DE19858148A1 - Driftfreier Polarisationstransformator - Google Patents

Abstract

Ein Polarisationstransformator/PMD-Kompensator-Chip (K1) enthält einen differentiellen TE-TM-Phasenmodulator (PH1) am Anfang des Chips, der eine TE-TM-Phasenmodulation erzeugt, wodurch die Modenwandler-Elektroden (Eij) mit gleichanteilsfreien Steuerspannungen (Vij) angesteuert werden können. Hierdurch wird eine DC-Drift sicher vermieden.

Description

Die Erfindung betrifft einen gleichspannungsdriftfreien Pola­ risationstransformator nach dem Oberbegriff des Patentan­ spruchs 1.

In der älteren Patentanmeldung DE 198 30 990.2 ist ein Pola­ risationstransformator/Kompensator beschrieben, der auf einem doppelbrechenden Substratmaterial realisiert ist. Dieser stellt die Weiterentwicklung eines in IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol. QE-18, Nr. 4, April 1982, Seite 767 bis 771 beschriebenen Polarisationstransformators dar.

Diese Anordnung besteht aus einem Lithiumniobatchip, der an seiner Oberfläche Elektroden aufweist. Zwischen dem Substrat und den Elektroden wird üblicherweise eine isolierende Puf­ ferschicht angebracht, die bei der Verwendung von metalli­ schen Elektroden die Dämpfung des optischen Signals verhin­ dert. Bei diesem Aufbau tritt das Problem der sogenannten von Gleichspannungen verursachten DC-Drift (DC = Gleichstrom) auf. Diese entsteht dadurch, daß Pufferschichten und Elektro­ den unterschiedliche Verhältnisse von Dielektrizitätskonstan­ te zur Leitfähigkeit besitzen. Durch die dielektrischen Ei­ genschaften von Substrat und Pufferschicht stellt sich nach Anlegen einer Gleichspannung an eine Elektrode zunächst eine durch das elektrostatische Feld gegebene Potentialverteilung ein. Im Laufe der Zeit wird sich diese ändern und in eine durch Leitfähigkeiten von Substrat und Pufferschicht verur­ sachte Potentialverteilung übergehen. Obwohl die Spannung an den Elektroden gleich bleibt, ändert sich das Feld im Inneren des Lithiumniobatchips aufgrund der neuen Potentialvertei­ lung, insbesondere auch im optischen Wellenleiter, so daß ein anderer als der gewünschte elektrooptische Effekt entsteht.

Eine weitere, sehr schädliche Ursache der DC-Drift wird darin vermutet, daß bei hoher eingestrahlter optischer Leistung, aber auch schon bei üblicher Leistung im Laufe der Zeit durch Absorption Ladungsträgerpaare gebildet werden. Wenn zwischen Elektroden eine Gleichspannung und somit ein elektrisches Feld anliegt, werden diese Ladungsträgerpaare durch das elek­ trische Feld getrennt. Dies führt zu einer Schwächung des elektrischen Feldes. Im Laufe der Zeit werden deshalb immer höhere Spannungen benötigt, um die gewünschten Polarisation­ stransformationen zu erzielen. Dies erschöpft entweder die Fähigkeiten der vorhandenen Spannungsquellen oder es kommt zu Überschlägen zwischen den Elektroden. Hierbei ist zu beden­ ken, daß man bei einem leistungsfähigen Polarisationstrans­ formator der oben genannten Art u. U. recht hohe Spannungen bis etwa 100 V benötigen kann. Die DC-Drift kann deshalb die ordnungsgemäße Funktion eines Kompensators einschränken oder sogar verhindern.

Bisher wurde versucht, durch verbesserte Technologie mit ei­ ner verbesserten Abstimmung von Dielektrizitätskonstanten und Leitfähigkeit der Pufferschicht, einem verlustarmen Kristall und anderen Maßnahmen das Problem zu lösen. Selbst bei Lithi­ umniobat-Intensitätsmodulatoren, die nur mit kleinen Spannun­ gen betrieben werden, scheint dies nur teilweise gelungen zu sein.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine relativ einfache Maßnahme zur Vermeidung der DC-Drift bei Polarisationstrans­ formatoren (PMD-Kompensatoren) anzugeben.

Diese Aufgabe wird durch in den unabhängigen Ansprüchen 1 und 5 angegebenen Verfahren gelöst. In einem unabhängigen Pa­ tentanspruch 10 wird ein geeigneter Polarisationstransforma­ tor (PMD-Kompensator) angegeben.

Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen an­ gegeben.

Die Lösung des Problems liegt in der Verwendung von gleichan­ teilsfreien Steuerspannungen.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn ein differentieller TE-TM- Phasenmodulator, (TE-transversal-elektrisch; TM- transversal-magnetisch) am Eingang eines Kompensators vorge­ sehen ist.

Dies hat den Vorteil, daß eine differentielle TE-TM- Phasenmodulation der eingestrahlten Lichtwelle erzeugt wird. Bei geeigneter Ausprägung dieser Phasenmodulation können die nachfolgenden TE-TM-Wandlerzellen mit gleichspannungsfreien Signalen angesteuert werden.

