DE1940241B2 - Lauffeldröhre - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Lauffeldröhre nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche Lauffeldröhre ist bekannt (FR-PS 16 886). Bei dieser bekannten Röhre sind die periodischen Elemente der Endabschnitte so gestaltet, daß ihre Grenzfrequenzen in der Weise getapert sind, daß bei dem unmittelbar an den Hauptabschnitt angrenzenden periodischen Element bei einer Frequenz gerade jenseits der Bandkantenfrequenz des Hauptabschnittes begonnen wird und nacheinander in aufeinanderfolgenden periodischen Elementen diese Grenzfrequenz bis zu einer Abschluß-Grenzfrequenz verschoben wird, die noch weiter außerhalb des Durchlaßbandes des Hauptabschnitts liegt. Damit werden zwar Bandkantenschwingungen im Hauptabschnitt verhindert, der Entwurf der gesamten Verzögerungsleitung wird jedoch sehr kompliziert, weil jedes der periodischen Elemente der Endabschnitte anders dimensioniert werden muß als der Nachbar, um die beschriebene Verteilung der Grenzfrequenzen des Endabschnittes zu schaffen. Darüber hinaus müssen viele solcher periodischen Elemente in jedem der beiden Endabschnitte vorhanden sein, so daß die Gesamtlänge der Verzögerungsleitung erheblich vergrößert wird.

Bei einer anderen bekannten Röhre (US-PS 33 46 766) wird die periodische Verzögerungsleitung mittels eines Impedanztransformators in Form eines eine Viertelwellenlänge langen Abschnittes der periodischen Leitung an die Ausgangs-Übertiagungsleitung angepaßt Dieser bekannte Impedanz-Transformator ist so dimensioniert, daß er in der Mitte des Durchlaßban des des Hauptabschnittes eine Viertelwellenlänge lang ist; am anderen Ende des Hauptabschnittes ist bei dieser bekannten Röhre kein äquivalenter Endabschnitt vorgesehen. Ein Impedanztransformator dieser Art bildet zwar eine relativ einfache Struktur zum

Auskoppeln von Energie aus einer Verzögerungsleitung

an eine Übertragungsleitung, zur Verhinderung von

Bandkantenschwingunge.i auf dem Hauptabschnitt ist

er jedoch nicht gedacht

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Röhre der eingangs

genannten Art so auszugestalten, daß jeder Endabschnitt nur eine minimale körperliche Länge einnimmt und eine unterschiedliche Dimensionierung der einzelnen periodischen Elemente der Endabschnitte vermieden wird.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 aufgeführten Maßnahmen gelöst

Durch die Ausbildung der Endabschnitte als Impedanztransfo.-matoren wird die kürzest mögliche Länge der Endabschnitte erreicht, und dadurch, daß daraufhin

so nur eine einzige Grenzfrequenz der Endabschnitte benötigt wird, ist der Aufbau wesentlich erleichtert

Spezielle Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen 2 und 3.

Die Erfindung soll anhand der Zeichnung näher

js erläutert werden; es zeigt

F i g. 1 einen schematischen Längsschnitt durch eine Wanderfeld-Verstärkerröhre mit Merkmalen der Erfindung;

F i g. 2 den in F i g. 1 mit der Linie 2-2 umschlossenen

Teil;

F i g. 3 einen Schnitt längs der Linie 3-3 in F i g. 2; F i g. 4 einen Schnitt längs der Linie 4-4 in F i g. 3; Fig.5 den Zusammenhang zwischen der Frequenz und der Phasenverschiebung in radiant pro Periode der

4s periodischen Leitung zur Veranschaulichung der Dispersionscharakteristik des Hauptabschnittes und der Endabschnitte;

Fig.6 schematisch die Impedanztransformatorfunktion des Endabschnittes; und

so Fig.7 den Reflexionskoeffizienten in Abhängigkeit von der Frequenz zur Veranschaulichung der verbesserten Anpassung des Hauptabschnittes durch die Verwendung der Endabschnitte nach der Erfindung.

