JPH01259753A - コンバータ装置 - Google Patents
コンバータ装置Info
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- JPH01259753A JPH01259753A JP8663388A JP8663388A JPH01259753A JP H01259753 A JPH01259753 A JP H01259753A JP 8663388 A JP8663388 A JP 8663388A JP 8663388 A JP8663388 A JP 8663388A JP H01259753 A JPH01259753 A JP H01259753A
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- Japan
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- prevention diode
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- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims abstract description 26
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 10
- 238000009413 insulation Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はコンバータ装置に関するもので、詳しくは出力
に逆流防止用ダイオードを備えているコンバータ装置の
出力電圧の定電圧精度を高精度化したコンバータ装置に
関するものである。
に逆流防止用ダイオードを備えているコンバータ装置の
出力電圧の定電圧精度を高精度化したコンバータ装置に
関するものである。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題）複数台の
コンバータ装置を並行運転させることによって総合の給
電可能な電力容量を増加したり、予備のコンバータ装置
を並行運転させて、電源装置として信転性を高めること
が行われている。
コンバータ装置を並行運転させることによって総合の給
電可能な電力容量を増加したり、予備のコンバータ装置
を並行運転させて、電源装置として信転性を高めること
が行われている。
並行運転状態において１台のコンバータ装置の２次回路
の短絡障害が発生した時、他のコンバータ装置が共倒れ
する。これを、防ぐ目的で、各々のコンバータ装置の出
力に逆流防止用ダイオードを挿入する。この逆流防止用
ダイオードにより障害の起きたコンバータ装置に他のコ
ンバータ装置あるいは出力に蓄電池が接続されている場
合にはこの蓄電池からの電流の流れ込みが阻止できる。
の短絡障害が発生した時、他のコンバータ装置が共倒れ
する。これを、防ぐ目的で、各々のコンバータ装置の出
力に逆流防止用ダイオードを挿入する。この逆流防止用
ダイオードにより障害の起きたコンバータ装置に他のコ
ンバータ装置あるいは出力に蓄電池が接続されている場
合にはこの蓄電池からの電流の流れ込みが阻止できる。
この場合、各々のコンバータ装置を並列接続した状態で
も、各々のコンバータ装置の出力電圧を制御できるよう
に各々のコンバータ装置の電圧比較回路部への検出型°
圧は前記の逆流防止用ダイオードの前段の直流平滑出力
電圧を検出している。
も、各々のコンバータ装置の出力電圧を制御できるよう
に各々のコンバータ装置の電圧比較回路部への検出型°
圧は前記の逆流防止用ダイオードの前段の直流平滑出力
電圧を検出している。
しかし、この逆流防止用ダイオードは負荷電流の大きさ
に゛よって、Ｏ〜１．５ｖの順方向降下電圧があるため
、軽負荷時と全負荷時における出力電圧の定電圧精度は
この順方向降下電圧分以下には高められない。
に゛よって、Ｏ〜１．５ｖの順方向降下電圧があるため
、軽負荷時と全負荷時における出力電圧の定電圧精度は
この順方向降下電圧分以下には高められない。
第３図は従来のコンバータ装置の一例を示したもので、
出力電圧の制御回路及び主回路電流の検出回路を含む一
般的な構成である。入力１に直流電圧Ｖ、を入力し、ス
イッチング回路３により高周波変換し、トランス４で絶
縁及び電圧変換を行ない、整流平滑出力回路５にて整流
平滑する。逆流防止用ダイオード６を経て出カフに安定
な直流電圧■。を得る。
出力電圧の制御回路及び主回路電流の検出回路を含む一