Vorteilhaft ist die Ansteuerung des TE-TM-Phasenmodulators mit einer Dreieckspannung niedriger Frequenz. Hierdurch kön­ nen die TE-TM-Wandlerelektroden mit gleichanteilsfreien Cosi­ nus- bzw. Sinusspannungen (genauer: meist mit aneinanderge­ fügten jeweils eine Periode umfassenden Abschnitten von Si­ nusspannungen) angesteuert werden. Diese Wandlerspannungen werden als Cosinus- bzw. Sinusfunktionen vorgegeben, wobei die eigentliche PMD-Kompensation nur durch Änderung der Am­ plitude und der Phase erfolgt. Da die Dreiecksspannung eben­ falls gleichanteilsfrei gewählt werden kann, tritt in diesem Fall auch im differentiellen TE-TM-Phasenmodulator keine DC- Drift auf; allerdings wäre sie dort ohnehin nicht störend.

Zumindest ein Teil der Wandler-Steuerspannungen kann auch von einer Regeleinrichtung erzeugt werden.

Alternativ zur Verwendung eines TE-TM-Phasenmodulators kann eine entsprechende differentielle TE-TM-Phasenmodulation auch durch einige, vorzugsweise im Eingangsteil des Chips gelegene TE-TM-Wandler erzeugt werden. Hierzu erhalten die nicht im Eingangsbereich des Chips angeordneten Wandlerzellen gleich­ spannungsfreie Steuerspannungen, während die Steuerspannungen der ersten Wandlerzellen von der Kompensationsregelung er­ zeugt werden. Dies bewirkt, daß man zwar auf den TE-TM- Phasenmodulator verzichten kann, weil diese Aufgabe von den vordersten TE-TM-Wandlerzellen selbst übernommen wird, hat aber den Nachteil, daß die dazu erforderlichen Spannungen normalerweise nicht gleichanteilsfrei sind, so daß es in den vordersten TE-TM-Wandlern eine DC-Drift geben könnte.

Vorteilhaft kann die Verwendung eines zweiten TE-TM- Phasenmodulators sein, um einer von der Ansteuerspannung zei­ tunabhängige Ausgangspolarisation zu erhalten.

Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen näher er­ läutert.

Es zeigen:

Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Kompensators,

Fig. 2 einen PMD-Kompensator mit Polarisationsstrahltei­ ler,

Fig. 3 eine Regeleinrichtung zur PMD-Kompensation,

Fig. 4 eine Variante erfindungsgemäßen Kompensators,

Fig. 5 ein Zeitdiagramm der Modulationswinkelfunktion und

Fig. 6 ein Zeitdiagramm der Wandler-Steuerspannungen.

Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Po­ larisationstransformators/PMD-Kompensators K1. Dieser ist als Chip mit einem Lithiumniobatsubstrat SUB realisiert. Andere in Frage kommende Materialien sind Lithiumtantalat oder ähn­ liche hoch doppelbrechende Materialien. Die kristallographi­ schen Achsen Y und Z liegen in der Zeichnungsebene, die kri­ stallographische Achse X geht in die Zeichenebene hinein. Es sind auch andere Ausführungsformen denkbar.

Ein Wellenleiter WG ist an der Chipoberfläche durch Titan- Eindiffusion realisiert. Der Wellenleiter WG ist einmodig, so daß TE- und TM-Wellen mit einer Brechzahldifferenz von etwa 0,07 ausbreitungsfähig sind. Auf der Chipoberfläche ist zu­ nächst eine Pufferschicht PS aus Siliziumdioxid oder einem anderen Isolator angebracht (wenn dagegen die Elektroden op­ tisch transparent sind, beispielsweise aus Indium-Zinn-Oxid gefertigt sind, kann auf die Pufferschicht unter Umständen verzichtet werden).

Auf die Pufferschicht sind elektrisch leitfähige Interdigita­ lelektroden E1j, E2j aufgedampft, die die Form eines Kammes aufweisen, dessen Zinken (Stichleitungen, Finger) quer zum Wellenleiter angeordnet sind. Eine Elektrode M mit ebenfalls quer zum Wellenleiter angeordneten Zinken verläuft meander­ förmig über den gesamten Chip und kann an Masse gelegt werden (Masse-Elektrode). Ausführungsformen, in denen alle Kammelek­ trodenanschlüsse auf einer Seite des Wellenleiters liegen, während die Masseelektrodenkämme alle auf der anderen Seite des Wellenleiters miteinander verbunden sind, sind ebenfalls möglich. Die anderen kammförmigen Modenwandler-Elektroden E1j, E2j (j = 1, 2, . . ., n), auch als Modenwandler bezeichnet, sind voneinander elektrisch isoliert. Die an den Elektroden anliegenden Steuerspannungen Vij können individuell oder in Gruppen identisch gewählt werden. Jeweils zwei Elektroden E1j und E2j werden als TE-TM-Wandlerzelle Pj bezeichnet.

Eine Spannung an einer Elektrode erzeugt ein elektrisches Feld im Wellenleiter WG, das örtlich periodisch in Ausbrei­ tungsrichtung Y oder entgegengesetzt hierzu verläuft. Durch die örtliche Periodizität des elektrostatischen Feldes wird eine Phasenanpassung zwischen TE- und TM-Welle erreicht, wo­ bei sich die Modenwandlerbeiträge aufeinanderfolgender Elek­ trodenfinger addieren.

