DE1960994C3 - Anordnung zur Zusammenfassung von Nachrichtenkanälen - Google Patents

Description

tung (1), daß als erste Transformation eine reine läutert.

Phasenverschiebung (4) der Kanäle (A, B) ge- In Fig. 1 sind schematisch dargestellt zwei Angeneinander vorgenommen wird, die derart gc- 35 tennen 10 und 10V und es ist davon auszugehen, daß steuert ist, daß vom Korrelationsprodukt der bei- die Strahlungsdiagramme dieser beiden Antennen in den verschobenen Signale (A₁, B₁) der Imaginär- die gleiche Enpfausrichtung zeigen, daß jedoch beiteil zu Null wird, und daß die zweite Transfor- spielsweise die Antenne 10 horizontal polarisiert ist, mation eine orthogonale, reelle ist, die derart ge- während die Antenne 10' vertikal polarisiert ist. Die steuert ist, daß das Korrelationsprodukt der bei- 40 von der Antenne kommenden Signale werden einem den hieraus entstehenden Signale (A₂, B₂) zu Null Empfänger 11, die von der Antenne 10' kommenden wird (Fig. 3). " Signale werden einem Empfänger 11' zugeführt.

4. Anordnung nach Anspruch 2, gekennzeich- Jeder der Empfänger ist mit einer automatischen net durch eine derartige Ausbildung der Schal- Verstärkungsregelung 12 und 12' versehen, die ledigtung (1), daß als erste Transformation eine reelle, 45 lieh schematisth als Rückkopplungsglied angedeutet orthogonale Transformatk 1 vorgenommen wird, ist. Für diese automatischen Verstärkungsregelungen die derart gesteuert ist, d«.'J vom Korrelations- hat sich in der Fachsprache bekanntlich auch der produkt der beiden hieraus entstehenden Signale Ausdruck »Automatic Gain Control« bzw. die ent- (A_x, B₁) der Realteil zu Null wird, daß anschlie- sprechende Abkürzung »AGC« eingebürgert. Die ßend eine zeitliche 90°-Verschiebung (8) der bei- 50 von den Verstärkern 11 und 11' kommenden Kanäle den Signale (A₁, B₁) gegeneinander erfolgt, und A und B werden einer Anordnung IS zugeführt, an daß nach eine reelle Transformation erfolgt, die die sich ein Demodulator 16 anschließt, wobei unter derart gesteuert ist, daß das Korrelationsprodukt dem Demodulator 16 alle zur brauchbaren Auswerder beiden hieraus entstehenden Signale (A_s, B₂) rung der ankommenden Signale geeigneten Schaltunzu Null wird (F i g. 4). 55 gea zu verstehen sind. Da die Anordnung 15 dem

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 Demodulator 16, d. h. also gewissermaßen dem Debis 4, gekennzeichnet durch ihre Verwendung bei tektor, vorgeschaltet ist, wird für die zur Zusammeneinem Polarisationsdiversity-Verfahren mit zwei fassung der Kanäle A und B geeignete Anordnung Antennen (10, IC), derart, daß die beiden auch der Ausdruck »Predetection-Combiner« ver-Steuerparameter (p, e) zur Messung der Polari- 60 wendet. Seltener erfolgt die Zusammenfassung erst sationsart verwendet sind. hinter den Demodulatoren. In diesem Falle spricht