In Fig. 1 ist eine Mikrowellen-Wanderfeld-Ver-

T, stärkerröhre I mit Merkmalen der Erfindung dargestellt. Die Verstärkerröhre I weist ein längliches Vakuumgefäß 2 mit einem Elektronenstrahlerzeugungssystem 3 an einem Ende zur Erzeugung eines Elektronenstrahls 4 längs eines länglichen Strahlweges

ho bis zu einem Auffänger 5 am anderen Ende des Gefäßes 2 auf. Eine periodische Verzögerungsleitung 6 ist innerhalb des Gefäßes 2 zwischen dem Elektronenstrahlerzeugungssystem 3 und dem Auffänger 5 zur kumulativen elektromagnetischen Wechselwirkung mit

bi dem Elektronenstrahl 4 angeordnet Das zu verstärkende Signal wird am strahlaufwärtigen Ende der Verzögerungsleitung 6 über einen Hohlleiter 7 eingespeist. Das verstärkte Mikrowellenausgangssignal wird

am strahlabwärtigen Ende der Verzögerungsleitung 6 mit einem Ausgangshohlleiter 9 ausgekoppelt

Die Verzögerungsleitung 6 wird vorzugsweise aus einer Anzahl gekoppelter Hohlräume gebildet, die längs des Strahlweges aufeinanderfolgend angeordnet sind, s Die Verzögerungsleitung ist vorzugsweise durch Leitungstremier 14 in drei getrennte Teile S', 6" und 6'" unterteilt Ohmsche Abschlüsse 15 sind vorgesehen, um die getrennten Teile 6', 6" und 6'" in der Nähe der Leitungstrenner 14 abzuschließen.

Im Betrieb werden zu verstärkende Signale über den Eingangshohlleiter 7 in die Röhre 1 eingespeist Die Eingangssignale treten mit dem Elektronenstrahl 4 im ersten Leitungsteil G' in Wechselwirkung, um eine Dichtemodulation des Strahls 4 herbeizuführen. Der modulierte Strahl koppelt Energie in den zweiten Leitungsteil 6", um eine Schwingung auf dem zweiten Leitungsteil 6" zu erregen. Die Schwingung im zweiten Teil 6" tritt mit dem Elektronenstrom in kumulative Wechselwirkung, um eine weitere Dichtemodulation und Verstärkung hervorzurufen. Der modulierte Strahl tritt dann in den Ausgangsleitungsteil 6'", um dort eine verstärkte Leitungsschwingung zu erregen. Die Ausgangsschwingung wird am strahlabwärtigen Ende des abgetrennten Leitungsteils 6'" mit dem Ausgangshohl- 2"> leiter 9 abgenommen und einem geeigneten, nicht dargestellten Verbraucher zugeführt.

In einem typischen Ausführungsbeispiel der Röhre nach F i g. 1 liefert die Röhre etwa 12,5 kW Dauerstrich in einem unteren Frequenzband zwischen 1,75 und «ι 1,85GHz und 7,5 kW Dauerstrich zwischen 2,09 und 2,12 GHz mit einer Verstärkung bei Nennleistung von 39,5 dB im unteren Band und 37,3 dB im oberen Band.

Bei einem typischen Ausführungsbeispiel weist jeder der Leitungsteile 6', 6" und 6'" zehn gekoppelte r> Hohlräume auf.

Der Aufbau und die Betriebsweise des Ausgangsleitungsteils 6'" sollen in Verbindung mit Fig. 2—6 näher erläutert werden. Der Leitungsteil 6'" weist eine hohlzylindrische, leitende Trommel 21, beispielsweise aus Kupfer, mit einer Anzahl leitender Scheiben 22 auf, die quer in der Trommel montiert sind, um eine Vielzahl Hohlraumresonatoren 23 im Innenrauin zwischen den Scheiben 22 zu bilden. Die Scheiben 22 sind in der Mitte mit Öffnungen versehen, die mit dem Strahlweg 4 axial -r> ausgefluchtet sind, so daß der Strahl durch den Leitungsteil 6'" hindurchtreten kann. Axial gerichtete, einspringende Driftröhrensektionen 24, beispielsweise aus Kupfer, stehen in die Hohlraumresonatoren 23 von den Scheiben 22 aus vor, um Wechselwirkungsspalte 25 w in den Zwischenräumen zwischen einander gegenüberliegenden, einspringenden Driftröhren 24 zu bilden. Jede der Querscheiben 22 weist eine induktive Koppelblende 26 auf, die zwischen benachbarten Resonatoren 23 eine Verbindung herstellt. Die Koppelblenden 26 sind τ, abwechselnd auf beiden Seiten des Strahls in benachbarten leitenden Scheiben 22 angeordnet.

