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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Spannungswandler zum
Umwandeln einer geringen Eingangsspannung in eine verglichen dazu hohe
Ausgangsspannung, und insbesondere auf einen derartigen Sperrwandler,
der zur Ansteuerung von Aktoren mittels Batterien, beispielsweise
Knopfzellen, geeignet ist.
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Mikromechanische
Aktoren, beispielsweise piezoelektrische Aktoren, werden in zahlreichen
Anwendungen eingesetzt, bei denen mechanische Verstellungen mit
geringen Hüben
erforderlich sind. Derartige Aktoren erlauben eine effektive Energieumsetzung
und aufgrund ihrer kapazitiven Charakteristik eine leistungsfreie
Positionsfixierung. Zur Ansteuerung derartige Aktoren, beispielsweise
piezoelektrischer Aktoren oder kapazitiver Aktoren, wird eine hohe
Spannung benötigt.
Eine solche hohe Spannung kann entweder durch Netztransformatoren
oder konventionelle Spannungswandler bereitgestellt werden.
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Sollen
die oben genannten hohen Spannungen zur Betätigung der Aktoren durch eine
Batterie bereitgestellt werden, werden vorzugsweise Sperrwandler
eingesetzt. Diese bauen während
der Leitphase eines elektronischen Schalters, der üblicherweise
durch einen Transistor realisiert ist, einen Strom in einer Induktivität auf, der
während
der Sperrphase dann über
einen Ausgangsladekondensator abgebaut wird. Um eine Limitierung
der Ausgangsspannung zu erreichen, muß die Ausgangsspannung gemessen
und mit einer Referenzspannung verglichen werden. Diese Referenzspannung wird üblicherweise
mittels einer Zenerdiode erzeugt. Bei Erreichen des Sollwerts der
Ausgangsspannung, die sich über
dem Ausgangsladekondensator aufgebaut hat, wird der Wandler abgeschaltet.
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Zur
Messung der Ausgangsspannung wird diese durch einen Spannungsteiler
abgegriffen, dessen Innenwiderstand aus technischen Gründen meist nicht über 10 MOhm
gesteigert werden kann. Somit wird der Leerlaufstrom eines solchen
herkömmlichen Sperrwandlers
bei kapazitiver Belastung und einer hohen Ausgangsspannung, die
am Ausgangsladekondensator anliegt, maßgeblich durch diesen Spannungsteiler
bestimmt. Die Leerlaufströme
sind bei herkömmlichen
Spannungswandlern so hoch, daß sie
für die
Batterielebensdauer maßgeblich
sind. Die obige Problematik liegt sowohl bei piezoelektrischen Aktoren
als auch bei in mikrotechnischen Anwendungen zunehmend eingesetzten
kapazitiven Aktoren vor.
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Neben
den Grundschaltungen von Sperrwandlern, wie sie in zahlreichen Lehrbüchern beschrieben
sind, ist eine Anzahl weiterer Ausführungsformen bekannt. So ist
in der
JP 59/ 123461
AA eine Schaltung beschrieben, bei der im Ruhezustand der Wandlerschaltung
ein Spannungsteiler, der zur Messung der Ausgangsspannung dient, über einen Schalter
abgeschaltet wird. Dieses aktive Schaltelement, das beispielsweise
mit einem Relais oder einem High-Side-Transistor realisiert werden
kann, muss aktiv durch eine Signalverarbeitungsschaltung angesteuert
werden.
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In
der
JP 8275511 AA ist
eine Schaltung beschrieben, die bei Trennung der Batterieversorgung von
einer Prozessorschaltung die Spannung von mehreren, über Dioden
entkoppelten Pufferkondensatoren mittels der in einer Spule gespeicherten
Energie für
eine gewisse Zeit für
den Betrieb aufrechterhält.