Die optische Welle bzw. das optische Signal OS durchläuft den Chip vom Eingang IN bis zum Ausgang OUT. Die Periodenlänge L zwischen den einzelnen Elektrodenzinken ist etwa gleich einer Schwebungswellenläge zwischen TE- und TM-Welle gewählt. Eine Schwebungswellenlänge ist diejenige Länge, bei der der Retar­ der/Kompensator mit TE- und TM-Wellen als Eigenmoden gerade eine Phasenverzögerung von 360° zwischen diesen Eigenmoden aufweist. Bei einer optischen Wellenlänge von 1550 nm (Nanome­ ter) entspricht diese Schwebungswellenlänge in Lithiumniobat etwa 21 µm (Mikrometer).

Die Periodenlänge der Elektrodenzinken einer Elektrode, der Abstand L, ist etwa gleich der Schwebungswellenlänge. Die Zinkenbreite und die Elektrodenabstände werden deshalb zweck­ mäßigerweise jeweils etwa gleich L/4 gewählt. Damit erhält man eine gleichförmige Struktur, in welcher Zinkenbreiten und Zwischenräume gleich groß sind.

Um eine TE-TM-Konversion mit variabler Phase durchführen zu können, sind jeweils nach den periodischen Zinken einer Elek­ trode zusätzliche Abstände von abwechselnd L/4 und 3L/4 vor­ gesehen. Damit erhält man zusätzliche Phasenverzögerungen zwischen TE- und TM-Wellen von 90° bzw. 270°, durch letztere wird die erstere wieder rückgängig gemacht so daß sich TE-TM- Wandlung mit unterschiedlichen Phasenwinkeln auswirkt und un­ terschiedliche Polarisationszustände einstellbar sind. Die Masseelektrode M hat an diesen Stellen jeweils eine Gesamt­ breite von etwa L/2 bzw. L.

Im Bereich des Eingangs IN des Chips ist ein erster differen­ tieller TE-TM-Phasenmodulator PH1 und im Bereich des Ausgangs OUT ein zweiter differentieller TE-TM-Phasenmodulator PH2 vorgesehen.

Durch Anlegen einer periodischen Spannung VP1 an den Phasen­ modulator PH1 wird eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit einem sich zeitlich ändernden Modulationswinkel ϕ, der Phasenverschiebung zwischen TE- und TM-Welle, erzeugt.

Unter Verwendung der elektrooptischen Koeffizienten r33 und r13, der Elektroden- und Wellenleitergeometrie und des Über­ lappintegrals zwischen elektrischem Feld und optischem TE- bzw. TM-Modus kann man die Proportionalitätskonstante V1 zwi­ schen dem zeitabhängigen Modulationswinkel ϕ(t), als Modula­ tionswinkelfunktion bezeichnet, und erforderlicher Modulator- Steuerspannung (Phasenschieberspannung) VP1 = V1 . ϕ(t) berech­ nen. Da die linearen elektrooptischen Koeffizienten r33 und r13 dominieren, ist in sehr guter Näherung von einer propor­ tionalen Beziehung zwischen VP1 und ϕ auszugehen. Der genaue Berechnungsweg ist für den Fachmann aus Appl. Phys. Lett. 47(11), 1. Dezember 1985, Seiten 1137 bis 1139 ersichtlich. Auch in anderen Materialien kann die Phasenschieberwirkung auf ähnliche Weise berechnet werden; sie kann in jedem Fall aber auch einfach gemessen werden.

Eine günstige Maßnahme ist es, den TE-TM-Phasenmodulator mit einer Dreiecksspannung VP1 = V1 . ϕ(t) anzusteuern, die durch den elektrooptischen Effekt eine ebenfalls dreieckförmige differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit der Modulationswin­ kelfunktion ϕ(t) erzeugt, wobei der maximale Phasenunter­ schied zwischen TE- und TM-Welle von ±π bzw. von 2π (oder ein Vielfaches davon) beträgt. Bei dieser Modulationswinkelfunk­ tion ϕ(t) ist auch VP1 gleichanteilsfrei (Fig. 5). Es sind jedoch auch Modulator-Steuerspannungen VP1 = V1 . ϕ(t) + C möglich.

Einziger Nachteil des TE-TM-Phasenmodulators ist, daß er, wenn er auf doppelbrechendem Substrat realisiert ist, auch selbst PMD (Polarisationsmodendispersion) erzeugt, wodurch der PMD-Kompensationsbereich der Anordnung etwas verringert wird.

Die beiden Elektroden einer TE-TM-Wandlerzelle wurden bisher mit Gleichspannungen betrieben, die sich in der Form V1j = Vxj . cos(γj) bzw. V2j = Vyj . cos(γj - αj) bzw. V2j = Vyj . sin(γj) darstellen lassen (j = Index der TE-TM-Wandlerzelle Pj, Fig. 1). αj ist ein Winkel, der später noch erläutert wird. Die Werte Vxj und Vyj sind umgekehrt proportional zur jeweiligen Zinkenanzahl der Elektroden E1j bzw. E2j zu wählen.

Erfindungsgemäß werden statt der bisher verwendeten Gleich­ spannungen Wandler-Steuerspannungen V1j = Vxj . cos(γj - ϕ(t)) bzw. V2j = Vyj . cos(γj - αj - ϕ(t)) verwendet und dabei die Winkelfunktionen cos(ϕ(t)) und sin(ϕ(t)) zeitlich mittel­ wertsfrei gestaltet, wozu ϕ(t) in stetiger Weise geeignet zeitlich verändert wird. Beispielsweise wird als Modulations­ winkelfunktion ϕ(t) mit Hilfe einer gespeicherten Tabelle durch einen Digital-Analog-Wandler eine bis auf Quantisie­ rungsfehler im wesentlichen stetige Dreiecksfunktion er­ zeugt("stetig" ist für alle Funktionen in diesem Sinne zu verstehen), daß sich eine differentielle Phasenmodulation mit einem maximalen Modulationswinkel ϕ von ±π ergibt (Fig. 5).

