DE19829802B4

DE19829802B4 - Schaltungsanordnung zum Schutz eines durch einen steuerbaren Schalter geschalteten Lastkreises

Info

Publication number: DE19829802B4
Application number: DE1998129802
Authority: DE
Inventors: Bican Samray
Original assignee: Tyco Electronics Logistics AG
Current assignee: TE Connectivity Solutions GmbH
Priority date: 1998-07-03
Filing date: 1998-07-03
Publication date: 2004-05-13
Anticipated expiration: 2018-07-04
Also published as: WO2000002298A2; DE19829802A1; WO2000002298A3

Abstract

Schaltungsanordnung zum Schutz eines durch einen steuerbaren Schalter geschalteten Lastkreises mit
– einem steuerbaren Schalter (1), der in einen Laststromleiter (3) geschaltet ist,
– einem Magnetfeldsensor (4), der an dem Laststromleiter (3) angeordnet ist,
– einer Referenzspannung,
– einem Meßsignalverstärker (5), der Ausgangssignale des Magnetfeldsensors (4) verarbeitet,
– einem Komparator (7), der einen ersten Eingang aufweist, an dem das Ausgangssignal des Meßsignalverstärkers (5) anliegt, und
– einer Überwachungseinheit (8), die anhand des Zustandes des Ausganges (K3) des Komparators (7) den steuerbaren Schalter (1) steuert,
dadurch gekennzeichnet,
– daß an Ausgängen des Magnetfeldsensors (4) ein zu einem Laststrom proportionales erstes Ausgangssignal (M_p) und ein zu dem Laststrom umgekehrt proportionales zweites Ausgangssignal (M_n) abgreifbar ist, wobei beide Signale (M_p, M_n) einen Offset aufweisen,
– daß die Referenzspannung durch eines der Ausgangssignale (M_p, M_n) des Magnetfeldsensors (4) gebildet ist,
– daß der...

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der US 4 456 943 für ein elektromagnetisches Relais mit einem Laststromsensor bekannt. Dabei ist der Laststromsensor zusammen mit einer Ausgangsschalteinheit des Relais in einen gemeisamen Schaltkreis integriert. Durch die Integration des Laststromsensors und des Ausgangsschaltkreises können zusätzliche externe Komponenten und Verschaltungen entfallen. Um eine ausreichende Meßempfindlichkeit zu erzielen, wird der Laststromsensor durch ein Hall-Element realisiert, wodurch eine angemessene Verstärkung der Meßsignale möglich ist.

Aus der DE 41 10 240 C1 ist eine Schaltungsanordnung zur Absicherung eines Laststromkreises in einem Kraftfahrzeug bekannt, bei der an dem Hauptstromleiter ein Stromsensor angebracht ist, dessen Ausgangssignal durch einen Komparator mit einem Referenzwert verglichen wird. Das Ausgangssignal des Komparators wird von einem Auswerteschaltung weiterverarbeitet. Die Referenzspannung ist festgelegt auf einen Wert, welcher abgestimmt ist mit der Stromleitfähigkeit des Hauptstromleiters und dem von der Ausstattung des Fahrzeugs abhängigen möglichen Maximalstrom.

Die DE 41 36 238 zeigt eine Überstromschutzanordnung für ein Gleichstromnetz. Um bei kurzfristigen Ladestromspitzen ein Abschalten des Hauptstromkreises zu vermeiden, wird ein Differenziator eingesetzt, außerdem wird bei Stromspitzen die Auslösestromstärke für eine definierte Zeitdauer bei Ladestromspitzen erhöht.

In der DE 197 43 238 A1 ist eine Schaltung zum Abtrennen einer Spannungsquelle von einem Verbraucher beschrieben, bei der ein Stromfühler ein Meßsignal bereitstellt, aus dem eine erste Spannung gebildet wird, die mit einer Referenzspannung durch eine erste Entscheideeinheit verglichen wird. Hierzu wird die aus dem gemessenen Strom abgeleitete erste Spannung einem ersten Eingang der ersten Entscheideeinheit zugeführt, an deren zweitem Eingang liegt eine zweite Spannung. Außerdem liegt zwischen dem ersten Eingang der ersten Entscheideeinheit und dem Verbraucher eine zweite Entscheideeinheit. Wenn die erste Spannung größer als die zweite Spannung ist, erfolgt die Trennung der Spannungsquelle von dem Verbraucher. Im Fall eines Kurzschlusses im Verbraucher bringt die zweite Entscheideeinheit die Spannung am ersten Anschluß der ersten Entscheideeinheit dauernd auf einen derart hohen Wert, daß der Verbraucher dauernd von der Spannungsquelle getrennt bleibt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine kostengünstige Ausführung einer Schaltungsanordnung der genannten Art zu schaffen, welche durch eine elektronische Schaltung angesteuert wird und einen integrierten Laststromsensor aufweist, welcher eine Kurzschlußstrom- bzw. Überlastüberwachung ermöglicht, so daß im Kurzschluß- bzw. Überlastfall sowohl der steuerbare Schalter als auch die Last durch Öffnen der Schaltkontakte gegen Zerstörung geschützt werden können. Insbesondere soll ein einfacher Abgleich elektrischer und mechanischer Toleranzen möglich sein.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Schaltungsanordnung gelöst mit den Merkmalen des Anspruchs 1.

Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.

Bei einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist es möglich, eine Relaiseinschaltverzögerung zu realisieren, welche notwendig ist, um ein mögliches, durch einen Lichtbogen verursachtes Kleben von Relaiskontakten im Falle einer Überlastung zu verhindern. Auf diese Weise ist auch im Kurzschlußfall ein verzögertes Wiedereinschalten des Relais möglich, wodurch sich die Kontaktsätze abkühlen können. Der Sinn der Verzögerung des Komparatorausgangssignales besteht darin, daß erst dann der Schalt-Zustandsspeicher bzw. die Schalteinheit angesprochen wird, wenn eine Kurzschluß- oder Überlastsituation vorliegt. Kurzzeitig auftretende Einschaltstromspitzen, beispielsweise beim Einschalten induktiver Lasten, würden in diesem Falle nicht als Kurzschluß- bzw. Überlastzustand bewertet. Damit führen derartige kurzzeitig auftretende Störgrößen , welche nicht durch einen kritischen Betriebszustand bedingt sind, nicht zu einem Ansprechen der Überwachungs- und Schutzelemete. Ferner wird die durch den Tiefpaß resultierende Zeitverzögerung zur Ausschaltverzögerung des Relais ausgenutzt. Die trägt ebenfalls zu einer Reduktion des Verschleißes an den Kontaktsätzen bei.

Der Zustandsspeicher ist vorzugsweise sowohl mit dem ersten Tiefpaß als auch mit dem zweiten Tiefpaß gekoppelt, da aus der Aktivierung bzw. Deaktivierung der Tiefpässe Aussagen über den Betriebszustand des Relais abgeleitet werden können. Um eine Aufbereitung des durch den Magnetfeldsensor gewonnenen Meßsignals zu ermöglichen, sollte der Magnetfeldsensor über einen Meßsignalverstärker mit einstellbarem Verstärkungsverhältnis an den Komparator gekoppelt sein. Zu sätzlich kann der Komparator Mittel zum Abgleich der Meßsignalverstärkerdrift aufweisen, welche durch zusätzliche Mittel zum Abgleich der Magnetfeldsensordrift ergänzt sein können.

Der Magnetfeldsensor ist vorzugsweise durch ein Hall-Element, insbesondere mit negativem Temperaturkoeffizient realisiert. Der positive Meßausgang des Hall-Sensors ist durch einen ersten Impedanzwandler abgestützt, an dessen Ausgang gleichzeitig das Referenzsignal anliegt. Somit ist die Referenzsignalquelle durch den ersten Impedanzwandler realisiert. Ferner ist der negative Meßausgang des Hall-Elementes mit einem nichtinvertierenden Eingang des Meßsignalverstäkers verbunden. Während ein positiver Stromversorgungsanschluß des Hall-Elementes über einen zweiten Impedanzwandler mit einem ersten Steuereingangsanschlußelement gekoppelt ist, weist der negative Stromversorgungsanschluß des Hall-Elements eine elektrische Verbindung zu dem zweiten Steuereingangsanschlußelement auf. Der Ausgang des Meßsignalverstärkers ist vorzugsweise mit einem ersten Komparatoreingang verbunden, wobei der Ausgang des ersten Impedanzwandlers und der invertierende Eingang des Meßsignalverstärkers an einem zweiten Komparatoreingang zusammengefaßt sind.

Ferner weist der Meßsignalverstärker vorzugsweise einen Operationsverstärker auf. Das Verstärkerverhältnis des Meßsignalverstärkers kann über zwei Widerstände eingestellt werden, wobei ein erster Widerstand zwischen dem invertierenden Eingang des zum Meßsignalverstärkers gehörigen Operationsverstärker und dem Ausgang des Operationsverstärkers angeschlossen ist, während der zweite Widerstand zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und dem zweiten Komparatoreingang angeordnet ist.

Der zweite Impedanzwandler ist vorzugsweise durch einen Operationsverstärker gebildet, dessen Ausgang mit dem positiven Stromversorgungsanschluß des Hall-Elementes verbunden ist.