Desweiteren ist in der
JP
1/259753 AA eine Schaltung eines Präzisionsspannungswandlers beschrieben,
dessen Ausgangsspannung von der Eingangsspannung über einen
Transformator getrennt ist. Zusätzlich
zur Regelung der gleichgerichteten und geglätteten Ausgangsspannung wird
der durch den Ausgangsstrom verursachte Spannungsabfall über einer,
einen Rückstrom
verhindernden, Diode mittels einer primärstromabhängigen Kompensation ausgeglichen.
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Aus
der nachveröffentlichten
DE 19732766 A1 ist
ein Gleichspannungswandler bekannt, bei dem zwei Dioden zwischen
einen Spannungsteiler, der aus zwei Widerständen gebildet ist, und einen
Ladekondensator geschaltet sind. Der Verbindungspunkt einer Induktivität mit einer
Schalteinrichtung fällt
gemäß dieser
Schrift mit dem Verbindungspunkt des Spannungsteilers mit der Diode
zusammen.
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Aus
ELECTRONIQUE, Nr. 75, Nov. 1997, Seite 84, ist eine doppelte Ladungspumpe
unter Verwendung des ICs "MAX761" der Firma MAXIM
bekannt, mit dem besonderen Merkmal, daß die Messung der generierten
Spannung offensichtlich zwischen einer Ladespule und einer einem
Ladekondensator vorgeschalteten Diode D2 stattfindet,
wobei zu diesem Zweck zwei Anschlußpins des ICs kurzgeschlossen
sind. Zieht man das Datenblatt des IC "MAX761" heran, stellt man fest, daß die in
dem genannten Artikel offenbarte Schaltung nicht funktionsfähig ist.
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Schließlich sind
bei F. Schmeißer,
Kräftig
und schnell, in Elektronik 8/1984, S. 92–96, piezoelektrische Aktoren
beschrieben, zu deren Betätigung Gleichspannungswandler
mit einer Energierückspeisung
verwendet sind.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Spannungswandler
mit einem einfachen Aufbau zum Umwandeln einer geringen Eingangsspannung
in eine verglichen dazu hohe Ausgangsspannung insbesondere zur Betätigung eines piezoelektrischen
oder kapazitiven Aktors zu schaffen, der bei einem Batteriebetrieb
eine verlängerte Lebensdauer
der Batterie ermöglicht.
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Diese
Aufgabe wird durch einen Spannungswandler gemäß Anspruch 1 gelöst.
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Durch
die zwischen den Abgriffpunkt und den Ausgangsladekondensator geschaltete
Diode ist ein Abgreifen der am Aus gangsladekondensator vorliegenden
Spannung immer nur während
Ladephasen des Kondensators möglich,
da die Diode eine solche Erfassung während anderer Zeitpunkte verhindert.
Somit kann ein Leerlaufstrom über
den Spannungsteiler, über
den die Spannung abgegriffen wird, immer nur während Ladephasen des Ausgangsladekondensators
abfließen,
so daß der
Energieverbrauch durch den Leerlaufstrom stark reduziert sein kann.
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Die
Schalteinrichtung ist vorzugsweise ein Schalttransistor, über den
der Ausgang der Induktivität
auf Masse schaltbar ist. Der Transistor wird vorzugsweise mittels
einer digitalen Ablaufsteuerung zum Aufladen des Ausgangsladekondensators
mittels eines Pulszugs mit konstanter Frequenz angesteuert. Die
am Ausgangsladekondensator anliegende Spannung, die über den
Spannungsteiler abgegriffen wird, wird vorzugsweise dadurch erfaßt, daß dieselbe
mit einer Referenzspannung verglichen wird. Die Referenzspannung
wird bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
ebenfalls durch die digitale Ablaufsteuerung über einer Zenerdiode erzeugt. Um
eine weitere Energieeinsparung zu liefern, wird die Referenzspannung
jeweils nur nach einer vorbestimmten Anzahl von Pulsen des Treibersignals
für den
Schalttransistor bereitgestellt.
