (ϕ(t)) ist.

5. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die differentielle Phasenmodulation zumindest teilweise durch einen ersten Modenwandler (Pa) dieser Hauptpolarisatio­ nen vorgenommen wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Modenwandler (Pa) eine volle Modenkonversion durchführt.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Modenwandlung eine differentielle Phasenverschie­ bung (ϕ(t)) zwischen den Hauptpolarisationen erfolgt.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein zur Erzeugung dieser differentiellen Phasenmodulation verwendete Modenwandler (Pa) mit Modenwandler- Steuerspannungen [V1a = Vxa*cos(γa-ϕ(t)/2) bzw. V2a = Vya*cos(γa-αa-ϕ(t)/2)] betrieben wird, die wenigstens nähe­ rungsweise lineare Funktionen von phasenverschobenen Kosinus­ funktionen [cos(γa-ϕ(t)/2), cos(γa-αa-ϕ(t)/2)] der Hälfte [ϕ(t)/2] der differentiellen Phasenverschiebung (ϕ(t)) sind.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß Wandler-Steuerspannungen [V1j = Vxj*cos(γj-ϕ(t)) bzw. V2j = Vyj*cos(γj-αj-ϕ(t)); j = 1 . . . n] verwendet werden, die we­ nigstens näherungsweise lineare Funktionen von phasenverscho­ benen Kosinusfunktionen [cos(γj-ϕ(t)), cos(γj-αj-ϕ(t))] der differentiellen Phasenverschiebung (ϕ(t)) sind, und daß zur Änderung der Polarisation oder Kompensation der PMD die Amplituden (Vxj, Vyj) und/oder die Phasenwinkel (γj) die­ ser Spannungen geändert werden.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptpolarisationen im Bereich eines Modenwandlers (Pa, P1, . . ., Pn) rechts- und linkszirkulare Polarisationen sind.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptpolarisationen im Bereich eines Modenwandlers (Pa, P1 . . . Pn) transversal elektrische und transversal ma­ gnetische Polarisationen sind.

12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zum Ansteuern der Wandler-Elektroden (E1j, E2j, EMC11j, EMC12j, EMC21j, EMC22j) einer Wandlerzelle (Pj) Wandler- Steuerspannungen (V1j, V2j, -V1j, -V2j) mit gleicher Amplitude (V0j) verwendet werden.

13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die differentielle Phasenmodulation des optischen Signals (OS) im Bereich des Eingangs im Bereich des Signalausgangs (OUT) durch eine entgegengesetzte differentielle Phasenmodu­ lation (-ϕ(t)) aufgehoben wird.

14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die differentielle Phasenverschiebung (ϕ(t)) zeitlich dreiecks-, sinus- oder trapezförmig verläuft.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, eine dreiecksförmige Phasenverschiebung (ϕ(t)) mit Maximal­ werten von n*±π erfolgt.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine differentielle Phasenverschiebung ϕ(t) = Ω*t er­ folgt, wobei Ω eine niedrige Kreisfrequenz ist.

17. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zum Ansteuern von Phasenmodulatoren oder Modenwandler oder Wandlerzellen nur teilweise stetig verlaufende mittel­ wertfreie Steuerspannungen (VP1; Vla, V2a; V1j, V2j, -V1j, -V2j) verwendet werden, während als übrige Steuerspannungen von einer Regeleinrichtung () erzeugte Regelspannungen (VRij) verwendet werden.

18. Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Polarisationsstellglied (SBC1 . . . SBC4) die Polarisationsregelfunktion mindestens eines anderen Pola­ risationsstellglieds (SBC5 . . . SBC8) wenigstens teilweise übernehmen kann und umgekehrt, daß ein Polarisationsstell­ glied, dessen Polarisationsregelfunktion von einem anderen übernommen worden ist, Steuerspannungen (UP11 . . . UP81, UC11 . . . UC81) erhalten kann, welche den Steuerspannungen bei Po­ larisationsregelfunktion (UP10 . . . UP80, UC10 . . . UC80) ent­ gegengesetzt sind, daß der zeitliche Mittelwert mindestens einer Steuerspannung (UP1 . . . UP8, UC1 . . . UC8) wenigstens näherungsweise gleich Null gewählt wird.

