DE19803660A1 - Radar-Sensorvorrichtung - Google Patents

Radar-Sensorvorrichtung

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Description

Die Erfindung betrifft eine Radar-Sensorvorrichtung zur Er­ fassung des Abstandes und/oder der Geschwindigkeit eines Ob­ jektes relativ zur Sensorvorrichtung.
Zum Hintergrund der Erfindung ist festzuhalten, daß die Ra­ dartechnik für den Einsatz in Kraftfahrzeugen und in der In­ dustrie für eine berührungslose Erfassung von Objektdaten, wie Entfernung, Geschwindigkeit, Beschaffenheit oder Anwesen­ heit besonders geeignet ist. Die Funktionalität, Meßgenauig­ keit und Gestehungskosten von Radarsensoren hängen dabei we­ sentlich vom angewandten Modulationsverfahren und der zugehö­ rigen Radar-Signalverarbeitung ab. Die entsprechenden Randbe­ dingungen bestimmen die Auslegung der Komponenten einer Ra­ dar-Sensorvorrichtung und damit beispielsweise die Aufwendig­ keit oder Einfachheit der dabei eingesetzten Elektronik.
Zum Stand der Technik ist festzuhalten, daß die berührungslo­ se Abstands- und Geschwindigkeitsmessung mit Radar seit vie­ len Jahren vornehmlich in der Militärtechnik praktiziert wird. Zur Abstandsmessung sind in diesem Zusammenhang zwei unterschiedliche Standard-Modulationsverfahren bekannt, näm­ lich die Pulsmodulation und die Frequenzmodulation.
Beim Pulslaufzeitverfahren wird ein kurzer Radarpuls in Rich­ tung Meßobjekt ausgesendet und nach einer bestimmten Laufzeit als von einem Objekt reflektierter Puls wieder empfangen. Die Laufzeit des Radarpulses ist direkt proportional zu dem Ab­ stand zum Meßobjekt.
Beim Frequenzverfahren wird ein frequenzmoduliertes Radarsi­ gnal ausgesendet, das phasen- bzw. frequenzverschoben empfan­ gen wird. Die gemessene Phasen- bzw. Frequenzdifferenz, die typischerweise im KHz-Bereich liegt, ist proportional zum Ob­ jektabstand. Voraussetzung hierfür ist eine zeitlich lineare Frequenzmodulation.
Theoretisch sind die durch das Pulslaufzeit-Verfahren einer­ seits und das Frequenzverfahren andererseits erhaltenen Meß­ werte gleichwertig. In der Praxis besitzen die Verfahren je­ doch spezifische Vor- und Nachteile bezüglich der für die Praxis relevanten Parameter für die Sensor-Meßgenauigkeit bzw. die erreichbare Strukturauflösung. Bei diesen Parametern handelt es sich in erster Linie um die Modulationsbandbreite und die Radar-Sende-/Empfangsleistung. Für diese Parameter, die die Strukturauflösung und Reichweite bestimmen, existie­ ren funktechnische Zulassungsvorschriften sowie technisch und wirtschaftlich relevante Randbedingungen, insbesondere hin­ sichtlich der Funktion und des Schaltungsaufwandes. Als Bei­ spiel sind in diesem Zusammenhang die für die Nahbe­ reichsüberwachung mit Hilfe von Radar-Sensoren verwendbaren Frequenzbereiche von 24,0 bis 24,25, 61,0 bis 61,5 und 76,0 bis 77,0 GHz zu nennen, auf die sich auch die im folgenden erwähnten Radarparameter beziehen.
Für den Anwendungsfall der Abstands- und Geschwindigkeits­ messungen von Objekten im Umfeld eines Kraftfahrzeuges wird eine physikalische Strukturauflösung von < 15 cm für ei­ nen Meßbereich von 0 bis 5 Metern gefordert (Nahbereich). Da­ für ist eine Modulations-Bandbreite von < 1 GHz erforderlich. Bei einem entsprechenden Pulsverfahren ist eine Pulsdauer von < 1 ns notwendig. Die Erzeugung der vorstehenden Radar-Sig­ nale mit einer Dauer von einigen 100 ps, einer Bandbreite < 1 GHz und einer Radar-Mittenfrequenz bei z. B. 24 oder 77 GHz verursacht einen nicht unerheblichen technischen Auf­ wand.