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Bei
bevorzugten Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung ist ferner eine Entladungseinrichtung
vorgesehen, über
die der Ausgangsladekondensator mit der Versorgungsspannungsquelle,
die die geringe Eingangsspannung zur Verfügung stellt, verbindbar ist,
um die im Ausgangsladekondensator gespeicherten Ladungen zur Spannungsversorgungsquelle
zurückzuführen. Diese
Entladungseinrichtung weist vorzugsweise ebenfalls einen Schalttransistor
auf, der über
die digitale Ablaufsteuerung gesteuert werden kann, um den Ausgangsladekondensator
zu entladen, wenn die digitale Ablaufsteuerung einen Befehl erhält, daß keine
Ausgangsspannung mehr erforderlich ist.
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Wurde
durch die Spannungserfassungseinrichtung eine ausreichende Spannung
am Ausgangsladekondensator erfaßt,
kann die digitale Ablaufsteuerung ferner bewirken, daß zu bestimmten
Zeitabständen überprüft wird,
ob diese ausreichende Spannung beibehalten wird, indem er zu dem
gewünschten
Zeitpunkt die Referenzspannung erzeugt und den Schalttransistor
geeignet ansteuert.
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Bei
bevorzugten Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung ist die digitale Ablaufsteuerung durch
einen Mikroprozessor gebildet, da mittels einer solchen eine preisgünstige Realisierung
kostengünstiger
digitaler Baugruppen möglich
ist. Ferner kann eine Veränderung
des Verhaltens bei einem Mikroprozessor durch Änderungen des Programms ohne
weiteres bewerkstelligt werden. Somit ist eine Anpassung der Schaltung
je nach Problemstellung möglich.
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Alternativ
kann die digitale Ablaufsteuerung auch durch logische Baugruppen
in einer integrierten Schaltung (ASIC) realisiert sein. Dabei wird
der Funktionsablauf mit logischen Verknüpfungsnetzen, d. h. Gattern,
und Registern, z. B. Flip-Flops, festgelegt. Eine solche Realisierung
kann bei großen
Fertigungsstückzahlen
von Schaltungen mit geringer bis mittlerer Komplexität der Funktion
sinnvoll sein.
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Die
vorliegende Erfindung schafft somit einen Spannungswandler, der
insbesondere zur Verwendung mit piezoelektrischen Aktoren geeignet
ist. Speziell beim Einsatz piezoelektrischer Aktoren im statischen
Betrieb, wie er beispielsweise beim Antrieb von Mikroventilen gegeben
ist, wird die Stromaufnahme des Spannungswandlers durch Hilfs- und Leck-Ströme bestimmt.
Die vorliegende Erfindung ist diesbezüglich vorteilhaft dahingehend,
daß die
notwendigen Hilfsströme
für die
Signalverarbeitung, zu der die Kontrolle der Ausgangsspannungen
gezählt werden
kann, sowie auftretende Leerlaufspannungen stark reduziert sind.
Durch den erfindungsgemäßen Abbau
läßt sich
die Energieaufnahme für
piezoelektrische Aktoren derart reduzieren, daß ein Betrieb über Knopfzellen,
wie er zunehmend bei tragbaren Geräten gefordert wird, möglich ist.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist eine deutliche Leerlaufstromreduktion möglich, indem
die Ausgangsspannung des Wandlers nur während der Ladephase gemessen
wird, da auch nur dann einer Erhöhung
der Spannung auftreten kann. Dies wird erfindungsgemäß erreicht,
indem bei einer kaskadierten Gleichrichterschaltung, die die Ausgangsspannung
vom Rückfluß zurückhält, die
Spannung vor der letzten Diode abgegriffen wird. Bei einer einfachen Gleichrichterschaltung
kann man auch die Pulsspitzen, deren Amplitude der Ausgangsspannung
entspricht, direkt am Schalttransistor auswerten. Bei einer Ansteuerung
des Schalttransistors mit einer konstanten Frequenz repräsentiert
die gemittelte Teilerausgangsspannung, die man beispielsweise durch eine
Glättung
der Spannungsteilerausgangsspannung mit einem Kondensator erhält, die
Ausgangsspannung. Allein durch diese Maßnahme kann die Stromaufnahme
auf ca. 1,5 mA reduziert werden, so daß durch den erfindungsgemäßen Spannungswandler
eine Ansteuerung von Piezoaktoren mit zwei Knopfzellen möglich ist.