6. Anordnung zur Zusammenfassung von man von »Postdetection-Combiner«. Die verwen- n Nachrichtenkanälen (n=3, 4, 5 ...), welche deten Schaltungsprinzipien sind in beiden Fällen die kohärente Signale unterschiedlicher Amplitude gleichen. Aus den Rückkoppelschleifen 12 bzw. 12' und Phase neben untereinander gleich starken, 65 der automatischen Verstärkungsregelung wird nun, unkorrelierten Störsignalen enthalten, zu einem wie dies durch die gestrichelt eingetragenen Leitun-Kanal mit optimalem Störabstand, dadurch ge- gen 13 und 13' kenntlich gemacht ist, eine Informakennzeichnet, daß eine Schaltung vorgesehen ist, tion dahingehend entnommen, daß der Combiner 15

eine sinnvolle Kombination aus den Kanälen A !,nid B bildet, und zwar derart, daß jeweils der Kanal mit dem besseren Signal-zu-Rausch-Verhältnis dem Demodulator 16 mit entsprechend höherem Gewicbt zugeführt wird. Bei geeigneter Bemessung des Combiners läßt sich theoretisch bei beliebigen Amplituden- und Phasenverhältnissen der Antennen-Spannungen, d. h. bei beliebiger elliptischer Polarisation, die optimale Kombination aus beiden Eingangskanälen A und B bilden. Weil die Information vor der Zusammenfassung der Kanäle entnommen wird, ergibt sich bei dieser bekannten Anordnung jedoch der Nachteil, daß der Combiner lediglich eine Steuerung, d. h. also keine Regelung, vornimmt, wodurch die Genauiekeit der Gesamtanordnung zum Teil erheblich vermindert wird. Besonders entstehen Ungenauigkeiten dadurch, daß die Stärke der Nutzsignale bzw. der Rauschabstand in den beiden Empfangskanälen gemessen werden müssen. Dies geschieht beim beschriebenen Beispiel mittelbar im Rahmen der AGC, bei anderen bekannten Ausführungsformen auch unmittelbar zur Steuerung des Predetection-Combiners.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die vorerwähnten Schwierigkeiten zu mindern und eine Anordnung zur Zusammenfassung von zwei oder mehreren Nachrichtenkanälen anzugeben, die geeignet ist, als Regelung zu wirken.

Ausgehend von einer Anordnung zur Zusammenfassung von zwei Nachrichtenkanälen, welche kohärente Signale unterschiedlicher Amplitude und Phase neben untereinander gleich starken, unkorrelierten Störsignalen enthalten, zu einem Kanal mit optimalem Störabstand, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß eine Schaltung vorgesehen ist, die nach Art einer unitären Transformation zwei Linearkombinationen der ursprünglichen Signale bildet, und daß zwei Regelkreise zwei reelle Parameter dieser Transformation derart steuern, daß zwischen den beiden Linearkombinationen keine Korrelation mehr besteht.

Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen noch näher erläutert. Es zeigt in der Zeichnung

F i g. 1 eine vorstehend bereits beschriebene bekannte Schaltung,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer Schaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 3 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltung,

F i g. 4 eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 3,

F i g. 5 die Verwendung der Schaltungen nach den F i g. 2 bis 4 bei einer Empfangsstation, die mit Hilfe eines Polarisationsdiversity-Verfahrens arbeitet.

Bei der Erfindung wird von folgender Überlegung ausgegangen.

Man bildet nach an sich bekannten Regeln der Mathematik aus den gegebenen beiden Signalen A und B zwei Linearkombinationen A₂ und B₂ in der Weise, daß diese lineare Transformation durch eine unitäre Matrix beschrieben wird, welche eine Funktion zweier reeller Parameter ist, z. B. in der Form Eine allgemeine unitäre Transformation kann sich von der so geschriebenen Form bestenfalls noch durch Phasenverschiebungen der Ausgangssignale, die für das Prinzip keine Bedeutung haben, unter-5 scheiden. In diesem Fall treten zu den beiden Parameter φ und α noch konstante Größen hinzu, und es entstehen folgende Gleichungen.

A₉ = A cos φ £'</»+<■> — B sin φ e'W-«>

B₂ = A sin<pe^/<J'+'^I> + .Bcos<pe'⁽'"^o), (2)

A₂ = A cos φ e^la — B sin φ e~^la B₂ = A sin φ e^la -f 3 cos φ β~'^Λ

bei welcher φ und <* die beiden reellen Parameter sind.

wobei β und γ die vorerwähnten konstanten Größen sind.