Diese Art einer Verzögerungsleitung ist beschrieben in »Traveling-Wave Tubes«, J.R. Pierce, Van Nostrand (1950), S. 61, Fig.4.11. Kurz gesagt, die Verzögerungs- w) leitung 6'" hat eine Fundamental-Rückwärtswellen-Dispersionscharakteristik und wird in der ersten Vorwärtswellen-Raumharmonischen mit einer Phasenverschiebung pro Periode der Verzögerungsleitung im Bereich von π bis 2 π Radiant betrieben. (Vgl. F i g. 5). h^r>

Das Verzögerungsleitungsteil 6'" liefert eine Verstärkung pro Hohlraumresonator 23 im Bereich von 2 bis 3 dB. An den strahlaufwärtigen Hohlraum 23' des Leitungsteils 6'" ist ein Stück rechteckiger Kohlleiter 28 mit einer kapazitiven Koppelblende 29 angekoppelt. Ein hohlzylindrisches, dielektrisches Fenster 31 sitzt mit seinen Enden dicht in den Breitwänden des Hohlleiters 28, und ein Verlust-Strömungsmittel, beispielsweise Wasser, wird axial durch die Mitte des hohlzylindrischen Fensters 31 geleitet um Schwingungsenergie zu absorbieren, die vom strahlaufwärtigen Hohlraum 23' über die Blende 29 und den Hohlleiter 28 in das Verlustströmungsmittel gekoppelt wird. Das Verlustströmungsmittel im Hohlleiter 28 bildet den Ohmschen Abschluß 15 und ist für Schwingungsenergie innerhalb des Durchlaßbandes des Verzögerungsleitungsteils 6'" im wesentlichen nicht reflektierend.

Es wurde festgestellt daß, wenn der Leitungsteil 6'" mit einer nicht reflektierenden Last am Ausgang abgeschlossen ist d. h. mit einem Hohlleiter 9 an eine nicht dargestellte Ohmsche Last angepaßt ist und mit einer nicht reflektierenden Last 15 am abgetrennten Ende abgeschlossen ist, wobei angenommen wird, daß jeder der Hohlräume 23 über die ganze Länge des Leitungsteils 6'" im wesentlichen identisch ist, die Bandbreite der Leitung im wesentlichen gemäß F i g. 7, Kurve 0— 10—0 sich verhält. Die Dispersionscharakteristik für eine solche Leitung ist in F i g. 5 durch die mit »Leitungstype I« bezeichnete Kurve dargestell:. Bei einer solchen Leitung treten Bandkantenschwingungen in der Nähe der oberen Grenzfrequenz £-1 auf, die deshalb hier als »Bandkantenfrequenz« bezeichnet wird. Diese Bandkantenschwingungen werden durch die Impedanzfehlanpassungen an den Abschlußenden der Leitung zwischen der Leitung und den Hohlleitern 9 bzw. 28 verursacht. Es ist erwünscht, Bandkantenschwingungen zu verhindern, um die Verwendung von periodischen Leitungssektionen mit höherer Verstärkung zur Erzielung eines besseren Wirkungsgrades und einer höheren Verstärkung zu erlauben.

Dementsprechend sind an beiden Enden des Hauptabschnittes LTG1 (Kurve 34) Endabschnitte LTCII (Kurve 35) vorgesehen. Der Endabschnitt LTG Il ist so dimensioniert, daß er eine Grenzfrequenz /Jl hat, die deutlich außerhalb des Durchlaßbandes des Hauptabschnittes LTG I liegt. In einem speziellen Ausführungsbeispiel hatte der Hauptabschnitt LTG I eine obere Grenzfrequenz /J von etwa 2,25GHz, und der Endabschnitt LTGII wurde aus periodischen Elementen aufgebaut, die eine obere Grenzfrequenz /Jl von etwa 2,45 GHz hatten. An der unteren Bandkante des Hauptabschnittes wurden keine Bandkantenschwingungen festgestellt, weil die Strahlspannung der Röhre nicht ausreichend war, um die Geschwindigkeit der Elektronen in Synchronismus mit der Leitungswelle in der Nähe des π-Betriebsmodus zu bringen. Die untere Bandkante des Hauptabschnittes LTG I war also nicht besonders interessant Wenn jedoch Schwingungen bei dieser Frequenz angetroffen wären, würden die Elemente der Endabschnitte LTG Il so bemessen werden, daß sie eine untere Grenzfrequenz hätten, die merklich unter der unteren Grenzfrequenz des Hauptabschnittes LTG I liegt.

Die Endabschnitte LTG II sind so bemessen, daß sie als Viertelwellenimpedanztransformator dienen, um die relativ niedrige charakteristische Impedanz Z\ des Hauptabschnittes LTG I auf die höhere charakteristische Impedanz Z\ der Hohlleiter 9 bzw. 28 (vgl. F i g. 6) zu transformieren. Statt dessen können unter gewissen Bedingungen der Hohlraumpararneter die relativen Größen der charakteristischen Impedanzen Z\ und Zi

umgekehrt sein. In solchem Falle ist der Effekt des Anpaßtransformators in gleicher Weise vorteilhaft.