Gleichzeitig ist der Ausgang des entsprechenden Operationsverstärkers auf den invertierenden Verstärkereingang zurückgekoppelt, wobei der nichtinvertierende Verstärkereingang mit dem ersten Steuereingangsanschlußelement verbunden ist. An den nichtinvertierenden Verstärkereingang des zum zweiten Impedanzwandler gehörigen Operationsverstärkers ist die Kathode einer Zehnerdiode angeschlossen, deren Anode elektrisch an das zweite Steuereingangsanschlußelement gekoppelt ist. Der nichtinvertierende Eingang des zum zweiten Impedanzwandler gehörigen Operationsverstärker kann über einen zusätzlichen Vorwiderstand mit dem ersten Steuereingangsanschlußelement verbunden sein.

Der Komparator weist vorzugsweise einen Operationsverstärker, ein ausgangsseitig an den Operationsverstärker angeschlossenes Schaltelement und Mittelt zum Einstellen des Komparatorschwellwertes auf, wobei ein nichtinvertierender Eingang des Operationsverstärkers den ersten Komparatoreingang bildet. In einer bevorzugten Ausgestaltung sind die Mittel zum Abgleich der Magnetfeldsensor- und Meßsignalverstärkerdrift in die Mittel zum Einstellen des Komparatorschwellenwertes integriert. Auf besonders einfache Weise können die Mittel zum Einstellen des Komparatorschwellwertes durch einen Spannungsteiler realisiert sein. Dabei ist ein erster Widerstand des Spannungsteilers zwischen dem zweiten Komparatoreingang und dem invertierenden Eingang des zum Komparator gehörigen Operationsverstärkers angeordnet. Ein zweiter Widerstand des Spannungsteilers stellt dagegen eine elektrische Verbindung zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und dem zweiten Steuereingangsanschlußelement dar. Vorzugsweise ist das zum Komparator gehörige Schaltelement durch einen Bipolartransistor realisiert, dessen Basis über einen zusätzlichen Vorwiderstand mit dem Ausgang des zum Komparator gehörigen Operationsverstärkers verbunden ist.

Sowohl der erste Tiefpaß als auch der zweite Tiefpaß sind in einer bevorzugten Ausführungsform jeweils durch ein RC-Glied realisiert. Dabei ist der erste Tiefpaß über die Initialisierungseinheit stets an die beiden Steuereingangsanschlußelemente angeschlossen. Der zweite Tiefpaß ist dagegen nur bei nicht verschwindendem Komparatorausgangssignal über die Initialisierungseinheit an die beiden Steuereingangsanschlußelemente angeschlossen. Die Funktion der Initialisierungseinheit besteht insbesondere darin, die Kondensatoren der RC-Glieder zu entladen und damit Anfangsbedingungen für die beiden Tiefpässe zu setzen.