A, B, A₂, B_v sind dabei Gemische von untereinander korrelierten Nutzsignalanteilen und von Rauschanteilen. Die Rauschanteile von A, B darf man als unkorreliert und, so lange eine etwa vorhandene AGC auf beide Kanäle gleich wirkt, als gleich groß annehmen. Dann sind auch unabhängig von φ, κ die Rauschanteile von A₂ und B₂ gleich groß und unkorrelieii.

Ein bestimmtes Wertepaar φ, χ ist optimal und führt bei konstantem Rauschen zum höchstmöglichen Signalpegel in einem Ausgangskanal, z. B. A₁. Die unitäte Transformation garantiert, daß dann gleichzeitig das Nutzsignal im anderen Ausgangskanal, z. B. das Signal B₂, verschwindet, und damit verschwindet die Korrelation zwischen beiden Kanälen. Ein Korrelationsprodukt A₉ ■ B„* φ 0 ist daher ein Anzeichen von nicht optimaler Einstellung und kann dazu benutzt werden, über einen Regelkreis die beiden Parameter φ und ac zu verändern. Da A₂ ■ B₂* im allgemeinen Fall komplex ist, können aus Real- und Imaginärteil zwei Kriterien für die Steuerung der beiden Parameter φ und λ gewonnen werden.

Das Korrelationsprodukt würde natürlich auch verschwinden, wenn im Beispiel das ganze Nutzsignal im anderen Kanal B₂ erscheint und in A₂ verschwindet. Durch eine geeignete Polung der Regelkreise wird nun entschieden, welcher der beiden Fälle stabil ist, der andere ist dann labil und wird sofort verlassen.

Die Erfindung läßt sich auf eine größere Anzahl e von Kanälen ausdehnen. Es werden dann durch die unitäre Transformation auch η Ausgangskanäle gebildet. Die Matrix, die die Transformation beschreibt, besitzt rfi komplexe Elemente; jedoch sind hiervon bei einer unitären Matrix nur n(n—1)/2 linear unabhängig. Für den erfindungsgemäßen Zweck genügt es, wenn davon (n—l) Parameter durch Regelkreise steuerbar sind, die übrigen (n — 1)(m—2)/2 können beliebig gewählt werden. Zur Steuerung der (n—l) komplexen Parameter stehen als Kriterien die Korrelationsprodukte zwiss sehen demjenigen Ausgangskanal, der die optimale Kombination enthält, und den n—l übrigen Ausgangskanälen zur Verfügung. Statt der (« — 1) komplexen Parameter werden bei der praktischen Ausführung 2(n—1) reelle Parameter geregelt. Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild, in dem das beschriebene Prinzip zur Zusammenfassung von zwei Kanälen unmittelbar verwirklicht ist. Es sind-auch andere Realisierungen zur Durchführung der unitären Transformation und des Korrelationsdetektors möglich; die gezeigte Ausführung lehnt sich in die Schreibweise von Gleichung (1) an. In Fig. 2 ist als Beispiel nur mehr der eigentliche

PredeteCtion-Combiner darirestelit Apt one <W 0».

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strichelt umrahmten Schaltung 1 besteht, der die ge- in diesem Zusammenhang nicht im einzelnen daraul

strichelt umrahmte Schaltung 2 nachgeschaltet ist. eingegangen werden muß.