19. Verfahren gemäß Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß nach Abschluß eines Zeitraums (dt1 bzw. dt2) in einem Zeitraum (dtc11 bzw. dtc21) entgegengesetzte Teilsignale (UP51 . . . UP81, UC51 . . . UC81 bzw. UP11 . . . UP11, UC11 . . . UC11) in stetiger Weise in Teilsignale (UP50 . . . UP80, UC50 . . . UC80 bzw. UP10 . . . UP10, UC10 . . . UC10) übergeführt wer­ den, daß während darauffolgenden Zeiträumen (dtt14, dtt13, dtt12, dtt11 bzw. dtt24, dtt23, dtt22, dtt21) die Polarisati­ onsregelaufgabe von Polarisationsstellgliedern (SBC1 . . . SBC4 bzw. SBC5 . . . SBC8) auf andere Polarisationsstellglieder (SBC5 . . . SBC8 bzw. SBC1 . . . SBC4) stetig übertragen wird, daß in einem darauffolgenden Zeitraum (dtc12 bzw. dtc22) Teilsignale (UP10 . . . UP40, UC10 . . . UC40 bzw. UP50 . . . UP80, UC50 . . . UC80) in stetiger Weise in Teilsignale (UP11 . . . UP41, UC11 . . . UC41 bzw. UP51 . . . UP81, UC51 . . . UC81) über­ geführt werden, daß in einem darauffolgenden Zeitraum (dt2 bzw. dt1) und einem daran anschließenden Zeitraum (dtc21 bzw. dtc11) die Polarisationsregelaufgabe von diesen anderen Pola­ risationsstellgliedern (SBC5 . . . SBC8 bzw. SBC1 . . . SBC4) ausgeführt wird.

20. Verfahren gemäß Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regler (R) die entgegengesetzten Teilsignale (UPi11, UPi12, UP11 . . . UP81, UC11 . . . UC81) so wählt, daß die zeit­ lichen Integrale (F21 + F11, F22 + F12) dieser entgegengesetzten Teilsignale (UPi11, UPi12, UP11 . . . UP81, UC11 . . . UC81) we­ nigstens näherungsweise verschwinden.

21. Polarisationstransformator (K1, K2, K3) zur gleichspan­ nungsdriftfreien Polarisationstransformation oder Kompensati­ on von Polarisationsmodentransformation (PMD) mittels eines einen Wellenleiter (WG) aufweisenden Chips mit mehreren quer zum Wellenleiter verlaufenden kammartigen Modenwandler- Elektroden (E11 bis E2n), denen Steuerspannungen (V1j, V2j) zur Änderung der Polarisation oder der PMD eines optischen Signals (OS) zugeführt werden, und mit einer kammartigen Mas­ seelektrode (M), dadurch gekennzeichnet, daß eingangsseitig ein differentieller Phasenmodulator (PH1, . . .) oder ein Modenwandler (Pa) vorgesehen ist.

22. Polarisationstransformator (K1, K2, K3) zur gleichspan­ nungsdriftfreien Polarisationstransformation oder Kompensati­ on von Polarisationsmodentransformation (PMD) mittels eines einen Wellenleiter (WG) aufweisenden Chips mit mehreren quer zum Wellenleiter verlaufenden kammartigen Modenwandler- Elektroden, denen Steuerspannungen (V1j, V2j) zur Änderung der Polarisation oder der PMD eines optischen Signals (OS) zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß eingangsseitig ein differentieller Phasenmodulator (PH1, . . .) oder ein Modenwandler (Pa) vorgesehen ist, und daß durch Elektroden (EMC11j bis EMC22j, EMC) beidseits des Wellenlei­ ters (WG) entlang der Chipoberfläche quer zum Wellenleiter (WG) verlaufende elektrische Felder erzeugbar sind.