般的な構成である。入力１に直流電圧Ｖ、を入力し、ス
イッチング回路３により高周波変換し、トランス４で絶
縁及び電圧変換を行ない、整流平滑出力回路５にて整流
平滑する。逆流防止用ダイオード６を経て出カフに安定
な直流電圧■。を得る。
また、電圧比較回路９に逆流防止用ダイオードの前段の
電圧■、を帰還し、電圧の基準との比較を行ない、制御
回路１０により電圧ｖ１を一定にするためスイッチング
回路３の主スイツチング素子の導通幅を制御する。さら
に、電流検出回路（以下単に変流器という、）２により
主回路電流１１を検出し、整流平滑回路１１により整流
平滑し、その信号を制御回路１０に送出し、電流の基準
と比較し、過負荷時にはスイッチング回路３のスイッチ
ング素子を制御することにより出力電流Ｉ０を制限する
。
電圧■、を帰還し、電圧の基準との比較を行ない、制御
回路１０により電圧ｖ１を一定にするためスイッチング
回路３の主スイツチング素子の導通幅を制御する。さら
に、電流検出回路（以下単に変流器という、）２により
主回路電流１１を検出し、整流平滑回路１１により整流
平滑し、その信号を制御回路１０に送出し、電流の基準
と比較し、過負荷時にはスイッチング回路３のスイッチ
ング素子を制御することにより出力電流Ｉ０を制限する
。
第４図（ａ）にコンバータ装置の出力電圧■。と出力ｔ
？！Ｌｒ、との関係を示す０図中Ａは出力電圧■。
？！Ｌｒ、との関係を示す０図中Ａは出力電圧■。
であり、Ｂは逆流防止用ダイオードの前段の電圧■１を
示している。
示している。
図に示す如く出力電圧■。は逆流防止用ダイオードの前
段の電圧Ｖ、に比べ出力電流■。が増加すると逆流防止
用ダイオードの順方向降下電圧分だけ低下する。このた
め、出力電圧■。の定電圧精度はこの順方向降下電圧に
より高精度化できない欠点がある。
段の電圧Ｖ、に比べ出力電流■。が増加すると逆流防止
用ダイオードの順方向降下電圧分だけ低下する。このた
め、出力電圧■。の定電圧精度はこの順方向降下電圧に
より高精度化できない欠点がある。
この不具合を補償するため、従来は第３図に示すように
、出力にダミー負荷８を接続し、逆流防止用ダイオード
６に軽負荷時においてもある一定の電流を流し逆流防止
用ダイオード６の順方向降下電圧の変動を小さく抑える
方法がとられている。
、出力にダミー負荷８を接続し、逆流防止用ダイオード
６に軽負荷時においてもある一定の電流を流し逆流防止
用ダイオード６の順方向降下電圧の変動を小さく抑える
方法がとられている。
この方法はコンバータ装置の出力電圧を高精度化する場
合、ダミー負荷８は大容量なものを必要とし発熱が大と
なり、また効率の低下を生ずる。
合、ダミー負荷８は大容量なものを必要とし発熱が大と
なり、また効率の低下を生ずる。
このダミー負荷８を軽負荷時のみに動作させ、一定値以
上の負荷時には切り放す方法をとることができるが、負
荷検出回路及びダミー負荷８の切り放し回路等を必要と
し、経済性、信鯨性の向上に制約を与えていた。
上の負荷時には切り放す方法をとることができるが、負
荷検出回路及びダミー負荷８の切り放し回路等を必要と
し、経済性、信鯨性の向上に制約を与えていた。
本発明は上記の欠点を改善するために提案されたもので
、ダミー負荷等の発熱部品の付加を必要とすることなく
、コンバータ装置の出力電圧の定電圧精度を高精度化し
、コンバータ装置の性能。
、ダミー負荷等の発熱部品の付加を必要とすることなく
、コンバータ装置の出力電圧の定電圧精度を高精度化し
、コンバータ装置の性能。
経済性及び信軌性の向上を計ったコンバータ装置を提供
することを目的とする。
することを目的とする。
（課題を解決するための手段）
本発明は上記の目的を達成するため、直流−直流変換回
路、出力電圧の制御回路、前記直流−直流変換回路の電
流検出回路及び出力に逆流防止用ダイオードを備え、直
流入力電圧を制御された直流電圧に変換するコンバータ
装置において、前記電流検出回路の出力を受けて動作す
る非線形補償回路を備え、この非線形補償回路の出力信
号により、前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路
の電圧の基準値又は出力電圧の検出値に補償を加えるこ
とを特徴とするコンバータ装置を要旨とするもので、コ
ンバータ装置の電流検出回路の出力を非線形補償回路に
より非線形化し、この出力を前記出力電圧の制御回路に
ある電圧比較回路の電圧の基準値または出力電圧の検出
値に補償をかけることにより前記逆流防止用ダイオード
の順方向降下電圧分の補償を行い、出力電圧の定電圧精
度の高精度化を計る。
路、出力電圧の制御回路、前記直流−直流変換回路の電