Der Schaltungsteil 1 ist in der Lage, die unitäre In Weiterbildung des Erfindungsgedankens ist e:

Transformation durchzuführen, der Schaltungsteil 2 auch möglich, die Transformation nach Gleichung (I]

sei als der sogenannte Korrelationsdetektor bezeich- 5 odei (2) in zwei nacheinander ausgeführte einfachere

net. Analog zu F i g. 1 sind auch in der Schaltung Transformationen zu zerlegen. Es ist dann möglich,

nach Fig. 2 die beispielsweise von einem Vorver- jede dieser einfacheren Transformationen nur vor

stärker kommenden Kanäle A und B zu erkennen. einem Parameter abhängig zu machen und das

Die Signale werden über die Leitungen 20 und 20' Steuerkriterium am Ausgang der jeweiligen Teiltrans-

zunächst jeweils einem steuerbaren Phasenschieber 4 io formation zu gewinnen, so daß zwei völlig vonein-

und 4' zugeführt, von denen der dem Kanal A zu- ander unabhängige Regelkreise entstehen,

geordnete Phasenschieber 4 eine Phasendrehung um Ein entsprechendes Ausführungsbeispiel ist in

den Winkel + <* und der dem Kanal B zugeordnete Fig. 3 gezeigt. Hierbei wird aus den Kanälen A, B

Phasenschieber 4' eine Phasendrehung um den Win- zunächst durch eine Verzögerung des Signals A ein

kel —<* bewirkt. Den Phasenschiebern sind über die 15 Paar gleichphasiger Signale A_v B₁ gewonnen. Als

Leitungen 21 und 21' die Multiplizierer 5 und 5' Kriterium dient der Imaginärteil des Korrelations-

nachgeschaltet. Die Multiplizierer 5 und 5' sind da- produktes A₁ B₁*. Im zweiten Regelkreis erfolgt

bei so ausgebildet, daß sie das ankommende Signal dann eine unitäre Transformation im Reellen, d. h.

mit dem sing? bzw. dem cosqj eines Winkels ψ multi- ohne zeitliche Verschiebungen, mit dem Ergebnis

plizieren. Es folgen dann die über die Leitungen 22, 20 A₂, B₂ und nach dem Kriterium Re(A₂ ß_o*)--»0.

23, 22' und 23' nachgeschalteten Addierer 6 und 6', Eine unitäre Transformation im Reellen wird auch

wobei der Addierer 6 die Differenz und der Addie- als orthogonale Transformation bezeichnet,

rer 6' die Summe zweier Größen bildet. Die Leitun- In F i g. 3 ist wiederum die gestrichelt eingezeich-

gen 22 und 22' verbinden jeweils den mit dem Fak- nete Schaltung 1 derjenige Schaltungsteil der ge-

tor cos φ multiplizierenden Teil der Multiplizierer 5 25 eignet ist, die unitäre Transformation auszuführen,

und 5' mit den Addierern 6 und 6'. Die Leitungen Entsprechend zu F i g. 2 ist im Kanal A das Phasen-

23 und 23' verbinden jeweils den mit dem Faktor schieberglied 4 zu erkennen, das in diesem Fall die

sin<p multiplizierenden Teil der Multiplizierer 5 Phasendrehung 2 * bewirkt. Auch die den Sinus und

und 5' mit den Addierern 6 und 6'. Wegen der Sum- Cosinus des Winkels ψ bildenden Multiplizierer so-

men- bzw. Differenzbildung in den Addierern 6 30 wie die ihnen analog zu F i g. 2 nachgeschalteten

und 6' stehen an den Ausgängen des Schaltungsab- Addierer 6 und 6' sind in der gestrichelt umrahmten

schnittes 1 unmittelbar die Größen A₂ und B₂ ent- Schaltung 1 enthalten,

sprechend Gleichung (1) zur Verfügung. Abweichend von der Schaltung nach F i g. 2 sind