In Fig. 6 ist der Verlauf der Wandler-Steuerspannungen V1j und V2j, die Funktionen der Modulationswinkelfunktion ϕ(t) sind, über der Zeitachse "t" dargestellt. Die Wandler- Steuerspannungen V1j und V2j setzen sich bei der gewählten dreiecksförmigen Modulationswinkelfunktion ϕ(t) aus aneinan­ dergefügten ganzen Cosinus- bzw. Sinusperioden zusammen. Bei einem Winkel von (γj - ϕ(t)) = 0 beträgt der cos(γj - ϕ(t)) = 1, bei dem die Wandler-Steuerspannung V1j ihr Maximum er­ reicht. Die zeitlichen Mittelwerte sind gleichanteilsfrei, so daß die Elektroden E1j und E2j gleichspannungsdriftfrei ar­ beiten. Je nach Definition der Richtung der differentiellen Phasenverschiebung ϕ(t) kann sich eine positive oder negative Proportionalitätskonstante V1 ergeben.

(Statt einer gewählten Phasenschieberspannung VP1 = V1 . ϕ(t) kann stets auch eine um eine Konstante C verschobene Spannung VP1 + C gewählt werden, die sich bei Verwendung eines Phasen­ winkels ϕ(t) + C/V1 ergäbe, denn wenn die Funktionen cos(ϕ(t)) und sin(ϕ(t)) zeitlich mittelwertsfrei sind, so sind es auch die Funktionen cos(ϕ(t) + C/V1) und sin(ϕ(t) + C/V1). Da der Nullpunkt des Winkels ϕ(t) aber ohnehin belie­ big definiert werden kann, erscheint die Darstellung VP1 = V1 . ϕ(t) als ausreichend.)

Die durch den TE-TM-Phasenmodulator verursachte Störung der Kompensation von Polarisationsmodendispersion läßt sich gera­ de dann vermeiden oder ausgleichen, wenn statt der üblichen Gleichspannungssignale diese TE-TM-Wandlersignale verwendet werden. Diese modifizierten Signale sind unter der verein­ fachten Annahme konstanter Amplituden der Wandler- Steuerspannungen (Elektodenspannungen) V1j, V2j und konstan­ ter Phasenwinkel γj gleichanteilsfrei, so daß die TE-TM- Wandler driftfrei arbeiten.

Zu ergänzen ist noch, daß bei Wandlerzellen mit gleichlangen Wirkungslängen (gleiche Anzahl der Elektrodenzinken) auch mit gleichgroßen Wandlerspannungen betrieben werden. Normalerwei­ se werden die Zinkenanzahlen der Elektroden E1j und E2j je­ weils gleich groß gewählt. In diesem Fall kann Vxj = Vyj = V0j gewählt werden. Die zukünftigen Betrachtungen setzen ei­ nen entsprechenden symmetrischen Aufbau voraus.

Die Wandlerspannungen und die Phasenwinkel können zur PMD- Kompensation geändert werden. In der Regel besteht keine Kor­ relation zwischen den erforderlichen zeitlichen Variationen und der Funktion ϕ(t).

Statt eines dreiecksförmigen Signals kann auch jedes andere stetige zeitveränderliche Signal zur Ansteuerung des Phasen­ modulators gewählt werden, für welches die zeitlichen Mittel­ werte der Winkelfunktionen cos(ϕ(t)) und sin(ϕ(t)) verschwin­ den, beispielsweise eine asymmetrische Dreieckspannung oder eine Sinusspannung, welche eine differentielle Phasenmodula­ tion mit einem Spitzenhubwinkel von ±2,4 Radiant erzeugt oder auch eine verschliffene Rechteckspannung oder Trapezspannung, welche eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit einem Spitzenhubwinkel von wenig mehr als ±π/2 erzeugt. Letztere Ausführung hat den Vorteil, daß die erforderliche Spannung VP1 oder die Länge der TE-TM-Phasenmodulatoren PH1, PH2 mini­ mal ist.

Die Frequenz der Modulationswinkelfunktion ϕ(t) ist prinzipi­ ell beliebig. Denkbare Frequenzen liegen im Bereich von 1 µHz (Mikrohertz) bis 1 MHz (Megahertz). Die geringste Störung der PMD-Kompensation erhält man allerdings dann, wenn die Fre­ quenz recht klein gewählt wird. Sie muß lediglich so groß sein, daß während einer Periode DC-Drifteffekte vermieden werden; vorzugsweise sollten folglich kleine Frequenzen im Bereich von 1 mHz (Millihertz) bis 1 kHz verwendet werden.