Bekannte Radar-Sensorvorrichtungen für industrielle Anwendun­ gen - z. B. ein Füllstands-Radar - und verkehrstechnische An­ wendungen - z. B. ein Kraftfahrzeug-Abstand-Radar - verwenden aus Kostengründen vornehmlich frequenzmodulierte Verfahren, da dabei eine flexible und sehr präzise digitale Signalverar­ beitung möglich ist. Ferner wird selbst für Objekte mit ge­ ringer Reflektivität eine hohe Reichweite bis ca. 100 m er­ zielt.
Trotz dieser praktischen Anwendbarkeit sind bekannte Radar- Sensorvorrichtungen auf der Basis eines Puls- oder Frequenz­ verfahrens für die im Zusammenhang mit der vorliegenden Er­ findung interessierenden Detektionsaufgaben im Nahbereich aus verschiedenen Gründen ungeeignet. Bei dieser Anwendung erge­ ben sich nämlich stark unterschiedliche Meßanforderungen, wie nahe und ferne Ziele, geringe und hohe Objektgeschwindigkei­ ten und verschiedene Objektreflektivitäten. Diese Meßanforde­ rungen müssen gleichzeitig erfüllt werden.
Davon ausgehend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ei­ ne Radar-Sensorvorrichtung anzugeben, die bei vertretbarem Schaltungsaufwand eine hohe Flexibilität und insbesondere gu­ te Anwendbarkeit im Nahbereich zeigt.
Diese Aufgabe wird durch eine Radar-Sensorvorrichtung mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst. Demnach kommt bei der erfindungsgemäßen Radar-Sensorvorrichtung, die durch eine von einer Steuereinheit vorgenommene variable Einstellung ei­ ner Modulations- und Leistungssteuerfunktion alternierend in mindestens zwei unterschiedlichen, sich überlagernden Be­ triebsarten zu betreiben ist, ein kombiniertes und flexibles Modulationsverfahren zur Anwendung. Dabei wird mit der ge­ nannten Modulationsfunktion ein elektronisch ansteuerbarer, frequenzverstimmbarer Oszillator zur Erzeugung eines Sendesi­ gnals für eine Sendeantenne angesteuert. Die Leistungssteuer­ funktion steuert einen Leistungsschalter, der zwischen Oszil­ lator und Sensorantenne zur Variation der Sendeleistung ge­ setzt ist. Das von der Empfangsantenne erzeugte Radar- Empfangssignal wird zusammen mit dem Sendesignal in einer De­ modulationseinheit zur Bildung eines demodulierten Empfangs­ meßsignales kombiniert. Letzteres kann von der eingangs ge­ nannten Steuereinheit ausgewertet werden. Letztere dient gleichzeitig zur Steuerung der gesamten Sensorvorrichtung, wobei die Frequenz und Phase des Oszillators durch eine die­ sem zugeordnete Referenzeinheit von der Steuereinheit über­ wacht werden kann.
Durch diese Grundauslegung der Radar-Sensorvorrichtung können die Radarparameter "Bandbreite" und "Leistung" mittels der Steuereinheit in den beiden sich überlagernden Betriebsarten durch entsprechende Ansteuerung des Leistungsschalters und des Oszillators adaptiv eingestellt werden. Für die Abstands­ messung im Nahbereich wird mit einer frequenzmodulierten Be­ triebsart mit verminderter Sendeleistung, dafür aber höherer Bandbreite gearbeitet, der für die Geschwindigkeitsmessung sowohl im Nah- als auch Fernbereich eine Betriebsart mit Festfrequenzbetrieb und normaler Ausgangsleistung überlagert ist. Dabei ist zu ergänzen, daß durch die variable Ansteuer­ barkeit des Leistungsschalters die Sendeleistung der Sensor­ vorrichtung entsprechend der aktuell gegebenen Reflektivität der erfaßten Objekte variiert werden kann. Dadurch wird eine Übersteuerung der Empfangselemente vermieden. Der Dynamikbe­ reich der Sensorvorrichtung kann also situationsbezogen opti­ mal adaptiv eingestellt werden.
Bevorzugte Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Sensorvor­ richtung sind im übrigen in den Unteransprüchen angegeben.
Im folgenden wird die Erfindung in verschiedenen Ausführungs­ beispielen anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläu­ tert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Radar-Sensorvorrichtung in einer ersten Ausführungsform,
Fig. 2 ein Kurvendiagramm zur Darstellung der frequenzabhän­ gigen Sendeleistung im sogenannten "Dual-Mode- Betrieb",
Fig. 3 zwei synchron übereinandergelegte Kurvendiagramme zur Darstellung des zeitlichen Verlaufes der Modulations- und Leistungssteuerfunktion,
Fig. 4 zwei Kurvendiagramme analog Fig. 3 mit einer einen Taktbetrieb erzeugenden Leistungssteuerfunktion und
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Radar-Sensorvorrichtung in einer zweiten Ausführungsform.