Die Erfindung wird nachfolgend an Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
1 eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß 1 mit einer bevorzugten Ausführungsform einer Überwachungseinheit.
Die in 1 dargestellte Schaltungsanordnung weist einen Kontaktsatz 1 eines Relais' mit einem feststehenden und einem beweglichen Kontaktelement auf. Die beweglichen und feststehenden Kontaktelemente sind ferner mit Anschlußelementen ausgestattet, wobei ein erstes Lastanschlußelement L1 das dem beweglichen Kontaktelement zugeordnete Anschlußelement darstellt, während ein zweites Lastanschlußelement L2 das dem feststehenden Kontaktelement zugeordnete Anschlußelement darstellt. Ein nicht explizit dargestellter Anker bildet einen Teil des Magnetsystems des Relais und ist mechnisch mit den beweglichen Kontaktelementen gekoppelt. Ein elektrischer Leiter 3 ist von einem Laststrom 1, durchflossen. Über einen Magnetfeldsensor 4 wird das von dem Laststrom 1, hervorgerufene Magnetfeld erfaßt. Die Einkopplung des von dem Laststrom 1, hervorgerufenen Magnetflusses in den Magnetfeldsensor 4 erfolgt über einen den Laststromleiter 3 umgebenden Fußring 4a, welcher in 1 strichliert dargestellt ist. Der Magnetfeldsensor 4 kann einen dem Laststrom 1, proportionalen Magnetfluß in ein elektrisches Meßsignal umsetzen.
Bei dem Magnetfeldsensor 4 handelt es sich um ein Hall-Element. Ein positiver Stromversorgungsanschluß I_p ist durch eine Gleichspannungsquelle U_s gestützt, während der negative Stromversorgungsanschluß I_n des Hall-Elementes 4 elektrisch mit einem Bezugspotential GND verbunden ist. Ein positiver Meßausgang M_p des Hall-Elementes 4 ist mit einem ersten Eingang Q1 einer Referenzsignalquelle 6 verbunden. Die Referenzsignalquelle 6 ist durch einen ersten Impedanzwandler N4 realisiert, wobei der Ausgang Q3 des ersten Impedanzwandlers N4 auf den invertierenden Eingang Q2 des zugehörigen Operationsverstärkers zurückgekoppelt ist und das Referenzsignal liefert. Ein negativer Meßausgang M_n des Hall-Elementes 4 ist mit einem nicht invertierenden Eingang M1 eines optionalen Meßsignalverstärkers 5 verbunden. Das Referenzsignal am Ausgang Q3 der Referenzsignalquelle 6 wird einem invertierenden Eingang M2 des Meßsignalverstärkers 5 zugeführt. Der Ausgang M3 des Meßsignalverstärkers 5 ist mit einem ersten Eingang K1 eine Komparators 7 verbunden.
Der Ausgang Q3 der Referenzsignalquelle 6 ist mit einem zweiten Komparatoreingang K2 verbunden. In einer besonders einfach zu realisierenden Ausgestaltung weist der Komparator 7 einen Operationsverstärker N3, welcher die Funktion eines Schwellwertschalters hat, und einen durch zwei Widerstände R4 und R5 gebildeten Spannungsteiler auf. Ein nichtinvertierender Eingang des Operationsverstärkers N3 bildet gleichzeitig den ersten Komparatoreingang K1. Zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers N3 und dem Referenzpotential GND ist ein erster Widerstand R5 des Spannungsteilers angeordnet. Der zweite Widerstand R4 des Spannungsteilers ist zwischen dem zweiten Komparatoreingang K2 und dem invertierenden Eingang des Verstärkers N3 angeordnet. Durch die Be messung der Widerstände R4 und R5 ist es möglich, den Komparatorschwellwert beliebig anzupassen. Unterschreitet also das verstärkte Meßsignal einen bestimmten Schwellwert, liefert der Ausgang K3 des Komparators 7 ein von Null verschiedenes Komparatorausgangssignal, welches logisch einem positiven Zustand des Komparators 7 entspricht.
Ferner weist das Relais gemäß 1 eine Überwachungseinheit 8 auf, welche einen ersten Tiefpaß TP1, einen zweiten Tiefpaß TP2, eine Initialisierungseinheit IE und eine Schalteinheit SE enthält. Während der erste Tiefpaß TP1 durch ein zwischen zwei Steuereingangsanschlußelementen S1 und S2 anliegendes Steuereingangssignal angesteuert wird, wird der zweite Tiefpaß TP2 durch das Komparatorausgangssignal angesteuert. Das zweite Steuereingangsanschlußelement S2 ist elektrisch mit dem Referenzpotential GND verbunden. Die Initialisierungseinheit IE ist sowohl mit dem ersten Tiefpaß TP1 als auch mit dem zweiten Tiefpaß TP2 gekoppelt und dient dem Herstellen von Anfangsbedingungen für die beiden Tiefpässe TP1 und TP2. Des weiteren ist die Initialisierungseinheit IE mit der Schalteinheit SE gekoppelt, welche die elektrische Verbindung zwischen dem ersten Eingangsanschlußelement S1 und einem ersten Wicklungsanschlußelement