Um eine von der Modulationswinkelfunktion ϕ(t) zeitunabhängi­ ge Ausgangspolarisation zu erhalten, ist ein zweiter TE-TM- Phasenmodulator PH2 am Ausgang des Chips entsprechend Fig. 1 vorgesehen, welcher eine differentielle TE-TM- Phasenmodulation mit der Modulationswinkelfunktion -ϕ(t) er­ zeugt. Da die Masseelektrode des zweiten TE-TM- Phasenmodulators im Ausführungsbeispiel auf der anderen Seite des Wellenleiters liegt wie beim eingangsseitigen, kann der ausgangsseitige Phasenmodulator - gleiche Länge wie beim ein­ gangsseitigen Phasenmodulator vorausgesetzt - mit derselben Spannung VP2 = VP1 betrieben werden. Durch den zweiten diffe­ rentiellen TE-TM-Phasenmodulator PH2 kann trotz differentiel­ ler Phasenmodulation und modulierten Wandler-Steuerspannungen eine konstante Ausgangspolarisation erreicht werden. Dieses kann dann interessant sein, wenn orthogonal polarisierte Si­ gnale im Polarisationsmultiplexbetrieb übertragen werden. Wenn dagegen auf eine von ϕ(t) unabhängige Ausgangspolarisa­ tion verzichtet werden kann, und dies ist bei vielen Anwen­ dungsfällen gegeben, kann auf den zweiten differentiellen TE- TM-Phasenmodulator PH2 am Chipausgang verzichtet werden.

Werden Signale mit einem Polarisationsmultiplex- Übertragungsverfahren übertragen, so können die PMD-Einflüsse auf die unterschiedlichen Polarisationen gemeinsam kompen­ siert werden. Die Aufteilung der polarisierten Signale er­ folgt am Ausgang des Kompensatorbausteins. Auch kann die An­ ordnung selbst ohne zweiten Phasenmodulator PH2 bestimmte konstante Ausgangspolarisationen erzeugen, nämlich TE oder TM. Deshalb ist der Polarisationsmultiplexbetrieb auch ohne zweiten Phasenmodulator am Polarisatorausgang möglich. Diese Polarisationen werden am Ausgang des Chips gedemultiplext, beispielsweise mit Hilfe eines auf dem Chip integrierten TE- TM-Strahlteilers PBS.

Ein entsprechendes Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt Fig. 2. Bis auf den TE-TM-Polarisationsstrahlteiler PBS im Ausgangsbereich des Chip ist Fig. 2, vom ausgangsseitigen Phasenmodulator abgesehen, identisch mit Fig. 1. Der Polari­ sationsstrahlteiler besitzt die Form eines optischen Richt­ kopplers mit zwei Eingängen E1, E2 und zwei Ausgängen OUT1, OUT2. Die Richtkopplerstruktur ist wiederum durch Wellenlei­ ter WG definiert. Einer der Eingänge E1 ist an den eigentli­ chen PMD-Kompensator angekoppelt. Im Kopplungsbereich KB des Polarisationsstrahlteilers werden die Lichtwellen übergekop­ pelt, wobei wegen der unterschiedlichen Modenfelder und der Doppelbrechung des Kristalls TE- und TM-Wellen unterschied­ lich gekoppelt werden. Bei geeigneter Dimensionierung erhält man an einem Ausgang OUT1 eine Polarisation, beispielsweise TE, während am anderen Ausgang OUT2 die dazu orthogonale, in diesem Fall TM, erscheint. An den Ausgängen OUT1 und OUT2 können zwei optische Empfänger angeschlossen werden. Ggf. können dort auch noch weitere Polarisatoren vorgesehen sein, um das Auslöschungsverhältnis der jeweils unerwünschten ge­ genüber der gewünschten Polarisation zu verbessern.

Auch weitere Ausführungsbeispiele lassen sich durch einen ausgangsseitigen Polarisationsstrahlteiler zu einem PMD- Kompensator und Polarisationsdemultiplexer ergänzen.

Ausführungsbeispiele von Polarisationsstrahlteilern PBS sind in Fig. 7 des Beitrags H. Herrmann et al., D. A. Smith, W. Sohler, "Integrated optical, acoustically tunable wavelength filters and switches and their network applications", Proc. ECIO 1993, Neuchâtel, Switzerland, S. 10-1 bis 10-3 sowie den dort angegebenen Literaturstellen zu entnehmen. Insbesondere können statt des Kopplungsbereichs KB protonenausgetauschte Wellenleiter eingesetzt werden.

In dem Fall, daß Vxj = Vyj = V0j ist, lassen sich die Wand­ ler-Steuerspannungen Vij (i = 1, 2; j = 1, 2, . . ., n) entspre­ chend der bereits allgemein beschriebenen Steuerspannungen in der Form V1j - V0j . cos((γj - ϕ(t)) bzw. V2j = V0j . cos(γj - αj - ϕ(t)) darstellen. Dabei bestimmt die Amplitude von V0j die Stärke der TE-TM-Modenwandlung. Da zwischen benachbarten Mo­ denwandlerselektroden jeweils ¼ oder ¾ einer Schwebungswel­ lenlänge zusätzlich Platz vorgesehen ist, ergibt sich in die­ sem Ausführungsbeispiel geometriebedingt αj = ±π/2. Die Größe γj kann ebenso wie V0j im Laufe der Zeit verändert werden, um den Erfordernissen der PMD-Kompensation nachzukommen. Die Phase (γj - ϕ(t)) bzw. (γj - αj - ϕ(t)), unter der die TE-TM- Modenwandlung erfolgt, verändert sich - wegen zeitabhängigem ϕ(t) in zeitabhängiger Form - gerade entgegengesetzt zu der durch den eingangsseitigen Phasenmodulator erzeugten diffe­ rentiellen TE-TM-Phasenmodulation mit dem Winkel ϕ(t), kurz, die durch Verwendung von Wechselspannungen bewirkten Effekte verändern die PMD des Kompensatorbausteins und somit auch die PMD-Kompensationsfunktion nicht, weil sie sich diesbezüglich gegenseitig aufheben. (Der Phasenmodulation am Eingang ent­ spricht eine Längenänderung im Eingangsbereich. Eine Änderung der Modenwandlerspannungen entspricht einer longitudinaler Verschiebung der Elektroden. Wenn die longitudinale Elektro­ denverschiebung der Längenänderung im Eingangsbereich gerade entgegengesetzt ist, bleiben die Elektroden, auf den Chipan­ fang vor dem Phasenmodulator bezogen, an derselben Stelle, so daß auch die Polarisationstransformation und die PMD des Kom­ pensators und somit die PMD-Kompensation dieselbe bleibt.)