Die in Fig. 1 gezeigte Radar-Sensorvorrichtung weist eine zentrale Steuereinheit 1 zur Steuerung der gesamten Elektro­ nik der Sensorvorrichtung und zur Meßwert-Auswertung auf. Diese Steuereinheit 1 wird in grundsätzlich bekannter Weise mit einem Mikroprozessor betrieben, der die üblichen, inter­ nen Komponenten und Schnittstellen aufweist. Durch eine ent­ sprechende Steuersoftware werden die Funktionen der Steuer­ einheit 1 implementiert.
Im Sendezweig S ist ein elektronisch frequenzverstimmbarer 24-GHz-Oszillator 2 vorgesehen, der ein frequenzmodulierbares Sendesignal f(t) erzeugt. Dem Oszillator 2 ist ein Leistungs­ teiler 3 nachgeschaltet, der einen Teil des Sendesignals f(t) zum Empfangszweig E der Sensorvorrichtung abzweigt. Der im Sendezweig S durchgehende Teil des Sendesignal f(t) gelangt zu dem Leistungsschalter 4, der als schaltbarer HF-Verstärker oder im einfachsten Fall als HF-Transistor ausgelegt sein kann.
Der Oszillator 2 und der Leistungsschalter 4 stehen über ent­ sprechende Verbindungsleitungen 5, 6 mit der Steuereinheit 1 in Verbindung. Über die Verbindungsleitung 5 wird eine Modu­ lationsfunktion m(t), die von der Steuereinheit 1 erzeugt wird, dem Oszillator 2 zugeführt. Desgleichen wird über die Verbindungsleitung 6 dem Leistungsschalter 4 von der Steuer­ einheit 1 eine Steuerfunktion a(t) übermittelt. Durch die Mo­ dulationsfunktion m(t) wird die Frequenz des vom Oszillator 2 abgegebenen Sendesignals f(t) gesteuert, während durch die Steuerfunktion a(t) die von der Sensorvorrichtung über eine Sendeantenne 7 abgestrahlte Leistung eingestellt wird.
Der Empfangszweig E weist eine Empfangsantenne 8 zur Aufnahme eines von einem zu erfassenden Objekt reflektierten Radar- Empfangssignals e(t) auf. Dieser Empfangsantenne 8 ist eine Demodulationseinheit 9 zugeordnet, die bei dem in fig. 1 ge­ zeigten Ausführungsbeispiel durch den Leistungsteiler 3 und den zwischen Leistungsteiler 3 und Empfangsantenne 8 gesetz­ ten Empfangsmischer 10 gebildet ist. Der Empfangsmischer 10 bildet aus dem Empfangssignal e(t) und dem Sendesignal f(t) ein demoduliertes Meßsignal MESS(t), das über eine Abtast- und Speichereinheit 11 (= "Sample-and-hold"-Einheit) dem Aus­ werteteil der Steuereinheit 1 zugeführt wird. Die Abtast- und Speichereinheit 11 bildet dabei aus dem getakteten Meßsignal MESS(t) ein kontinuierliches Meßsignal mess(t). Die Abtast- und Speichereinheit 11 kann im übrigen Bestandteil der Steu­ ereinheit 1 selbst sein.
Schließlich ist in der Sensorvorrichtung noch eine Refe­ renzeinheit 12 vorgesehen, die dem Oszillator 2 zugeordnet ist und die Aufgabe besitzt, ein Referenzsignal r(t) zu er­ zeugen, mit dessen Hilfe die Frequenz und Phase des Oszilla­ tors 2 von der Steuereinheit 1 überwachbar ist.