W1 der Erregerspule 2 steuert. Das zweite Wicklungsanschlußelement W2 ist ebenso wie das zweite Steuereingangsanschlußelement S2 mit dem Referenzpotential GND verbunden. Die beiden Tiefpässe TP1 und TP2 sind ferner mit einer Schaltzustandsspeichereinheit 9 gekoppelt, welche die beiden Tiefpässe TP1 und TP2 auf Aktivierung oder Deaktivierung überprüft und daraus den Betriebszustand des Relais ableitet. Die Schaltzustandsspeichereinheit 9 ist mit Mitteln zum Kippen des Zustandes der Schalteinheit SE ausgestattet und weist infolgedessen auch eine Verbindung zur Schalteinheit SE auf. Ebenfalls mit der Schalteinheit SE der Überwachungseinheit 8 ist der erste Tiefpaß TP1 gekoppelt, wodurch eine Relaiseinschaltverzögerung realisiert wird. Der zweite Tiefpaß TP2 dient dem differenzierten Ansprechen der Überwachungseinheit 8 im Hinblick auf kurzzeitige Einschalt stromspitzen, insbesondere bei induktiven Lasten oder Kurzschluß- bzw. Überlastzuständen des Relais.
2 zeigt eine bevorzugte Ausgestaltung eines Relais gemäß 1, wobei der strukturelle Aufbau des Relais gemäß 2 mit dem des Relais gemäß 1 weitgehend identisch ist. Im wesentlichen beziehen sich die Unterschiede zwischen dem Relais gemäß 1 und dem Relais gemäß 2 auf eine konkretisierte Ausgestaltung der Überwachungseinheit 8, der Schaltzustandsspeichereinheit 9, einem zweiten Impedanzwandler 10 und einer zusätzlichen Statusanzeigeeinheit 11. Weitere Unterschiede ergeben sich bei der Ausgestaltung des Meßsignalverstärkers 5 und des Komparators 7.
Der Meßsignalverstärker 5 weist zwei Widerstände R2 und R3 auf, mit denen das Verstärkungsverhältnis des Meßsignalverstärkers 5 eingestellt werden kann. Ein erster Widerstand R2 des Meßsignalverstärkers 5 ist zwischen dem Ausgang Q3 der Referenzsignalquelle 6 und einem invertierenden Eingang des zum Meßsignalverstärker 5 gehörigen Operationsverstärkers N2 angeordnet. Zwischen dem Ausgang M3 und dem invertierenden Eingang M2 des Operationsverstärkers M2 ist ein weiterer Widerstand R3 angeordnet.
Der Komparator 7 gemäß 2 weist zusätzlich einen Bipolartransistor V4 als zusätzliches Schaltelement auf, dessen Basis über einen Widerstand R6 mit dem Ausgang des zum Komparator 7 gehörigen Operationsverstärkers N3 verbunden ist. Der Emitter des Bipolartransistors V4 ist elektrisch mit dem Bezugspotential GND verbunden, während der Kollektor des Bipolartransistors V4 den Ausgangsanschluß K3 des Komparators 7 darstellt.
Der positive Stromversorgungsanschluß I_p ist beim Relais gemäß 2 über den zweiten Impedanzwandler 10 mit dem ersten Steuereingangsanschlußelement S1 verbunden. Am Ausgang T3 des zweiten Impedanzwandlers 10 liegt eine von den Schwan kungen des Steuereingangssignales entkoppelte Gleichspannung U_s an. Der zweite Impedanzwandler 10 ist durch einen Operationsverstärker N1 gebildet, dessen Ausgang T3 auf den invertierenden Eingang T2 zurückgekoppelt ist. Der nichtinvertierende Eingang T1 des Verstärkers N1 ist über einen Widerstand R1 mit dem ersten Steuereingangsanschlußelement verbunden. Zusätzlich ist der nichtinvertierende Eingang T1 des Verstärkers N1 mit einer Zenerdiode V1 beschaltet, deren Kathode am nichtinvertierenden Eingang T1 des Verstärkers N1 angeschlossen ist, während ihre Anode elektrisch mit dem Referenzpotential GND verbunden ist. Die Zenerdiode V1 dient der Spannungsbegrenzung am Eingang des zweiten Impedanzwandlers 10 und der Ausfilterung von Schwankungen des Steuereingangssignales, welches zwischen den Steuereingangsanschlußelementen S1 und S2 anliegt.
Sowohl der erste Tiefpaß TP1 als auch der zweite Tiefpaß TP2 sind durch RC-Glieder gebildet. Der Kondensators C1 des ersten Tiefpaß TP1 ist zwischen einem ersten Anschluß A1 und einem zweiten Anschluß A2 der Initialisierungseinheit IE angeschlossen, während der zugehörige Widerstand R10 eine elektrische Verbindung zwischen dem zweiten Anschluß A2 der Initialisierungseinheit und dem Referenzpotential GND darstellt. Analog dazu sind der Kondensator C2 und der Widerstand R7 des zweiten Tiefpaß TP2 angeordnet. Während der Widerstand R7 des zweiten Tiefpaß TP2 eine elektrische Verbindung zwischen einem vierten Anschluß A4 der Initialisierungseinheit IE und dem Ausgang K3 des Komparators 7 darstellt, ist der Kondensator C2 zwischen einem dritten Anschluß A3 der Initialisierungseinheit IE und dem vierten Anschluß A4 angeordnet.