Im Korrelationsdetektor 2 werden nun die Grö- in der Schaltung nach F i g. 3 zur Bildung zweier ßen A₂ und B₈ miteinander verglichen, wozu die Lei- 35 Regel schleifen mit je einem Parameter die Kanäle A tungen 23 a und 23 a' über Demodulatoren bzw. all- und B unmittelbar nach dem Ausgang des Phasengemein über nichtlineare Glieder 7 und 7' mitein- Schiebers 4 über ein Phasendrehglied 8, das eine ander verbunden werden. Dem Memodulator T ist Phasendrehung von 90° bewirkt, und einen Demonoch ein phasendrehendes Glied 8 vorgeschaltet, dulator 7' miteinander verbunden. Der Demoduladas eine Phasendrehung um 90° bewirkt, was in der 40 tor 7' ist mit einem Regler 3' verbunden, der die Zeichnung durch den Buchstaben / kenntlich ge- Größe it regelt und der über die Leitung 25 auf den macht ist. Die Demodulatoren 7 und T sind über die Phasenschieber 4 einwirkt. Im Ausgang der Schal-Leitungen 24 und 24' mit einem Regler 3 verbun- tung sind die die Signale A„ und ß„ führenden Leiden, von dem aus die Leitungen 25 und 25' zu den tungen über einen Demodulator 7 verbunden, dessen Phasenschiebern 4 und 4' bzw. zu den Multiplizie- 45 Ausgang mit einem weiteren Regler 3" verbunden ist. rern 5 und 5' fuhren. Der Regler seinerseits gibt nun Der Regler 3" regelt die Größe φ und wirkt demdie Größen « und φ ab und sorgt dadurch dafür, daß zufolge auf die Multiplizierer 5 und 5' ein, wie dies die von den Demodulatoren 7 und 7' kommenden durch die Leitungen 25' kenntlich gemacht ist.
Fehlersignale, welche dem Rea'.teil des Korrelations- Für die Anwendung in einem Polarisationsdiverprodukts A₂ ■ B₉* und dem Imagmärteil des Korre- 50 sity-Empfänger ist die Schaltang nach F i g. 4 beson- lationsprodukts A₉ ■ B₈* entsprechen, gegen Naffl ders vorteilhaft, wen" ihre beiden Regelkreise vöHig gehen, was mathematisch ausgedrückt bedeutet gleichartig sind aod Sire Regelparameter in einfacher

Beziehung zn den Kenngrößen der einfallenden PoIa-

Re(A₉-B₉*)-*■ Q xmd Im(A₉-B₉*) ^>* 0. risation stehen. Der Winkel ρ gibt unmittelbar die

55 Lage der Polarisations-Hanptrichömg an, trad e ist

Entsprechend den eingangs schon gegebenen Er- der Arcestangens des Achsenverhältnisses, wobei Iäuterungen erscheint dann entweder nur das Signal sich mathematisch zeigen läßt, daß die Größen ρ A₉ oder nor das Signal B₂, and es ist dafür gesorgt, and e bei geeigneter WaU der konstanten Größen fl

daß das zur Auswertung gelangende Signal das best- and 7 nach Gleichung (2) ans den Größen α and φ

mögliche Signal-zu-Raasch-Verhätaiis hat, da der 60 herleitbar sind.

Regler 3 die Größen α and φ so lange nachregelt, bis Dabei wird a eine orthogonale Transforma-

diese Bedingung erreicht ist tion hn Reellen and zwischen diesen beiden Trans-

Im Ausfänrungsbeispiel nach Fig. 2 ist gewisser- formationen eine zeitliche 90°-Verscbiebnng der maßen eine Regelschleife zur Regelang zweier Para- Signale untereinander durchgeführt Der erste Regelmeier, nämlich a and φ, vorhanden. Die einzeln 65 kreis fährt za den Spannungen A_x and B₁, die za-Schaltuugsbausteine, die in Fig. 2 nor in der Art nächst noch nicht in Phase, sondern gegeneinander von Blockschaltbadern angegeben smd, lassen sich zeitlich genau 90° verschoben sind; diese Signale nach bekannten Methoden realisieren, so daß hierzu entsprechen denjenen, die ein in HaoptDolarisa-

tionsrichtung stehender Kreuzdipol abgeben würde. Damit sind die Hauptachsen der Polarisation gefunden, sie liegen um den Winkel ρ gegen die tatsächlichen Antennenachsen verdreht. A₁ und B₁ werden dann durch die vorerwähnte Verschiebung der Signale untereinander zeitlich in Phase gebracht und noch einmal über eine gleiche Regeleinrichtung gegeben. Der sich hierbei ergebende Parameterwinkel e, der nur noch innerhalb ±45° schwanken kann, gibt durch sein Vorzeichen die Polarisationsdrehrichtung an und ist gleich Null bei streng linearer Polarisation.