23. Polarisationstransformator nach Anspruch 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, daß ausgangsseitig ein weiterer Phasenmodulator (PH2, . . .) oder ein Modenwandler (Pz) vorgesehen ist.

24. Polarisationstransformator nach einem der Ansprüche 21 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine Wandlerzelle (Pj; . . ., Pn, Pa, Pz) auf ei­ nem Chip durch mehrere quer zum Wellenleiter (WG) verlaufen­ den kammartigen Wandler-Elektroden (E1j, E2j, EMC11j, EMC12j, EMC21j, EMC22j; j = 1 . . . n, a, z) und eine kammartige Masse- Elektrode (M, EMC) gebildet wird.

25. Polarisationstransformator nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils TE-TM-Wandlerzellen (Pj) mit zwei Modenwandler- Elektroden (E1j und E2j, EMC11j und EMC21j; j = 1, 2, . . . n) mit wechselnden Abständen zwischen benachbarten Modenwandler- Elektroden (E1j und E2j, E2j und E1(j+1), EMC11j und EMC21j, EMC21j und EMC11(j+1)) vorgesehen sind.

26. Polarisationstransformator (K2) nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils TE-TM-Wandlerzellen (PVj) aus zwei Modenwandler- Elektroden (E1j und E2j; j = 1, 2, . . . n) vorgesehen sind und daß zwischen zwei Zinken einer Masse-Elektrode (M) zwei Zin­ ken - je eine von jeder Modenwandler-Elektrode (E1j und E2j) - angeordnet sind.

27. Polarisationstransformator (K2) nach einem der Ansprüche 24 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Wandlerzellen (Pj und P(j+1), PVj und PV(j+1)) weitere Einrichtungen zur differentiellen Phasenmo­ dulation angeordnet sind.

28. Polarisationstransformator nach einem der Ansprüche 20 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß der Polarisationstransformator als Lithiumniobatchip we­ nigstens näherungsweise mit Y-Ausbreitung ausgeführt ist.

29. Polarisationstransformator nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß der Polarisationstransformator als Lithiumniobatchip we­ nigstens näherungsweise mit X-Schnitt oder Z-Schnitt ausge­ führt ist.

30. Polarisationstransformator nach einem der Ansprüche 21 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß ein differentieller Phasenschieber (PH1) zwei beidseitig des Wellenleiters (WG) verlaufende Elektroden (PH1, M) be­ sitzt.

31. Polarisationstransformator (SUB1, SUB2, SUB3, SUB4) zur gleichspannungsdriftfreien Polarisationstransformation oder Kompensation von Polarisationsmodentransformation (PMD) mit­ tels eines einen Wellenleiter (WG) aufweisenden Chips mit mehreren parallel zum Wellenleiter verlaufenden Modenwandler- Elektroden (ER2 bis ER3, EL2 bis EL3, EM2 bis EM3), denen Steuerspannungen (UP2 bis UP3, UC2 bis UC3) zur Änderung der Polarisation oder der PMD eines optischen Signals (OS) zu­ führbar sind, dadurch gekennzeichnet, daß eingangsseitig ein differentieller Phasenmodulator (PH1, . . .) oder ein Modenwandler (SBCa) vorgesehen ist.

32. Polarisationstransformator nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß ausgangsseitig ein weiterer Phasenmodulator (PH2, . . .) oder ein Modenwandler (SBCz) vorgesehen ist.

33. Polarisationstransformator nach Anspruch 31 oder 32, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Polarisationsstellglied oder Modenwandler (SBC1 . . . SBC4, SBCa) auf einem Chip durch mehrere parallel zum Wellenleiter (WG) verlaufende Wandler-Elektroden (ER1 bis ER4, EL1 bis EL4, EM1 bis EM4, ERa, ELa, EMa) gebildet wird.