Mehrere TE-TM-Modenwandlerzellen können neben der gewünschten Modenwandlung auch eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation erzeugen, weil sie als allgemeiner elliptischer Retarder wir­ ken. Die am Chipeingang durch den differentiellen TE-TM- Phasenschieber erzeugte Phasenmodulation mit der Modulations­ winkelfunktion ϕ(t) kann in Spezialfällen oder unter dem Ein­ fluß praktischer Unzulänglichkeiten verschiedener Art bereits von den darauf folgenden Wandlerzellen kompensiert worden sein, so daß für die weiter hinten gelegenen Wandlerzellen keine gleichanteilsfreien Steuerspannungen gewählt werden können. Um diesen Effekt zu vermeiden, können noch mehrere differentielle TE-TM-Phasenmodulatoren vorgesehen werden (dies entspricht einer Serienschaltung mehrerer Kompensatoren entsprechend Fig. 1).

Bei sehr kleinen Frequenzen der Modulationswinkelfunktion ϕ(t) ist es nicht erforderlich, alle TE-TM-Wandlerzellen mit Spannungen V0j . cos(γj - ϕ(t)) bzw. V0j . cos(γj - αj - ϕ(t)) anzu­ steuern. Die Ansteuerung einiger oder auch aller Wandlerzel­ len kann vielmehr einer Regeleinrichtung überlassen werden, die gleichzeitig die PMD kompensiert. Eine Vorgabe der Wand­ lerspannungen in der vorstehend beschriebenen Form ist jedoch vorzuziehen, da diese sowohl das Ziel der PMD-Kompensation als auch das Ziel gleichanteilsfreier Steuerspannungen kom­ promißlos erreicht.

Alternativ kann man unter Verzicht auf den TE-TM- Phasenmodulator den TE-TM-Wandlerzellen, mit Ausnahme der im Chip vorne in Eingangsnähe gelegenen Wandlerzellen, Spannun­ gen der Form V0j . cos(γj - ϕ(t)) bzw. V0j . cos(γj - αj - ϕ(t)) auf­ prägen. Die vorderen TE-TM-Wandler müssen nun - gesteuert vom Regelalgorithmus - eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit dem Winkel ϕ(t) erzeugen.

In Fig. 3 ist das Prinzip einer Regeleinrichtung darge­ stellt. Einem Empfangsterminal RX wird ein optisches Signal OS zugeführt. Dieses durchläuft einen PMD-Kompensator K1 und wird anschließend in einer Fotodiode PD demoduliert, der ein Entscheider DFF nachgeschaltet ist. Das am Ausgang der Foto­ diode abgegebene Basisbandsignal BB wird über ein Bandpaßfil­ ter FI einer Meßeinrichtung ME, beispielsweise einem Gleich­ richter, zugeführt, die über einen Regler MP mit Hilfe von Steuerspannungen Vij den PMD-Kompensator steuert.

Die eigentliche PMD-Kompensation erfolgt dadurch, daß die Am­ plitudenwerte von Vij (Vxj und Vyj) bzw. V0j und die Phasen­ winkel γj variiert werden. Durch den Kompensationsvorgang kann es auch zu einem kurzzeitigen Abweichung vom Ideal einer gleichanteilsfreien Steuerspannung/Elektrodenspannung kommen. Auch sind selbstverständlich zulässige Abweichungen von dem Ideal der gleichanteilsfreien Steuerspannung möglich Im Regelfall können solche Abweichungen für den Kompensati­ onsvorgang vernachlässigt werden

Ob man Vxj und Vyj (bzw. V0j) und γj bei der PMD-Kompensation variiert, also Parameter, die jeweils zwei Wandlerspannungen V1j und V2j gemeinsam beeinflussen können, oder ob man zu diesem Zweck einfach die Wandlerspannungen V1j und V2j jede für sich variiert, ist ohne Bedeutung, ebenso, wie es egal ist, ob man eine komplexe Zahl nach Betrag und Phase oder nach Real- und Imaginärteil darstellt.

Im einfachsten Fall wird zunächst eine der Elektrodenspannun­ gen schrittweise variiert, wobei als Gütekriterium die gleichgerichtete Ausgangsspannung U1 gilt, die an dem Band­ paßfilter FI, das als Mittenfrequenz die halbe Schrittfre­ quenz aufweist, gemessen wird.

Im einzelnen erfolgt die PMD-Kompensation, indem eine oder beide Elektrodenspannungen einer Wandlerzelle versuchsweise um eine vorgegebene Größe geändert wird/werden. Die gleichge­ richtete Ausgangsspannung U1 des Filters FI wird anschließend gemessen. Verbessert sich nach einer Änderung der Elektroden­ spannung(en) diese Spannung U1, dann wird diese Änderung bei­ behalten oder eine nochmalige gleichgerichtete Änderung durchgeführt. Verringert sie sich dagegen, wird die Änderung zumindest teilweise zurückgenommen oder sogar durch eine Än­ derung vom Ausgangspunkt in der der ursprünglichen Änderungs­ richtung entgegengesetzten Richtung ersetzt.