流検出回路及び出力に逆流防止用ダイオードを備え、直
流入力電圧を制御された直流電圧に変換するコンバータ
装置において、前記電流検出回路の出力を受けて動作す
る非線形補償回路を備え、この非線形補償回路の出力信
号により、前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路
の電圧の基準値又は出力電圧の検出値に補償を加えるこ
とを特徴とするコンバータ装置を要旨とするもので、コ
ンバータ装置の電流検出回路の出力を非線形補償回路に
より非線形化し、この出力を前記出力電圧の制御回路に
ある電圧比較回路の電圧の基準値または出力電圧の検出
値に補償をかけることにより前記逆流防止用ダイオード
の順方向降下電圧分の補償を行い、出力電圧の定電圧精
度の高精度化を計る。
（実施例）
以下、図面に沿って本発明の実施例について説明する。
なお、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行いうること
は言うまでもない。
脱しない範囲で種々の変更あるいは改良を行いうること
は言うまでもない。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。第
１図において主回路は第３図と同様に、入力１に直流電
圧Ｖｉを入力し、スイッチング回路３により高周波変換
し、トランス４で絶縁及び電圧変換を行ない、整流平滑
出力回路５にて整流。
１図において主回路は第３図と同様に、入力１に直流電
圧Ｖｉを入力し、スイッチング回路３により高周波変換
し、トランス４で絶縁及び電圧変換を行ない、整流平滑
出力回路５にて整流。
平滑し、逆流防止用ダイオード６を介して出カフに安定
な直流電圧■。を得る。また電圧比較回路９に逆流防止
用ダイオードの前段の電圧ｖ１を帰還し、電圧の基準と
の比較を行ないその出力を制御回路１０に送り電圧ｖ１
を一定にすることにより出力電圧■。を一定にする。出
力電圧■。を一定にするため、スイッチング回路３の主
スイツチング素子の導通幅を制御する。
な直流電圧■。を得る。また電圧比較回路９に逆流防止
用ダイオードの前段の電圧ｖ１を帰還し、電圧の基準と
の比較を行ないその出力を制御回路１０に送り電圧ｖ１
を一定にすることにより出力電圧■。を一定にする。出
力電圧■。を一定にするため、スイッチング回路３の主
スイツチング素子の導通幅を制御する。
次に、本発明の特徴とする出力電圧の定電圧精度の高精
度化の動作について述べる。
度化の動作について述べる。
変流器２により主回路電流１．を検出し、整流平滑回路
１１により主回路電流Ｉｆの値に比例した直流電圧を得
る。この出力を非線形補償回路１２に送る。非線形補償
回路１２にて第４図（ｂ）に示すような出力電流−補正
量となるような非線形出力を得る。この出力を電圧比較
回路９に送り、電圧の基準値を上げるかまたは検出電圧
値のレベルを下げることにより電圧比較回路９は逆流防
止用ダイオード６によって生ずる誤差を補償して、制御
回路１０に信号を送出し、スイッチング回路３のスイッ
チング素子の導通幅を制御することにより、出力電圧■
。の定電圧精度の高精度化を計ることができる。
１１により主回路電流Ｉｆの値に比例した直流電圧を得
る。この出力を非線形補償回路１２に送る。非線形補償
回路１２にて第４図（ｂ）に示すような出力電流−補正
量となるような非線形出力を得る。この出力を電圧比較
回路９に送り、電圧の基準値を上げるかまたは検出電圧
値のレベルを下げることにより電圧比較回路９は逆流防
止用ダイオード６によって生ずる誤差を補償して、制御
回路１０に信号を送出し、スイッチング回路３のスイッ
チング素子の導通幅を制御することにより、出力電圧■
。の定電圧精度の高精度化を計ることができる。
第２図（ａ）及び（ｂ）に本発明の制御部の一回路例を
示す、第２図（ａ）において、端子ａ、ｂに変流器２の
出力を接続し、抵抗Ｒ１にて電圧に変換する。
示す、第２図（ａ）において、端子ａ、ｂに変流器２の
出力を接続し、抵抗Ｒ１にて電圧に変換する。
この電圧をダイオードＤＩ、Ｄ２．Ｄ３．Ｄ４にて整流
し、コンデンサＣＩにて平滑して整流出力を得る。この
出力を抵抗Ｒ２，Ｒ３，ダイオードＤ５よりなる非線形
補償回路１２により非線形化し出力する。この出力を電
圧比較回路９に送る。電圧比較回路９において抵抗Ｒ５
，Ｒ６，Ｒ７は電圧の基準（十ｖ）の分圧用抵抗である
。端子Ｃ３ｄに逆流防止用ダイオードの前段の電圧ｖＩ
を入力し抵抗Ｒ８，Ｒ９，ＲＩＯにて分圧する。抵抗Ｒ
１１と演算増幅器ＡＩにて電圧比較回路゛を構成してい
る。演算増幅器Ａ１の入力に非線形補償回路１２の出力