Eine speziell vorteilhafte Anordnung für den Endabschnitt LTG II besteht darin, daß nur zwei gekoppelte Hohlraumresonatoren 23 in jedem der Endabschnitte LTC Il verwendet werden. Jeder dieser Endabschnitte LTC Il liefert etwa 45° relative Phasenverschiebung pro periodisches Element oder Hohlraum 23 relativ zur Phasenverschiebung pro Hohlraum im Abschlußhohlraum des Hauptabschnittes LTG I. Das ist in Fig. 5 durch die relative Phasenverschiebung von etwa 45° pro Periode der Leitung dargestellt, gemessen zwischen den Punkten 37 und 38 bei der oberen Grenzfrequenz f_c\ des Hauptabschnittes LTGl.

Die obere Grenzfrequenz /Jl des Endabschnittes L TC II wird zweckmäßig relativ zur Bandkantenfrequenz /J des Hauptabschnittes LTG I (vgl. F i g. 4) angehoben, indem entweder d oder / verringert wird, oder beides, während der gleiche Spaltabstand g beibehalten wird, oder indem der Spaltabstand g in vergrößert wird, während die übrigen Abmessungen konstant gehalten werden.

Die verbesserten Bandpaßeigenschaften der periodischen Verzögerungsleitung bei Verwendung der Endabschnitte LTG II sind in Fig.7 durch die mit 2-6 — 2 bezeichnete Kurve dargestellt. Wenn Endabschnitte LTG Il an beiden Enden des Hauptabschnittes LTG I verwendet werden, werden Bandkanlenschwingungen praktisch verhindert.

Die Endabschnitte LTG Il sind zwar in Verbindung mit einer Verzögerungsleitung 6 aus gekoppelten Hohlräumen beschrieben worden, das ist jedoch nicht notwendig und solche Endabschnitte können auch mit Verzögerungsleitungen allgemeiner Art verwendet werden, beispielsweise Interdigitalleitungen, Ring- und -Stangenleitungen, Resonanzstangenleitungen, Resonanzfahnenleitungen und viele andere konventionelle Verzögerungsleitungen. Die periodische Hauptleitung braucht auch nicht eine Fundamental-Rückwärtswellen-Leitung zu sein, sondern kann auch Fundamental-Vorwärtswellen-Leitungen enthalten, die im Frequenzbereich entsprechend 3" bis π Phasenverschiebungen pro Periode der Mikrowellenleitung arbeiten.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprache:

1. Lauffeldröhre mit wenigstens einer mit dem Elektronenstrahl wechselwirkenden periodischen Verzögerungsleitung mit einem Hauptabschnitt, der ein Durchlaßband mit zwei Bandkantenfrequenzen hat, und wenigstens einem Endabschnitt zur Ankopplung an eine Übertragungsleitung, der wenigstens eine Grenzfrequenz außerhalb des Durchlaßbandes des Hauptabschnitts hat, so daß er für wenigstens eine der beiden Bandkantenfrequenzen des Hauptabschnittes durchlässig ist, d a d u r c h gekennzeichnet, daß jeder Endabschnitt eine einheitliche Grenzfrequenz auf wenigstens einer Seite außerhalb des Durchlaßbandes des Hauptabschnittes aufweist, und daß der Endabschnitt als Impedanztransformator für wenigstens eine der beiden Bandkantenfrequenzen des Hauptabschnittes ausgebildet ist

2. Lauffeldröhre nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptabschnitt (LTGl) und der bzw. jeder Endabschnitt (LTG II) aus einer Reihe von elektromagnetisch gekoppelten Hohlraumresonatoren (23) besteht, die mit zentralen öffnungen zum Durchtritt des Elektronenstrahls versehen sind.

3. Lauffeldröhre nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der bzw. jeder Endabschnitt (LTC II) aus nur zwei gekoppelten Hohlraumresonatoren (23) besteht, die eine Phasenverschiebung pro Hohlraum an der oberen Bandkantenfrequenz (TjI) des Hauptabschnittes haben, die zwischen 3/2 π und 2 π rad liegt, und eine Phasenverschiebung relativ zu der Phasenverschiebung der Hohlraumresonatoren (23) des Hauptabschnittes bei der gleichen Frequenz von etwa π/4, so daß die gesamte relative Phasenverschiebung zwischen dem letzten Hohlraum (23) des Hauptabschnittes (LTG I) und dem letzten (zweiten) Hohlraum des bzw. jedes Endabschnittes (LTGII) bei der betreffenden Bandkantenfrequenz etwa π/2 beträgt