Die vorstehend erörterte Radar-Sensorvorrichtung kann auf­ grund ihres Aufbaues in typischer Weise in einem sogenannten "Dual-Mode-Betrieb" gefahren werden, d. h. daß der Radarsensor wechselnd in mindestens zwei Betriebsarten (= "Dual-Mode") betrieben wird. In alternierend getakteter Abfolge wird ein monofrequentes Trägersignal (CW-Betriebsart) und ein fre­ quenzmoduliertes Signal (FM-Betriebsart) ausgesendet. In der CW-Betriebsart wird per Doppler-Effekt die Geschwindigkeit vorzugsweise schnell bewegter, ferner Objekte mit möglichst hoher Geschwindigkeitsauflösung und Reichweite gemessen, wo­ hingegen in der FM-Betriebsart der Abstand zu nahen Objekten mit möglichst hoher Abstandsauflösung gemessen werden soll. Diese sich in beiden Betriebsarten ergebenden Meßsignale wer­ den spektral ausgewertet, was z. B. durch Fouriertransformati­ on, aber auch alternative Spektralanalysemethoden, wie bei­ spielsweise autoregressive Verfahren vorgenommen wird. Dabei werden die Radarparameter "Bandbreite" und "Leistung" wie er­ wähnt durch die Steuereinheit 1 in der jeweiligen Betriebsart durch entsprechende Ansteuerung der Leistungsschalters 4 und des Oszillators 2 adaptiv eingestellt. Dadurch ergibt sich im Dual-Mode-Betrieb typischerweise das in Fig. 2 dargestellte Frequenzspektrum: In der FM-Betriebsart wird mit hoher Band­ breite B um die Mittenfrequenz f0 und mit niedrigem Lei­ stungspegel PLOW gearbeitet. Durch diese Wahl der Radarparame­ ter wird im Nahbereich die Priorität auf eine hohe Auflösung bei der Distanzmessung gelegt.
In der CW-Betriebsart wird nur eine geringe Bandbreite um die Mittenfrequenz f0 belegt, jedoch mit einem hohen Leistungspe­ gel PHIGH gearbeitet. Dadurch wird eine hohe Reichweite und Geschwindigkeitsauflösung der Sensorvorrichtung erreicht.
Das vorstehend beschriebene Frequenzspektrum im Dual-Mode- Betrieb wird durch eine entsprechende Ansteuerung von Oszil­ lator 2 und Leistungsschalter 4 mit Hilfe der von der Steuer­ einheit 1 abgegebenen Modulationsfunktion m(t) und der Steu­ erfunktion a(t) erreicht. Dies ist in Fig. 3 näher darge­ stellt. In den beiden synchron übereinandergelegten Zeitdia­ grammen ist im oberen Diagramm die Modulationsfunktion m(t) bzw. das sich daraus ergebende Sendesignal f(t) im Frequenz­ verhalten dargestellt. Das untere Diagramm zeigt die Steuer­ funktion a(t) bzw. die damit über den Leistungsschalter 4 ge­ steuerte Radarleistung PHF.
Wie aus dem Diagramm erkennbar ist, ist in der CW-Betriebsart die Modulationsfunktion m(t) konstant, was eine konstante Ra­ darfrequenz f0 ergibt. Die Steuerfunktion a(t) schaltet zwi­ schen den beiden Radarleistungspegeln PLOW und PHIGH um, wobei in der CW-Betriebart der Leistungspegel PHIGH vorzugsweise konstant eingestellt ist.
Zum Zeitpunkt t1 erfolgt das Umschalten in die FM-Betriebs­ art, bei der die Modulationsfunktion m(t) in Form einer an­ steigenden und abfallenden Rampe verläuft, so daß die Fre­ quenz des Sendesignal f(t) zwischen der unteren Grenzfrequenz fLow und der oberen Grenzfrequenz fHIGH hin- und herläuft. Aus dem unteren Teil der Fig. 3 ist erkennbar, daß aufgrund der Steuerfunktion a(t) der Radarleistungspegel PHF von hohem Ni­ veau PHIGH auf niedriges Niveau PLOW umgeschaltet wird.
Zum Zeitpunkt t2 wird wieder in den CW-Betrieb umgeschaltet.
In Fig. 3 ist die Modulationsfunktion m(t) im FM-Betrieb als linear ansteigende und abfallende Rampe gezeigt. Die übli­ cherweise nicht lineare Frequenz-Spannungs-Kennlinie des Os­ zillators 2 kann in der Praxis durch eine Vorverzerrung der Modulationsfunktion m(t) berücksichtigt werden. Dies kann durch eine Softwarekorrektur im Steuerprogramm der Steuerein­ heit 1 oder durch einen analogen/digitalen Regelkreis erfol­ gen.