Danach werden die weiteren Elektrodenspannungen optimiert. Dabei kann es günstig sein, wenn zunächst erst jede vierte, achte oder sechzehnte Elektrodenspannung zu optimieren, weil dies die besonders störende PMD-Anteile niedriger Ordnung am schnellsten kompensiert. Dieser Vorgang wird zyklisch wieder­ holt, bis das Optimum erreicht ist.

Das Maximum ist erreicht, wenn die Augenöffnung des Basis­ bandsignals maximal ist, also bei einer unverzerrten optima­ len Übertragung. Als Maß dafür dient die gleichgerichtete Spannung U1.

Alternativ dazu kann man Veränderungen der Elektrodenspan­ nung(en) vom bisherigen Arbeitspunkt aus probeweise in beide Richtungen durchführen. Man kann dann aus Differenzen der gleichgerichteten Spannung U1 näherungsweise einen Gradienten dieser gleichgerichteten Spannung U1 ermitteln, und sie dann in Richtung des Gradienten so verändern, daß sie einem Maxi­ mum zustrebt.

Bei der zyklischen Wiederholung des Regelungsvorgangs kann es zweckmäßig sein kann, die Beträge der an den Elektroden an­ liegenden zu optimierenden Spannungen zunächst etwas zu redu­ zieren, da ein Überschreiten der zulässigen Elektrodenspan­ nungsbeträge so verhindert werden kann. Zusätzlich oder al­ ternativ dazu kann die Elektrodenspannung bei jedem Durchgang begrenzt werden.

Falls man bereit ist, eine kompliziertere Verdrahtung auf dem Chip in Kauf zu nehmen, beispielsweise Überkreuzungen von elektrischen Leitungen mittels isolierender Zwischenschich­ ten, so kann eine Variante K3 des Kompensators entsprechend Fig. 4 realisiert werden. Die Zinken der Modenwandler- Elektroden E11 und E21; E12 und E22, . . . bis E1n und E2n lie­ gen hier jeweils nacheinander zwischen zwei Zinken der Masse- Elektrode M und bilden Wandlerzellen PVj. Bei gleichen Maxi­ malstärken der elektrischen Felder, welche durch Materialkon­ stanten begrenzt sind, kann diese Variante Polarisation­ stransformation auf einer etwas kürzeren Strecke ausführen als der Polarisationstransformator nach Fig. 1 und bietet daher eine größere Variabilität der Polarisationstransforma­ tion bei gleicher Gesamtlänge des Chips. Außerdem sind wegen der geringeren Elektrodenabstände die zur Erzeugung einer be­ stimmten Feldstärke benötigten Elektrodenspannungen geringer.

Die Periodizität der Elektrodenzinken beträgt weiterhin L, deren Breite und die Abstände betragen etwa L/6. Die Erfor­ dernisse, Abstände L/4 und 3L/4 einzuführen entfällt. Es ist ein einziger TE-TM-Phasenmodulator PH1 am Eingang des Chips vorgesehen. Zur Ansteuerung der Elektroden werden wieder Steuerspannungen V1j = V0j . cos(γj - ϕ(t)) bzw. V2j = V0J . cos(γj - αj - ϕ(t)) verwendet. Da die Elektroden in Abständen von 1/3 einer Schwebungswellenlänge aufeinanderfolgen, ist in diesem Ausführungsbeispiel geometriebedingt αj = ±π/3. Dabei be­ stimmt V0j wieder die Stärke der TE-TM-Modenwandlung. Die Größe γj kann ebenso wie V0j im Laufe der Zeit verändert wer­ den, um den Erfordernissen der PMD-Kompensation nachzukommen.

Claims (14)

1. Verfahren zur gleichspannungsdriftfreien Kompensation von Polarisationsmodendispersion (PMD) mittels eines einen Wel­ lenleiter (WG) aufweisenden Chips mit mehreren quer zum Wel­ lenleiter (WG) verlaufenden kammartigen Modenwandler- Elektroden (E11 bis E2n), denen Wandler-Steuerspannungen (V1j, V2j) zur Änderung der PMD eines optischen Signals (OS) zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe eines im Bereich des Signaleingangs (IN) eines Polarisationstransformatorbausteins (K1, K2, K3) angeordneten ersten differentiellen TE-TM-Phasenmodulators (PH1) das opti­ sche Signal (OS) mit einer stetigen Modulationswinkelfunktion (ϕ(t)) differentiell phasenmoduliert wird, indem der TE-TM- Phasenmodulator mit einer Modulator-Steuerspannung (VP1 = V1 . ϕ(t)) angesteuert wird, die wenigstens näherungsweise eine lineare Funktion der Modulationswinkelfunktion (ϕ(t)) ist, wobei diese so gewählt ist, daß die zeitlichen Mittelwerte ihrer Kosinusfunktion [cos(ϕ(t))] und ihrer Sinusfunktion [sin(ϕ(t))] wenigstens näherungsweise verschwinden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß Wandler-Steuerspannungen [V1j = Vxj . cos(γj -ϕ(t)) bzw. V2j = Vyj . cos(γj - αj - ϕ(t))] verwendet werden, die wenigstens nähe­ rungsweise lineare Funktionen von phasenverschobenen Kosinus­ funktionen [cos(γj - ϕ(t)), cos(γj - αj - ϕ(t))] der Modulationswin­ kelfunktion (ϕ(t)) sind, und
daß zur Kompensation der PMD die Amplituden (Vxj, Vyj) und/oder die Phasenwinkel (γj) dieser Spannungen geändert werden.