Für das Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 gelten im wesentlichen die gleichen Gesichtspunkte wie für die Schaltungen nach den F i g. 2 und 3, weshalb gleichartige Teile mit gleichen Bezugsziffern versehen sind. Es ist wiederum der gestrichelt eingerahmte Schaltungsabschnitt 1 zu erkennen, der die unitäre Transformation nach Gleichung (2) ausführt. Im Gegensatz zu den Schaltungen nach den F i g. 2 und 3 werden bei der Schaltung nach F i g. 4 die Kanäle A und B unmittelbar den Multiplizierern 5 und 5' zugeführt, die in der bereits beschriebenen Weise mit den Addierern 6 und 6' zusammengeschaltet sind. Dadurch entstehen an den Leitungen 23 β und 23 a' zunächst die Spannungen A_x und B_x. Die Leitungen 23 a und 23 a' sind über den Demodulator T miteinander verbunden, dessen Ausgang 24' auf den Regler 3' führt, der wiederum über die Leitungen 25 die Multiplizierer 5 und 5' steuert, die nunmehr den Winkel ρ angeben. Der Winkel ρ selbst kann in einem geeigneten Anzeigeinstrument 27 zur Anzeige gebracht werden. Wie bereits erwähnt, ist über ein Phasendrehglied 8 in der Leitung 23a genau der gleiche Regelkreis nochmals nachgeschaltet, so daß an dessen Ausgängen die Signale A₂ und B₂ erscheinen, die über den Modulator 7 wiederum aufeinandergeschaltet werden. Der Modulator 7 ist über die Leitung 24 mit dem Regler 3" verbunden, der wiederum auf die Multiplizierer 5 und 5' einwirkt, die den Cosinus bzw. den Sinus des Parameters e bilden. Die Größe e kann in einem Anzeigeinstrument 27' ebenfalls zur Anzeige gebracht werden.

In F i g. 5 ist noch eine Anwendung, insbesondere der Schaltung nach F i g. 4, in einer Telemetrie-

. Empfangsanlage gezeigt. Die Empfangsanlage ist ähnlich aufgebaut wie die Anlage nach Fig. 1, weshalb wiederum gleiche Teile mit gleichen Bezugsziffern versehen sind. Die von den horizontal bzw. vertikal polarisierten Empfangsantennen 10 bzw. 10' kommenden Signale laufen in die Empfänger 11 und 11' und werden als die Kanäle A und B dem Predetection-Combiner 15 zugeführt. Entsprechend den

ίο vorherigen Ausführungen nimmt der Predetection-Combiner eine Auswertung der Signale vor, und es stehen an seinen beiden Ausgängen die Spannungen A₂ und B₂ zur Verfügung. Über die Größen A₂ und B₂ bzw. die Größen'/ und \ bzw. die Größen ρ und e bewirkt der Predetection-Combiner 15 eine sinnvolle Kombination der Daten und eine entsprechende Regelung, so daß beispielsweise nur der Kanal A₂ dem Demodulator 16 zugeführt wird. Der Demodulator 16 ist über die Leitung 17 mit der nur schema-

ao tisch angedeuteten automatischen Verstärkungsregelung 18 (AGC) verbunden, die im vorliegenden Fall für die beiden Empfänger 11 und 11' gemeinsam sein kann. Am Combiner 15 können zur Messung der Polarisationsart die beiden Parameter ρ und e den

as beiden Meßtinstrumenten 27 und 27' zugeführt werden.