Sowohl der erste Anschluß A1 als auch der dritte Anschluß A3 der Initialisierungseinheit IE sind über die Dioden V6 und V5 vom ersten Steuereingangsanschlußelement S1 entkoppelt. Die Anoden der beiden Dioden V5 und V6 sind dabei mit dem ersten Steuereingangsanschlußelement S1 verbunden. Des weiteren weist die Initialisierungseinheit IE zwei Bipolartransistoren V7 und V8 auf, welche dem Kurzschließen der Kondensatoren C1 und C2 der Tiefpässe TP1 und TP2 dienen. Dadurch werden die Kondensatoren entladen und entsprechende Anfangsbedingungen hergestellt. Ein erster Bipolartransistor V7 der Initialisierungseinheit IE ist dabei mit seinem Emitter am ersten Anschluß A1 der Initialisierungseinheit IE angeschlossen, während sein Kollektor den zweiten Anschluß A2 der Initialisierungseinheit IE bildet. In entsprechender Weise ist der Bipolartransistor V8 der Initialisierungseinheit IE zwischen dem dritten Anschluß A3 und dem vierten Anschluß A4 der Initialisierungseinheit IE angeschlossen. Die Basisanschlüsse der Bipolartransistoren V7 und V8 sind miteinander verbunden und über eine dritte Diode V0 der Initialisierungseinheit IE gegenüber dem ersten Steuereingangsanschlußelement S1 entkoppelt. Auch hier ist die dritte Diode V0 der Initialisierungseinheit IE mit ihrer Anode am Steuereingangsanschlußelement S1 angeschlossen. Zusätzlich ist zwischen den Basisanschlüssen der beiden Bipolartransistoren V7 und V8 und dem Referenzpotential GND ein zusätzlicher Widerstand R8 angeordnet.
Die Schalteinheit SE weist einen Bipolartransistor V9 und eine Zenerdiode V10 auf. Der Emitter des Bipolartransistors V9 ist elektrisch mit dem ersten Steuereingangsanschlußelement S1 verbunden, während sein Kollektor mit dem ersten Wicklungsanschlußelement W1 verbunden ist. Die Basis des zur Schalteinheit SE gehörigen Bipolartransistors V9 ist über die Zenerdiode V10 mit dem zweiten Anschluß A2 der Initialisierungseinheit IE verbunden. Dabei ist die Kathode der Zenerdiode V10 direkt an die Basis des Bipolartransistors V9 angeschlossen.
Die Schaltzustandsspeichereinheit 9 mit Mitteln zum Kippen des Zustandes der zur Überwachungseinheit 8 gehörigen Schalteinheit SE weist einen ähnlichen Aufbau wie die Schalteinheit SE auf. Ein Bipolartransistor V2 der Schaltzustandsspeichereinheit 9 ist mit seinem Emitter am ersten Steuerein gangsanschlußelement S1 angeschlossen und seine Basis ist über eine Zenerdiode V3 mit dem vierten Anschluß A4 der Initialisierungseinheit IE verbunden. In analoger Weise ist hier die Kathode der Zenerdiode V3 direkt an die Basis des Bipolartransistors V2 angeschlossen. Der Kollektor des zur Schaltzustandsspeichereinheit 9 gehörigen Bipolartransistors V2 ist an den zweiten Anschluß A2 der Initialisierungseinheit IE angeschlossen.
Zusätzlich weist das Relais gemäß 2 einen parallel zur Erregerwicklung 2 geschalteten Shunt-Widerstand R12, welcher zwischen den Wicklungsanschlußelementen W1 und W2 angeordnet ist, und einen Widerstand R9 auf, welcher zwischen dem zweiten Wicklungsanschlußelement W2 und dem Komparatorausgang K3 angeordnet ist.
Der vom zweiten Impedanzwandler 10 gespeiste und auf diese Weise temperaturkompensierte Hall-Sensor 4 erzeugt ein laststromproportionales Meßsignal. Die Spannung am Ausgang Q3 der Referenzsignalquelle 6 bildet eine Vergleichsgröße für eine Überstromschwelle, welche zusätzlich über das Teilungsverhältnis der Widerstände R4 und R5 eingestellt werden kann. Das verstärkte Meßsignal am Ausgang M3 des Meßsignalverstärkers 5 kann daher mit dem am Komparator 7 eingestellten Überstromschwellwert verglichen werden. Das Ergebnis dieses analogen Meßwertvergleiches wird in ein logisches Signal umgesetzt, welches am Ausgang K3 des Komparators 7 abgreifbar ist. Da das verwendete Hall-Element 4 einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist, während die Zenerdiode V1 am Eingang des zweiten Impedanzwandlers einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, erfolgt eine Temperaturkompensation. Die Versorgungsspannung U_s für das Hall-Element wird nämlich bei steigenden Temperaturen erhöht und bei abfallenden Temperaturen gemäß dem Zenerdiodentemperaturkoeffizienten reduziert. Die Verwendung einer durch einen ersten Impedanzwandler gebildeten Referenzsignalquelle als Eingangsgröße für den Komparator K7 bietet den Vorteil, daß der durch die Refe renzsignalquelle eingestellte Überstromschwellwert unabhängig von den Schwankungen des Steuereingangssignales zwischen den Steuereingangsanschlüssen S1 und S2 ist.