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Eine
weitere Energieoptimierung ist möglich, indem
als Steuereinrichtung zur Steuerung der Energieverwaltung eine Logik,
beispielsweise ein Mikroprozessor, vorgesehen ist. Mittels dieses
Mikroprozessors kann die Stromaufnahme durch die Referenzdiode,
die zur Erzeugung der Referenzspannung verwendet ist, deren Strom
typischerweise im Bereich von 0,2 mA liegt, auf den Zeitpunkt der
Meßphase
reduziert werden. Überdies
kann die Meßphase
so definiert sein, daß sie
nur nach N Ladezyklen stattfindet, da bei einer hohen Kondensatorspannung der
maximale Spannungsanstieg pro Ladezyklus relativ gering ist und
ungefähr
abgeschätzt
werden kann, wobei die Stellung des Aktors, der mittels des erfindungsgemäßen Spannungswandlers
betrieben wird, meist geringen Toleranzen unterliegen darf.
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Die
Entladungseinrichtung gemäß der vorliegenden
Erfindung ermöglicht,
daß bei
schnell wechselnden Aktorstellungen, wie sie beispielsweise bei Pumpenanwendungen
benötigt
werden, ein Teil der gespeicherten Energie rückgewonnen wird, indem die
Ladespannung beispielsweise über
einen weiteren Schalttransistor in die Energiequelle zurückgespeist
wird.
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Weiterbildungen
der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die
beiliegenden Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 ein
Schaltdiagramm des erfindungsgemäßen Spannungswandlers;
und
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2 Signalverläufe zur
Erläuterung
der Funktionsweise der in 1 dargestellten
Schaltung.
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Bezugnehmend
auf 1 wird nachfolgend zunächst der Schaltungsaufbau des
erfindungsgemäßen Spannungswandlers
erläutert.
Der Spannungswandler dient dazu, die durch eine Batterie 10 gelieferte
geringe Eingangsspannung in eine zum Betreiben eines mikromechanischen
Aktors 12, beispielsweise eine Piezoaktors, benötigte Spannung umzusetzen.
Der erfindungsgemäße Spannungswandler
arbeitet dabei nach dem Sperrwandlerprinzip, bei dem während der
Leitphase eines elektronischen Schalters ein Strom in einer Induktivität aufgebaut
wird, wobei derselbe nachfolgend während der Sperrphase über einen
Ausgangsladekondensator abgebaut wird.
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Diese
Induktivität
ist in 1 bei L1 gezeigt. Der Eingangsanschluß der Induktivität L1 ist
mit der Leistungsversorgungsquelle 10 verbunden, während der
Ausgangsanschluß derselben
zum einen mit einem Schalttransistor T1 und zum anderen mit der
Anode einer Diode D1a verbunden ist. Die Diode Dia ist der Teil
einer kaskadierten Gleichrichterschaltung, die bei dem dargestellten
Ausführungsbeispiel
drei weitere Dioden D1b, D2a und D2b aufweist. Diese vier Dioden
sind in Serie geschaltet, wobei die Kathode der letz ten Diode D2b
mit einem Ausgangsladekondensator C3 verbunden ist, der parallel
zu dem Aktor 12 geschaltet ist.
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Wie
in 1 dargestellt ist, ist bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ein Mikroprozessor IC1 vorgesehen. Ein Ausgangsanschluß 20 des
Mikroprozessors IC1 ist über
einen Widerstand R2 mit der Steuerelektrode des Schalttransistors
T1 verbunden. Der Transistor T1 kann somit mittels des Mikroprozessors
IC1 durchgeschaltet oder gesperrt werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird die am Ausgangsladekondensator C3 vorliegenden Spannung
vor der Diode D2b abgegriffen. Zu diesem Zweck ist eine Reihenschaltung
aus zwei Widerständen
R4 und R5 mit dem Verbindungspunkt der Dioden D2a und D2b verbunden.