Schließlich ist noch darauf hinzuweisen, daß die Steuerfunk­ tion a(t) bei Auslegung des Leistungsschalters 4 als HF-Transistor durch ein Ein- und Ausschalten der Betriebsspan­ nung des Transistors implementiert werden kann. Die Verwen­ dung eines HF-Transistors hat zudem den Vorteil, daß eine Durchlässigkeit des Leistungsschalters 4 in Rückwärtsrich­ tung, also von der Sendeantenne 7 zum Leistungsteiler 3, in beiden Schaltzuständen nicht gegeben ist, wodurch sich die Isolation von Sende- f(t) und Empfangssignal e(t) erhöhen läßt.
Die Schaltrate zwischen CW- und FM-Betriebsart wird situati­ onsbezogen variiert und liegt anwendungsspezifisch im Hz bis kHz-Bereich.
Eine alternative Auslegung der Steuerfunktion a(t) ist in den Diagrammen gemäß Fig. 4 dargestellt. Die Zeitachse ist dabei gegenüber der Darstellung in Fig. 3 erheblich gedehnt. So entspricht die von Fig. 4 abgedeckte Zeitdauer dem mit IV in Fig. 3 bezeichneten, oval umgrenzten Bereich. Wie nun aus dem unteren Diagramm in Fig. 4 erkennbar ist, wird der Leistungs­ schalter 4 mit einem schnellen Taktsignal aTAKT(t) angesteuert, über dessen Tastverhältnis sich die mittlere Radarleistung einstellen läßt. Ähnlich einem Impulsradar werden also kurze Meßpulse ausgesendet. Je kürzer die Meßpulse sind, desto ge­ ringer ist die ausgesendete mittlere Radarleistung und desto geringer die Sensorreichweite. Auf der Empfangsseite ergibt sich ein getaktetes Meßsignal MESS(t). Durch den Vergleich mit der Modulationsfunktion m(t) folgt, daß die ausgesendete Radarfrequenz verglichen zur Taktrate sich langsam verändert, wodurch praktisch für jede Radarfrequenz mehrere Meßpulse ausgesendet und die entsprechenden Empfangssignale ausgewer­ tet werden können.
Ein wesentlicher Unterschied zum konventionellen Pulsradar besteht jedoch darin, daß die Pulsdauer deutlich höher als die Laufzeit der Radarmeßpulse ist. Da die Strukturauflösung bei der Distanzmessung jedoch nicht durch die Pulsdauer be­ stimmt wird, sondern durch die Frequenzmodulationsbandbreite, ist es nicht erforderlich, besonders kurze Pulse zu erzeugen. Dadurch werden die technischen Anforderungen und die Kosten für die Radar-Sensorvorrichtung reduziert.
In Fig. 5 ist eine zweite Ausführungsform der Radar-Sensor­ vorrichtung dargestellt, bei der statt getrennter Sensor- und Empfangsantennen eine kombinierte Sende-/Empfangsantenne 13 verwendet wird. Bei einer solchen monostatischen Anordnung wird als Demodulationseinheit 9 ein bidirektionaler Mischer 14 zwischen Oszillator 2 und Leistungsschalter 4 eingesetzt. Bei dem bidirektionalen Mischer 14 kann es sich beispielswei­ se um eine Schottky-Diode handeln. Dieser bidirektionale Mi­ scher 14 überträgt einen Teil des Sendesignals f(t)zum Lei­ stungsschalter 4 und weiter zur Antenne 13 und bildet aus dem reflektierten Radarempfangssignal e(t) und dem Sendesignal f(t) ein demoduliertes Meßsignal MESS(t). Der Leistungsschal­ ter 4 wird wiederum durch die Steuerfunktion a(t) gesteuert und ist ein Element, das in einem ersten Schaltzustand bidi­ rektional durchlässig ist, in einem zweiten Schaltzustand je­ doch bidirektional sperrt.
Die weiteren Bauteile der Sensorvorrichtung gemäß Fig. 5 stimmen mit denen gemäß Fig. 1 überein und sind mit identi­ schen Bezugszeichen versehen. Insoweit kann auf die Beschrei­ bung der Fig. 1 verwiesen werden.