Durch die Variation des Wertes für den Widerstand R4 wird nicht nur der Überstromschwellwert eingestellt, sondern es erfolgt gleichzeitig eine Driftkompensation für den Hall-Sensor und den Meßsignalverstärker. Somit kann die Kompensation der Drift des Magnetfeldsensors 4 und des Meßsignalverstärkers 5 sowie die Einstellung des Überstromschwellwertes in einem einzigen Fertigungsschritt realisiert werden, wodurch eine erhebliche Kostenreduzierung bei der Fertigung möglich ist.
Liegt zwischen den Steuereingangsanschlußelementen S1 und S2 eine Steuerspannung an, so schaltet der Transistor V9 nach einer Zeitverzögerung durch, die durch den Tiefpaß TP1 hervorgerufen wird. Diese Einschaltzeitverzögerung ist notwendig, um ein mögliches, durch Lichtbogen verursachtes Kleben der Relaiskontakte bei Überbelastung zu verhindern. Das Wiedereinschalten der Kontakte des Relais erfolgt verzögert, um insbesondere auch im Kurzschlußfall eine Abkühlung der Kontakte zu ermöglichen. Beim Einschalten sperrt der Transistor V9 gleichzeitig den Transistor V2 der Schaltzustandsspeichereinheit 9, da das Potential am Basisanschluß des Bipolartransistors V2 ungefähr auf den Wert der Steuerspannung angehoben wird.
Unterschreitet das verstärkte Meßsignal am Ausgang M3 des Meßsignalverstärkers 5 den eingestellten Überstromschwellwert, wird der Bipolartransistor V4 des Komparators 7 über den Operationsverstärker N3 durchgeschaltet, wodurch der zweite Tiefpaß TP2 aktiviert wird. Wird die Sperrspannung der Zenerdiode V3 und des Transistors V2 überschritten, so schaltet der Transistor V2 durch und hebt dadurch das Potential am Basisanschluß des Transistors V9 auf den Wert der Steuerspannung an, wodurch dieser gesperrt wird. Der zweite Tiefpaß TP2 dient nicht nur dem Austasten von Einschaltstromspitzen, sondern auch als Ausschaltverzögerung für das Relais.
Wird der Bipolartransistor V2 der Schaltzustandsspeichereinheit 9 aufgrund eines Kurzschlußstroms oder eines Überlaststromes durchgeschaltet, bleibt der Transistor V9 der Schalteinheit SE dauerhaft ausgeschaltet. Dieser stabile Schaltzustand bleibt so lange erhalten, bis die Steuerspannung zwischen den Steuereingangsanschlußelementen S1 und S2 ausgeschaltet ist und die Kondensatoren C1 und C2 der Tiefpässe TP1 und TP2 über die Transistoren V7 und V8 der Initialisierungseinheit IE entladen werden. Die Funktion der Dioden V0, V5 und V6 der Initialisierungseinheit ist darin zu sehen, daß das Emitterpotential der Transistoren V7 und V8 gegenüber dem Steuereingangsanschlußelement S1 entkoppelt wird, welches eine definierte und schnelle Entladung der Kondensatoren C1 und C2 ermöglicht. Die Entladung der Kondensatoren C1 und C2 ist auch gewährleistet, wenn die Steuerspannungsquelle potentialfrei von den Steuereingangsanschlußelementen S1 und S2 getrennt wird. Liegt zwischen den Steuereingangsanschlußelementen S1 und S2 eine Steuerspannung an, bleiben die Transistoren V7 und V8 stets gesperrt, da ihre Basen direkt über die Dioden V0, V5 und V6 an das erste Steuereingangsanschlußelement S1 gekoppelt sind.
Die zur Schalteinheit SE bzw. zur Schaltzustandsspeichereinheit 9 gehörigen Zenerdioden V3 und V10 bieten neben ihrer eigentlichen Schaltungsfunktion auch einen Überspannungs- und Verpolungsschutz für die Kondensatoren C1 und C2. Ferner weist das Relais gemäß 2 eine Statusanzeigeeinheit 11 auf, welche durch einen Operationsverstärker N5, einen Eingangswiderstand R11 und eine Zenerdiode V11 gebildet ist. Am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers N5 liegt das Ausgangssignal der Referenzsignalquelle 6 an. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers N5 ist über den Eingangswiderstand R11 elektrisch mit dem ersten Wicklungsanschlußelement W1 verbunden. Die Kathode der Zenerdiode V11 ist ebenfalls am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers N5 angeschlossen, während ihre Anode elektrisch mit dem zweiten Steuereingangsanschlußelement S2 verbunden ist. Das Statussignal ist am Ausgang ST des zur Statusanzeigeeinheit 11 gehörigen Operationsverstärkers N5 abgreifbar. Die Funktion der Bauelemente R11 und V11 ist in der Vorgabe des Spannungsschwellwertes zur Bestimmung des Relais-Schaltzustandes und im Schutz der Verstärkereingänge des Operationsverstärkers N5 gegen mögliche Überspannungen zu sehen.