Gegenüber den bekannten Schaltungen weist der vorstehend beschriebene Combiner die Vorteile auf, daß er sich in einem Empfänger verwenden läßt, dessen automatische Verstärkungsregelung (AGC) und automatische Phasenregelung (APC) für alle Kanäle gemeinsam wirken. Es läßt sich weiterhin die optimale Kombination aus den beiden Empfangskanälen A und B bei beliebigen Amplituden- und Phasenverhältnissen des Nutzsignals in beiden Kanälen bilden, ohne daß diese Amplituden und Phasen gemessen werden müssen. Die Einrichtung funktioniert auch für den Fall, daß vergleichsweise hohe schwankende Störsignale, wie z. B. galaktisches Rauschen je nach Stellung der Antennen, auftreten. Weiterhin ist die Genauigkeit der Einrichtung ausreichend groß, so daß diese auch zur Messung der Polarisationsart herangezogen werden kann.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

die nach Art einer unitären Transformation „ . » - ι, η Linearkombinationen der n ursprünglichen Patentansprüche: «^ ^^ un<J daß 2(n_t) Regelkreise

1. Anordnung zur Zusammenfassung von zwei ebenso viele ^J^
Naehrichtenkanälen, welche kohärente Signale 5 maüoa derart ^^^"Jjg"ⁿden"LmearunterschiedHcher Amplitude .md Phase neben kombmationen kerne Korrelation mehr bestem, untereinander gleich starken, unkorrelierten Störsignalen enthalten, zu einem Kanal mit opti-

malern Störabstand, dadurch gekenn-

zeichnet, daß eine Schaltung (1) vorgesehen io

ist, die nach Art einer unitären Transformation . .

zwei Linearkombinationen (A,, B.) der ur- Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung

sprünglichen Signale (A, B) bildet, und daß zwei zur Zusammenfassung von zwei Nachnchtenkanalen,

Regelkreise zwei reelle Parameter («, φ bzw. p,e) welche kohärente Signale unterschiedlicher Ampl,-

diefer Transformation derart steuern, dali zwi- 15 tude und Phase neben untereinander gleich starken,

sehen den beiden Linearkombinationen (A„ Bd unkorrelierten Störsignalen enthalten, zu einem

keine Korrelation mehr besteht (Fig. 2). " Kanal mit optimalem Störabstand

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch ge- In der Nachnchtenubertragungstechnik tritt häufig kennzeichnet, daß die Schaltung (1) derart aus- das Problem auf, zwei Nachnchtenkanale die dasgebildet ist, daß nacheinander zwei nur noch von »o selbe Nutzsignal mit unterschiedlicher Amplitude je einem Parameter abhängige unitäre Transfer- und Phase neben untereinander gleich großen unmationen ausgeführt werden, daß ein erster kontierten Störsignalen enthalten, zu einem Sum-Regelkreis den Parameter (y bzw. p) der ersten menkanal so zusammenzufassen, daß der sogenannte Transformation so steuert, daß nach dieser die Störabstand, d. h. also das Verhältnis von Signal beiden Kanäle (A₁, ü.) vorgegebenes Korre- a₅ und Rauschen, optimal wird. Beispielsweise tritt eine lationsverhalten Ksitzen, und daß ein zweiter derartige Aufgabe bei den sogenannten Polansations-Regelkreis die Parameter (φ bzw. e) der zweiten diversity-Empfangsanlagen auf, bei denen es darum Transformation so steuert, daß nach dieser zwei- geht, die z. B. von einem Satelliten gesendeten Funkten Transformation die Korrelation der beiden signale, deren Polarisationsart sich zeitlich wegen der Kanäle (A _ä, B₂) verschwindet. 30 Bewegung des Satelliten laufend ändert, dauernd mit

3. Anordnung nach Anspruch 2, gekennzeich- bestmöglichem Antennengewinn zu empfangen.

net durch eine derartige Ausbildung der Schal- An Hand von F i g. 1 sei üieses Problem kurz cr-