Claims (10)

1. Radar-Sensorvorrichtung zur Erfassung des Abstandes und/oder der Geschwindigkeit eines Objektes relativ zur Sensorvorrichtung mit
  • - einem mittels einer Modulationsfunktion (m(t)) elektro­ nisch ansteuerbaren, frequenzverstimmbaren Oszillator (2) zur Erzeugung eines Sendesignals (f(t)),
  • - einer Sendeantenne (7, 13) zur Aussendung eines Radarsi­ gnals auf der Basis des Sendesignals (f(t))
  • - einem zwischen Oszillator (2) und der Sendeantenne (7, 13) gesetzten, durch eine Leistungssteuerfunktion (a(t)) an­ steuerbaren Leistungsschalter (4) zur Variation der Sen­ deleistung (PHF) der Sendeantenne (7, 13),
  • - einer Empfangsantenne (8, 13) zur Aufnahme des vom zu er­ fassenden Objekt reflektierten Radarempfangssignals (e(t)),
  • - einer Demodulationseinheit (9) zur Bildung eines demodu­ lierten Empfangsmeßsignals (MESS(t)) aus dem Sendesignal (f(t)) und dem Radarempfangssignal (e(t)),
  • - einer dem Oszillator (2) zugeordneten Referenzeinheit (12) zur Erzeugung eines Referenzsignals (r(t)) zur Über­ wachung der Frequenz und Phase des Oszillators (2), und
  • - einer Steuereinheit (1) zur Steuerung der Sensorvorrich­ tung und zur Auswertung des Empfangsmeßsignals (MESS(t)), wobei die Sensorvorrichtung durch eine von der Steuerein­ heit (1) vorgenommene variable Einstellung der Modulati­ ons- und Leistungssteuerfunktion (m(t), a(t)) alternie­ rend in mindestens zwei unterschiedlichen, sich überla­ gernden Betriebsarten (CW, FM) zu betreiben ist, die auf unterschiedliche Meßbereiche der Steuervorrichtung abge­ stimmt sind.
2. Radar-Sensorvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in alternierend getakte­ ter Abfolge in einer CW-Betriebsart ein monofrequentes Sen­ designal (f) und in einer FM-Betriebsart ein frequenzmodu­ liertes Sendesignal (f(t)) erzeugbar sind.
3. Radar-Sensorvorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß durch adaptive Ansteue­ rung des Oszillators (2) und des Leistungsschalters (4) über eine entsprechende Einstellung der Modulations- und Leistungssteuerfunktion (m(t), a(t)) durch die Steuerein­ heit (1)
  • - zur Abstandserfassung von Objekten in einem Nahbereich im FM-Betrieb mit reduzierter Sendeleistung (PLOW) bei erhöh­ ter Bandbreite (B) der Modulationsfrequenz (f(t)) gear­ beitet wird, und
  • - zur Geschwindigkeitserfassung von Objekten zumindest in einem Fernbereich im CW-Betrieb mit nicht reduzierter Sendeleistung (PHIGH) bei einer festen Frequenz (f) gear­ beitet wird.
4. Radar-Sensorvorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulati­ onsfunktion (m(t)) im FM-Betrieb rampenförmig und im CW-Betrieb konstant ausgelegt ist.
5. Radar-Sensorvorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Lei­ stungssteuerfunktion (a(t)) als zwischen zwei Radar- Leistungspegeln (PLOW, PHIGH) hin und her schaltende Amplitu­ denschaltfunktion (a(t)) ausgelegt ist.
6. Radar-Sensorvorrichtung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Amplitudenschaltfunktion (a(t)) mit einer gegenüber der Modulationsrate der Modulations­ funktion (m(t)) schnelleren Taktrate.
7. Radar-Sensorvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei ge­ trennter Sende- und Empfangsantenne (7, 8) die Demodulati­ onseinheit (9) gebildet ist durch
  • - einen Leistungsteiler (3) im Sendezweig (S) zur Abtren­ nung eines Teils des Sendesignals (f(t)) und
  • - einen der Empfangsantenne (8) zugeordneten Empfangsmischer (10), dem zur Bildung des demodulierten Empfangssignals (MESS(t)) zum einen der abgetrennte Teil des Sendesignals (f(t)) und zum anderen das Empfangssignal (e(t)) von der Empfangsantenne (8) zuführbar ist.
8. Radar-Sensorvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei kombi­ nierter Sende-/Empfangsantenne (13) die Demodulationsein­ heit (9) durch einen bidirektionalen Mischer (14) im Sende­ zweig (S) gebildet ist.
9. Radar-Sensorvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Lei­ stungsschalter (4) von einem schaltbaren Hochfrequenz- Verstärker, insbesondere einem Hochfrequenz-Transistor ge­ bildet ist.
10. Radar-Sensorvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Demo­ dulationseinheit (9) eine Abtast- und Speichereinheit (11) nachgeschaltet ist, die vorzugsweise in einem zeitsynchro­ nen Verhältnis zur getakteten Leistungsschaltfunktion (a(t)) betrieben wird.
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