3. Verfahren zur gleichspannungsdriftfreien Kompensation von Polarisationsmodendispersion (PMD) mittels eines einen Wel­ lenleiter (WG) aufweisenden Chips mit mehreren quer zum Wel­ lenleiter verlaufenden kammartigen Modenwandler-Elektroden (E11 bis E2n), denen Wandler-Steuerspannungen (V1j; V2j) zur Änderung der PMD eines optischen Signals (OS) zugeführt wer­ den, dadurch gekennzeichnet,
daß als Wandler-Steuerspannungen (V1j, V2j) stetig verlaufen­ de Spannungen [V1j = Vxj . cos(γj - ϕ(t)), V2j = Vyj . cos(γj - αj - ϕ(t))] verwendet werden, die wenigstens näherungsweise linea­ re Funktionen von phasenverschobenen Kosinusfunktionen [cos(γj - ϕ(t)), cos(γj - αj - ϕ(t))] einer stetigen Modulationswin­ kelfunktion (ϕ(t)) sind, wobei diese Modulationswinkelfunkti­ on (ϕ(t)) so gewählt ist, daß die zeitlichen Mittelwerte ih­ rer Kosinusfunktion [cos(ϕ(t))] und ihrer Sinusfunktion [sin(ϕ(t))] wenigstens näherungsweise verschwinden,
und daß zur Kompensation der PMD die Amplituden (Vxj, Vyj; V0j) und/oder die Phasenwinkel (γj) dieser Spannungen geän­ dert werden.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die differentielle TE-TM-Phasenmodulation des optischen Signals (OS) durch einen im Bereich des Eingangs angeordneten ersten differentiellen TE-TM-Phasenmodulators (PH1) mit Hilfe eines weiteren im Bereich des Signalausgangs (OUT) angeordne­ ten differentiellen TE-TM-Phasenmodulators (PH2), der eine differentielle TE-TM-Phasenmodulation mit entgegengesetzt verlaufender Modulationswinkelfunktion (-ϕ(t)) erzeugt, aufgehoben wird.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß nur ein Teil der TE-TM-Wandlerzellen (Pj) mit stetig ver­ laufenden mittelwertfreien Wandler-Steuerspannungen (V1j, V2j) angesteuert wird, während als Wandler-Steuerspannungen für die übrigen TE-TM-Wandlerzellen (Pj) von einer Regelein­ richtung erzeugte Regelspannungen (VRij) verwendet werden.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zum Ansteuern der Wandler-Elektroden (E1j, E2j) einer Wandlerzelle (Pj) Wandler-Steuerspannungen (V1j, V2j) mit gleicher Amplitude (V0j) verwendet werden.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationswinkelfunktion (ϕ(t)) zeitlich dreiecks-, sinus- oder trapezförmig verläuft.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, eine dreiecksförmige Modulationswinkelfunktion (ϕ(t)) mit Ma­ ximalwerten von n . ±π verwendet wird.

9. Polarisationstransformator (K1, K2, K3) zur gleichspan­ nungsdriftfreien Kompensation von Polarisationsmodentransfor­ mation (PMD) mittels eines einen Wellenleiter (WG) aufweisen­ den Chips mit mehreren quer zum Wellenleiter verlaufenden kammartigen Modenwandler-Elektroden (E11 bis E2n), denen Steuerspannungen (V1j, V2j) zur Änderung der Polarisationsmo­ denformation eines optischen Signals (OS) zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß eingangsseitig ein differentieller TE-TM-Phasenmodulator (PH1) vorgesehen ist.

10. Polarisationstransformator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß ausgangsseitig ein weiterer TE-TM-Phasenmodulator (PH2) vorgesehen ist.

11. Polarisationstransformator nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils TE-TM-Wandlerzellen (Pj) mit zwei Modenwandler- Elektroden (E1j und E2j; j = 1, 2, . .n) mit wechselnden Ab­ ständen zwischen benachbarten Modenwandler-Elektroden (E1j und E2j, E2j und E1(j + 1)) vorgesehen sind.

12. Polarisationstransformator (K2) nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet,
daß jeweils TE-TM-Wandlerzellen (PVj) aus zwei Modenwandler- Elektroden (E1j und E2j; j = 1, 2, . .n) vorgesehen sind und
daß zwischen zwei Zinken der Masse-Elektrode (M) zwei Zinken - je eine von jeder Modenwandler-Elektrode (E1j und E2j) - angeordnet sind.

13. Polarisationstransformator (K2) nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Modenwandler-Elektroden (E2j und E1(j + 1)) zweier Wandlerzellen (Pj) weitere differentielle TE-TM- Phasenmodulatoren angeordnet sind.

14. Polarisationstransformator nach einem der vorhergehenden Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet,
daß er in einem PMD-Kompensator (KOM) einer Empfangseinrich­ tung (RX) vorgesehen ist und
daß die als Wandler-Steuerspannungen verwendeten Regel­ spannungen (URij) durch Filtern und Gleichrichtung des aus dem empfangenen optischen Signals (OS) gewonnenen Basisband­ signals (BB) gewonnen wird.