Die zu erfassende Spannung wird zwischen den Widerständen R4
und R5 abgegriffen. Parallel zu dem Widerstand R5 ist zur Glättung ein
Kondensator C2 geschaltet. Der Spannungsteilerausgang ist mit einem
ersten Eingang eines Komparators verbunden. An den zweiten Eingang
des Komparators ist eine Referenzspannung angelegt. Diese Referenzspannung
wird durch den Mikroprozessor IC1 erzeugt, indem über einen Widerstand
R3 ein Spannungabfall über
einer Zenerdiode D3 bewirkt wird. Dieser Spannungsabfall an der
Zenerdiode liegt an dem zweiten Eingang des Komparators IC2 an.
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Der
Spannungswandler gemäß dem bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung weist ferner eine Entladungseinrichtung
auf. Diese Entladungseinrichtung ist durch einen Schalttransistor
T2 gebildet. Der Eingangsanschluß des Transistors T2 ist mit
der Verbindung zwischen der Spannungsversorgungsquelle 10 und
der Induktivität L1
verbunden. Der Ausgang des Transistors T2 ist mit einem Anschluß eines
Widerstands R6 verbunden, wobei der andere Anschluß des Widerstands
R6 mit der Verbindung zwischen der Diode D2b und dem Ausgangsladekondensator
C3 verbunden ist. Der Steueranschluß des Transistors T2 ist über einen Kondensator
C4 mit einem Ausgangsanschluß des Mikroprozessors
IC1 verbunden. Ferner ist der Steueranschluß des Transistors T2 bei dem
dargestellten Ausführungsbeispiel
mit der Kathode einer Diode D4 verbunden, deren Anode mit der Verbindung
zwischen der Spannungsversorgungsquelle 10 und der Induktivität L1 verbunden
ist.
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Die
in 1 dargestellten Elemente R1 und C1 sind beispielhaft
für eine
Beschaltung des Mikroprozessors IC1, um die Arbeitsfrequenz desselben einzustellen.
Wie ferner in 1 dargestellt ist, ist der Mikroprozessor
IC1 mit der Leistungsversorgungsquelle 10 verbunden. Schließlich empfängt der Mikroprozessor
IC1 ein Steuersignal, wobei der Betrieb des Spannungswandlers auf
der Grundlage des Steuersignals durch den Mikroprozessor gesteuert wird.
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Der
Betrieb bzw. die Funktionsweise des Spannungswandlers wird nachfolgend
bezugnehmend auf die Signalverläufe
in 2 beschrieben.
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Die
Ausgangslage ist ein Zustand, in dem der Aktor, d. h. beispielsweise
der Piezoaktor 12, in einem nicht betätigten Zustand ist. Ausgehend
von dieser Ausgangslage empfängt
der Mikroprozessor ein Steuersignal 50, dessen Dauer die
Dauer der Betätigung
des Piezoaktors 12 festlegt.
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Sobald
der Mikroprozessor IC1 dieses Steuersignal 50 empfängt, veranlaßt derselbe
die Aufladung des Kondensators C3 durch das taktweise Schalten des
Schalttransistors T1. Dieses Schalten wird durch ein Taktsignal 60 bewirkt,
wie es in 2 dargestellt ist. Dadurch wird,
wie bei 70 in 2 gezeigt ist, eine Ausgangsspannung
bewirkt, die der zunehmenden Aufladung des Ausgangsladekondensators
C3 entspricht. Jede Periode des Taktsignals 60 stellt dabei
einen Ladezyklus dar. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung veranlaßt
nun der Mikroprozessor IC1 bei jedem N-ten Ladezyklus eine Erfassung
der Ausgangsspannung 70. Dazu beaufschlagt der Mikroprozessor die
Zener-Diode D3 mit einem geeigneten Strom, um die Referenzspannung 80 zu
erzeugen. Wie in 2 dargestellt ist, erfolgt dies
beispielsweise bei jedem sechsten Ladezyklus.