34. Polarisationstransformator nach Anspruch 32 oder 33, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiteres Polarisationsstellglied (SBC1, SBC4) vorge­ sehen ist, welches wenigstens näherungsweise als Viertelwel­ lenplatte arbeitet mit Eigenmoden, welche die Umformung von zirkularer Polarisation in eine Hauptpolarisation eines vor- oder nachgeschalteten polarisationserhaltenden Lichtwellen­ leiters (PMFA, PMFB, PMF1, PMF2, PMF3, PMF4) erlauben.

35. Polarisationstransformator gemäß einem der Ansprüche 31 bis 34, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptpolarisationen mindestens eines polarisationser­ haltenden Lichtwellenleiters (PMFA, PMFB, PMF1, PMF2, PMF3, PMF4) unter ± 45° zur Chipoberfläche eines Substrats (SUB, SUB1, SUB2, SUB3, SUB4) verlaufen, daß ein weiteres, an eine Anschlußposition (IN, IN2, IN3, IN4, OUT, OUT1, OUT2, OUT3, OUT4) angrenzendes Polarisationsstellglied (SBC4, SBC1) we­ nigstens näherungsweise horizontale und vertikale Eigenmoden besitzt.

36. Polarisationstransformator nach einem Ansprüche 31 und 32, dadurch gekennzeichnet, daß als differentieller Phasenschieber (PH1, PH2) ein zirku­ larer Retarder vorgesehen ist.

37. Polarisationstransformator (SUB, SUB1, SUB2, SUB3, SUB4) zur gleichspannungsdriftfreien Polarisationstransformation oder Kompensation von Polarisationsmodentransformation (PMD) mittels eines einen Wellenleiter (WG) aufweisenden Chips mit mindestens einem Polarisationstransformator (SBC1 bis SBC4), bei dem die Polarisation oder die PMD eines optischen Si­ gnals (OS) änderbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein weiterer Polarisationstransformator (SBC5 bis SBC8) vorgesehen ist, welcher abwechselnd die Funktion eines dieser Polarisationstransformatoren (SBC1 bis SBC4) übernehmen und mit zur Übernahme dieser Funktion entgegenge­ setzten Steuersignalen angesteuert werden kann.

38. Polarisationstransformator nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß eines dieser Polarisationsstellglieder (SBC1 bis SBC8) ein Modenwandler mit endlos abstimmbarer Phasendifferenz zwi­ schen einem modengewandelten und einem nicht modengewandelten Signal ist.

39. Polarisationstransformator nach Anspruch 38, dadurch gekennzeichnet, daß eines dieser Polarisationsstellglieder (SBC1 bis SBC8) ein Soleil-Babinet-Kompensator oder ein TE-TM-Modenwandler ist.

40. Polarisationstransformator gemäß einem der Ansprüche 31 bis 39, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Polarisationstransformatoren (SUB1, SUB2, SUB3, SUB4) und polarisationserhaltenden Lichtwellenleiter (PMF1, PMF2, PMF3, PMF4) abwechselnd aufeinanderfolgen.

41. Polarisationstransformator nach einem der Ansprüche 31 bis 40, dadurch gekennzeichnet, daß der Polarisationstransformator als Lithiumniobatchip we­ nigstens näherungsweise mit Z-Ausbreitungsrichtung ausgeführt ist.

42. Polarisationstransformator nach Anspruch 41, dadurch gekennzeichnet, daß der Polarisationstransformator wenigstens näherungsweise mit X-Schnitt ausgeführt ist.

43. Polarisationstransformator nach einem der Ansprüche 37 bis 40, dadurch gekennzeichnet, daß der Polarisationstransformator als Lithiumniobatchip we­ nigstens näherungsweise mit Y-Ausbreitungsrichtung ausgeführt ist.

44. Polarisationstransformator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er in einem PMD-Kompensator (KOM) einer Empfangseinrich­ tung (RX) vorgesehen ist und daß die als Wandler-Steuerspannungen verwendeten Regel­ spannungen (URij, UPi, UCi) durch Filtern und Gleichrichtung des aus dem empfangenen optischen Signals (OS) gewonnenen Ba­ sisbandsignals (BB) gewonnen wird.