を抵抗Ｒ４を介して印加することにより電圧の基準に補
償をかけ逆流防止用ダイオードの順方向降下分の補償を
行い出力電圧の定電圧精度の高精度化を計る。
し、コンデンサＣＩにて平滑して整流出力を得る。この
出力を抵抗Ｒ２，Ｒ３，ダイオードＤ５よりなる非線形
補償回路１２により非線形化し出力する。この出力を電
圧比較回路９に送る。電圧比較回路９において抵抗Ｒ５
，Ｒ６，Ｒ７は電圧の基準（十ｖ）の分圧用抵抗である
。端子Ｃ３ｄに逆流防止用ダイオードの前段の電圧ｖＩ
を入力し抵抗Ｒ８，Ｒ９，ＲＩＯにて分圧する。抵抗Ｒ
１１と演算増幅器ＡＩにて電圧比較回路゛を構成してい
る。演算増幅器Ａ１の入力に非線形補償回路１２の出力
を抵抗Ｒ４を介して印加することにより電圧の基準に補
償をかけ逆流防止用ダイオードの順方向降下分の補償を
行い出力電圧の定電圧精度の高精度化を計る。
出力電圧側で補償する場合は、逆流防止用ダイオードの
前段の電圧ｖ１を分圧し、入力する演算増幅器Ａ１の入
力に非線形補償回路１２の出力を抵抗Ｒ４を介して極性
を反転して印加することにより、逆流防止用ダイオード
の前段の電圧ｖ１に補償をかけ逆流防止用ダイオードの
順方向降下分の補償を行い出力電圧の定電圧精度の高精
度化を計る。
前段の電圧ｖ１を分圧し、入力する演算増幅器Ａ１の入
力に非線形補償回路１２の出力を抵抗Ｒ４を介して極性
を反転して印加することにより、逆流防止用ダイオード
の前段の電圧ｖ１に補償をかけ逆流防止用ダイオードの
順方向降下分の補償を行い出力電圧の定電圧精度の高精
度化を計る。
なお、第２図（ａ）の整流平滑回路１１はダイオードＤ
Ｉ、Ｄ２．Ｄ３．Ｄ４で整流しているため、整流平滑出
力にこのダイオードの順方向降下電圧分の誤差が生ずる
。変流器２の出力を大きな値とすることによりその影響
を小さくすることができるが、ダイオードの順方向降下
電圧分を含まない整流平滑出力を得る方法の一回路例を
第２図（ｂ）に示す。
Ｉ、Ｄ２．Ｄ３．Ｄ４で整流しているため、整流平滑出
力にこのダイオードの順方向降下電圧分の誤差が生ずる
。変流器２の出力を大きな値とすることによりその影響
を小さくすることができるが、ダイオードの順方向降下
電圧分を含まない整流平滑出力を得る方法の一回路例を
第２図（ｂ）に示す。
第２図［有］）において、端子ａ、ｂに変流器２の出
。
。
力を接続し抵抗Ｒ１にて電圧に変換する。この電圧を演
算増幅器Ａｌ、Ａ２．抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、Ｒ５，Ｒ
６，Ｒ７，Ｒ８、ダイオードＤＩ。
算増幅器Ａｌ、Ａ２．抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、Ｒ５，Ｒ
６，Ｒ７，Ｒ８、ダイオードＤＩ。
Ｄ２よりなる絶対値整流回路にて整流する。この値を抵
抗Ｒ９，コンデンサＣ１にて平滑し、非線形補償回路１
２に送る。
抗Ｒ９，コンデンサＣ１にて平滑し、非線形補償回路１
２に送る。
（発明の効果）
軟土のように本発明によれば、電流検出回路の出力を受
けて動作する非線形補償回路の出力信号により、出力電
圧の電圧比較回路の設定値のレベルに補償をかけること
により、逆流防止用ダイオードの順方向降下電圧分の電
圧を補償し、出力電圧の定電圧精度の高精度化を計るこ
とができる。
けて動作する非線形補償回路の出力信号により、出力電
圧の電圧比較回路の設定値のレベルに補償をかけること
により、逆流防止用ダイオードの順方向降下電圧分の電
圧を補償し、出力電圧の定電圧精度の高精度化を計るこ
とができる。
例えば４８Ｖ出力整流器の場合、補償なしの場合の電圧
精度は±２％であるが、補償すると±１％以下にするこ
とが可能となる。結果として、ダミー負荷等の部品を付
加することなく、コンバータ装置の性能、経済性及び信
幀性の向上を計ることができる。
精度は±２％であるが、補償すると±１％以下にするこ
とが可能となる。結果として、ダミー負荷等の部品を付
加することなく、コンバータ装置の性能、経済性及び信
幀性の向上を計ることができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図（
ａ）及び（ｂ）は本発明の制御部の一回路例を示す図、
第３図は従来のコンバータ装置の一例を示すブロック図
、第４図（ａ）及び■）は従来例及び本発明の出力特性
を説明する図である。 ｌ・・・入力 ２・・・電流検出回路（変流器） ３・・・スイッチング回路 ４・・・トランス ５・・・整流平滑出力回路 ６・・・逆流防止用ダイオード ７・・・出力 ９・・・電圧比較回路 １０・・・制御回路 １１・・・整流平滑回路 １２・・・非線形補償回路 特許出願人 山洋電気株６式会社 代理人 弁理士 高 山 敏 夫（外１名）第１図 １− 人ｖ ７−−−出乃 ２− 窒叱潰出回諏憂凌ｆｆ１）９−−一電り比快回２