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Bei
der ersten Erfassung der Ausgangsspannung 70 durch das
Anlegen der Referenzspannung 80 an den Komparator gleichzeitig
mit einem Ladepuls des Taktsignals 60 zum Zeitpunkt t1 hat die Ausgangsspannung noch nicht die
Referenzspannung erreicht, so daß der Komparator keine diesbezügliche Anzeige
ausgibt. Jedoch ist nach sechs weiteren Ladezyklen zum Zeitpunkt
t2 eine ausreichende Aufladung des Ausgangsladekondensators
C3 erfolgt, um die gewünschte
Ausgangsspannung zu erzeugen. Der Komparator gibt einen entsprechenden
Puls 90 zu dem Mikroprozessor IC1 aus.
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Da
die Ausgangsspannung nun den gewünschten
Wert erreicht hat, beendet der Mikroprozessor IC1 die Ausgabe des
Taktsignals 60.
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Um
das Beibehalten der Ausgangsspannung 70 zu überprüfen, kann
der Mikroprozessor IC1 nach einer Ruhepause einen einzigen Taktpuls
sowie einen gleichzeitigen Referenzspannungspuls zu einem Zeitpunkt
t3 erzeugen. Weist die Ausgangsspannung eine
ausreichende Höhe
auf, wird wiederum ein Puls des Komparatorsignals durch den Komparator
IC2 erzeugt und an den Mikroprozessor IC1 ausgegeben.
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Somit
wurde der Betrieb zur Betätigung
eines Aktors 12 beschrieben. Durch das Steuersignal 50 wird
nun zu einem Zeitpunkt t4 das Ende der Betätigung des
Aktors 12 definiert. Zu diesem Zeitpunkt wird der Transistor
T2 durch den Mikroprozessor IC1 über
den Kondensator C4 durchgeschaltet, so daß der Ausgangsladekondensator
C3 direkt mit der Spannungsversorgungsquelle 10 verbunden
wird. Dieses Durchschalten des Transistors T2 wird durch ein Entladesignal 100 bewirkt.
Nach dem Durchschalten des Transistors T2 entlädt sich der Ausgangsladekondensator
C3 über
den Widerstand R6. Nachdem der Ausgangsladekondensator C3 entladen
ist, kann das Ent ladesignal 100 wieder deaktiviert werden.
Im Anschluß kann
eine erneute Aktivierung des Aktors erfolgen.
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Wie
oben erläutert
wurde, liefert der erfindungsgemäße Aufbau
des Spannungswandlers insbesondere eine große Einsparung bezüglich des
Ruhestroms, da sich der Ausgangsladekondensator C3 außerhalb
einer Ladephase desselben nicht über
die Widerstände
R4 und R5 des Spannungsteilers, der zur Erfassung der Ausgangsspannung
verwendet wird, entladen kann. Dieser Effekt wird erfindungsgemäß erreicht,
indem die Diode D2b zwischen den Ausgangsladekondensator C3 und
den Spannungsteiler geschaltet wird. Weiterhin ist erfindungsgemäß eine Energieeinsparung
möglich,
indem jeweils nur während
der Ladephase Referenzspannungspulse zum Anlegen an den Komparator
IC2 erzeugt werden. Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen wird dieser
Energiespareffekt noch verstärkt,
indem ein Referenzspannungspuls jeweils nur bei jedem N-ten Ladezyklus
erzeugt wird.
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Durch
die oben beschriebenen Energieeinsparungen, die durch die vorliegende
Erfindung möglich
sind, können
Knopfzellen verwendet werden, um insbesondere in tragbaren Systemen,
die Energieversorgung zur Betätigung
von mikromechanischen Aktoren zu realisieren.