Claims

Schaltungsanordnung zum Schutz eines durch einen steuerbaren Schalter geschalteten Lastkreises mit – einem steuerbaren Schalter (1), der in einen Laststromleiter (3) geschaltet ist, – einem Magnetfeldsensor (4), der an dem Laststromleiter (3) angeordnet ist, – einer Referenzspannung, – einem Meßsignalverstärker (5), der Ausgangssignale des Magnetfeldsensors (4) verarbeitet, – einem Komparator (7), der einen ersten Eingang aufweist, an dem das Ausgangssignal des Meßsignalverstärkers (5) anliegt, und – einer Überwachungseinheit (8), die anhand des Zustandes des Ausganges (K3) des Komparators (7) den steuerbaren Schalter (1) steuert, dadurch gekennzeichnet, – daß an Ausgängen des Magnetfeldsensors (4) ein zu einem Laststrom proportionales erstes Ausgangssignal (M_p) und ein zu dem Laststrom umgekehrt proportionales zweites Ausgangssignal (M_n) abgreifbar ist, wobei beide Signale (M_p, M_n) einen Offset aufweisen, – daß die Referenzspannung durch eines der Ausgangssignale (M_p, M_n) des Magnetfeldsensors (4) gebildet ist, – daß der Meßsignalverstärker (5) aus beiden Ausgangssignalen (M_p, M_n) des Magnetfeldsensors (4) ein Signal zur Weiterverarbeitung bildet, und – daß der Komparator (7) einen mittels einer Justiervorrichtung (R4, R5) justierbaren Eingang besitzt, wobei an dem justierbaren Eingang die Referenzspannung anliegt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Justiervorrichtung durch einen einstellbaren Spannungsteiler aus zwei Widerständen (R4, R5) besteht, wobei einer der beiden Widerstände (R4, R5) einstellbar ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßsignalverstärker (5) ein Differenzsignal bildet.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Magnetfeldsensor (4) ein Hall-Sensor ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswert- und Steuereinrichtung (8) mindestens einen Tiefpaß zur Eliminierung von Störsignalen aufweist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung der Referenzspannung eines der Ausgangssignale (M_p, M_n) durch einen nachgeschalteten Impedanzwandler gestützt ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Magnetfeldsensor (4) mit einer Spannungsquelle der Spannung US sowie mit einem Bezugspotential (GND) verbunden ist, und daß der Offset der Ausgangssignale (M_p, M_n) ungefähr U_S/2 beträgt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß – der Impedanzwandler (6), der Komparator (7) und der Differenzverstärker (5) durch Operationsverstärker gebildet sind, – das erste Ausgangssignal (M_p) des Magnetfeldsensors (4) zur Bildung der Referenzspannung auf den nichtinvertierenden Eingang des Impedanzwandlers (6) geschaltet ist, – das zweite Ausgangssignal (M_n) des Magnetfeldsensors (4) auf den den nicht-invertierenden Eingang des Differenzverstärker (5) geschaltet ist, – der Ausgang (Q3) des Impedanzwandler (6) auf den invertierenden Eingang (M2) des Differenzverstärkers (5) geschaltet ist, – der Ausgang (M3) des Differenzverstärkers (5) auf den nicht-invertierenden Eingang (K1) des Komparators geschaltet ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswert- und Steuereinrichtung (8) einen ersten Tiefpass (TP1) aufweist, durch den das Einschaltsignal für den steuerbaren Schalter (1) zur Optimierung des Schaltverhaltens des steuerbaren Schalters (1) verzögerbar ist, und einen zweiten Tiefpass (TP2), durch den Störspannungsspitzen eliminierbar sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswert- und Steuereinrichtung (8) mit einem Zustandsspeicher (9) verbunden ist, in dem Schaltzustände speicherbar sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter ein Relais ist mit einer Erregerspule (2) und einem Kontaktsatz, wobei die Auswert- und Steuereinrichtung (8) auf die Erregerspule (2) des Relais wirkt.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung und das Relais in einem gemeinsamen Gehäuse angeordnet sind.