５−−− 竪！？；ｆｌ：刀回ｇｒ１２−−−非解形ｉ
Ｍ’Ａｆ［ｉＤ訃６−−一 僅壕、Ｐ万止９目クイオー
ド第２図 （ｂ） 第３図 第４図
ａ）及び（ｂ）は本発明の制御部の一回路例を示す図、
第３図は従来のコンバータ装置の一例を示すブロック図
、第４図（ａ）及び■）は従来例及び本発明の出力特性
を説明する図である。 ｌ・・・入力 ２・・・電流検出回路（変流器） ３・・・スイッチング回路 ４・・・トランス ５・・・整流平滑出力回路 ６・・・逆流防止用ダイオード ７・・・出力 ９・・・電圧比較回路 １０・・・制御回路 １１・・・整流平滑回路 １２・・・非線形補償回路 特許出願人 山洋電気株６式会社 代理人 弁理士 高 山 敏 夫（外１名）第１図 １− 人ｖ ７−−−出乃 ２− 窒叱潰出回諏憂凌ｆｆ１）９−−一電り比快回２
５−−− 竪！？；ｆｌ：刀回ｇｒ１２−−−非解形ｉ
Ｍ’Ａｆ［ｉＤ訃６−−一 僅壕、Ｐ万止９目クイオー
ド第２図 （ｂ） 第３図 第４図
Claims (1)
- 直流−直流変換回路、出力電圧の制御回路、前記直流−
直流変換回路の電流検出回路及び出力に逆流防止用ダイ
オードを備え、直流入力電圧を制御された直流電圧に変
換するコンバータ装置において、前記電流検出回路の出
力を受けて動作する非線形補償回路を備え、この非線形
補償回路の出力信号により、前記出力電圧の制御回路に
ある電圧比較回路の電圧の基準値又は出力電圧の検出値
に補償を加えることを特徴とするコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8663388A JPH01259753A (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8663388A JPH01259753A (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01259753A true JPH01259753A (ja) | 1989-10-17 |
| JPH0586146B2 JPH0586146B2 (ja) | 1993-12-10 |
Family
ID=13892428
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8663388A Granted JPH01259753A (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | コンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01259753A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19817498A1 (de) * | 1998-04-20 | 1999-10-21 | Hahn Schickard Ges | Spannungswandler |
| JP2020092543A (ja) * | 2018-12-06 | 2020-06-11 | 曙ブレーキ工業株式会社 | 直流電源装置および電力制御方法 |
-
1988
- 1988-04-08 JP JP8663388A patent/JPH01259753A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19817498A1 (de) * | 1998-04-20 | 1999-10-21 | Hahn Schickard Ges | Spannungswandler |
| DE19817498B4 (de) * | 1998-04-20 | 2008-07-24 | Hahn-Schickard-Gesellschaft für angewandte Forschung e.V. | Spannungswandler |
| JP2020092543A (ja) * | 2018-12-06 | 2020-06-11 | 曙ブレーキ工業株式会社 | 直流電源装置および電力制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0586146B2 (ja) | 1993-12-10 |
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