DE1931128A1 - Radiofrequenz-Bandpass-Filter - Google Patents

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§9_102 Zw/Sch 18, Juni 1969

The General Electric and English Electric Companies Limited, 1 Stanhope Gate, London, W.1 / England

Für diese Anmeldung wird die Priorität aus der britischen Patentanmeldung Nr₀ 29577/68 vom 20. Juni 1968 beansprucht.

Radiofrequenz-Bandpass-FiIfcer

Die Erfindung bezieht sich auf Radiofrequenz-Filter und insbesondere solche Filter, welche eine Bandpasscharakteristik aufweisen und Hohlleiter enthalten.

Bekannte Radiofrequenz-(R.EO )-Filter weisen die Eigenschaft der Phasenverschiebung φ gegenüber der Frequenz w auf, welche nicht-linear ist, so daß.die Inderungsgeschwindigkeit

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der Phasenverschiebung nicht konstant zur Frequenz ist,d«ho daß die Gruppenverzögerung -3~- des Filters nicht konstant ist« Einige Typen der innerhalb des Bandpasses modulierten Signale können deshalb vom Filter verzerrt werden. Diese Schwierigkeit wurde dadurch überwunden, daß dem Filter ein .Phasenausgleicher nachgeschaltet ist, der keine ausgesprochenen Filtereigenschaften aufweist, d.h.· daß er ein "All-Pass"-Verhalten zeigt, aber eine Gruppenverzögerung aufweist, die komplementär zu der des Filters im Durchlassbereich ist.

Die Kombination sorgt daher für ein Bandpassverhalten mit konstanter Gruppenverzögerung« Es wird darauf hingewiesen, daß das Filter und der Phasenausgleicher keine gegenseitigen Beeinflussungen bewirken sollten, d.h. jeder Teil sollte ganz unabhängig vom anderen arbeiten»

Nach einem Aspekt der Erfindung umfaßt ein Radiofrequenz-Bandpass-Filter eine hybride Verbindungs-Hohlleiter-Komponente, welche ein erstes Paar von Armen in konjugierter Beziehung hat, welche mittels Hohlräumen abgeschlossen sind, die bei einer der Mittenfrequenz des Filters angenäherten Frequenz Resonanz aufweisen und unterschiedliche Gütefaktoren bzw. Q-Faktoren aufweisen, das andere Paar der Arme ist mit entsprechenden Hohlleiter-Resonatoren gekoppelt, die bei der Mittelfrequenz eine Resonanz aufweisen; die Längen der Hohlleiter zwischen den Hohlleiber-Resonantoren und den Hohlräumen wird so gewählt, daß dem Filter ein Gesamtbandpass-Verhalten mit im wesentlichen konstanter Gruppenverzögerung im Durchlaßbereich verliehen wird.

Nach einem vieiteren Aspekt der Erfindung umfaßt ein Vorfahren zur Herstellung eines Bar Ina.?«-!'"' lters mit einem Phasen-Hohlleiter ohno Minimum /non minimum-phase waveguid/ folgende Schritte:

0 0 9 8 2 9/0846

SAD

a) das Amplituden- und Phasenverhalten einer Tiefpass-Übertragungsfunktion wird bestimmt:

b) die konzentrierten Schaltkomponentwerte /lumped-circuit component values/ eines Tiefpass-Netzwerkes werden bestimmt (welches einen Vierpol /lattice/ umfaßt);

c) die Übertragungsfunktion bzw. Zwischenfrequenz wird ausgestellt /exhibiting/;

d) das Tiefpass-Netzwerk wird zu einem Bandpass-Netzwerk mit der erforderlichen Frequenz und Bandbreite umgewandelt und

e) das Bandpass-Netzwerk wird durch Hohlleiter-Komponenten, welche eine Hohlleiter-Hybridverbindung /waveguid hybrid junction/ umfassen, realisierte

Ein Ausführungsbeispiel eines Radiofrequenz-Bandpass-Filters nach der Erfindung wird nunmehr anhand der Zeichnungen beschrieben, und zwar zeigt

Fig. 1 und 2 eine Draufsicht und, teilweise, eine Seitenansicht eines Filters 2, dessen zur Kupplung bestimmte Flanschen nicht gezeigt sind;

Fig. 3 und 4 Draufsicht und Seitenansicht eines Hohlleiter-Differentialübertragers, auf welchen das Filter sich zentriert;

Fig. 5 einen Prototyp eines Tiefpass-Netzwerkes, welches die Ableistung /derivation/ des Filters illustriert;

Fig. 6 ein Bandpass-Netzwerk, welches durch Umbildung aus dem Netzwerk nach Fig. 5 erhalten worden ist; und

Fig« 7 ein Pol/Nullstellen-Diagramm der charakteristischen Funktion für die Filterkurve eines Tiefpasses /low-pass .amplitude response/.

' bau

009629/0848

Die l?ig<, 1 und 2 zeigt ein selbstentzerrendes Filter /self-equalised filter/, welches bei einer Mittelfrequeng von 6153,5 MHz und über eine Bandbreite von 30 MHz arbeitet. Das Filter ist in Übereinstimmung mit Hohlleiter Nr„ 14 /waveguid Ho₀ 14/ (WR-137) konstruiert und umfaßt zueinander fluchtende Eintritts- und Axistrittsarme 1 und 2, welche an einen Hohlleiter-Differentialübertrager 3 angekoppelt sind, an dessen andere Eingänge ein Resonanz-Reflexionshohlraum 4 in Doppel-T-Form /Η-arm resonant reflecting cavity/ und ein Resonanz-Reflexionshohlraum 5 als Ε-Arm (in Fig„ 2 gezeigt) angekoppelt bzw« -gekuppelt sind,,

Der Doppel-T-Arm bzw, Η-Arm erstreckt sich von der Schmalseite der Haupt- (1, 2) Führung,und der Ε-Arm erstreckt sich von der Breitseite der Hauptführung in bekannter Weise=

Der Hohlleiter-Differentialübertrager 3 wird in den

Fig., 3 und 4 näher ge zeigt „ Er umfaßt einen Llock aus Messing

vorzugsweise, *„_.,-,.,

oder/ernem anderen Metall mit geringem Temperaturausdehnungskoeffizienten, und ist im Inneren mit einem Metall hoher Leitfähigkeit plattiert« Der Hohlleiter-Differentialübertrager 3 v/eist zv/ei fluchtende Eingänge auf, und zwar einen E-Arm-Eingang (Fig„ 3) und einen H-Arm-Eingang (Fig„ 4). Ein Flansch 7 schafft eine Kupplungsfläche für den H-Arm-Eingang, während die Ein- und Ausgangsarme/ der E-Arm-Reflexionshohlraum 5 Flansche aufweisen,, welche auf die entsprechenden Seiten des Blocks 6 angeschraubt werden.

Der Η-Arm wird mittels eines Pfostens 11 passend gemacht, weicherauf der Mittellinie des Η-Armes auf der Breitseite der Haupt- (1, 2) Führung sitzt, welche gegen den E-Arm vorspringt» Der Pfosten 11 hat einen Durchmesser von 0,1%" (etwa 3,96 mm), eine Länge von 0,9" (22,85 mm) und seine Mittellinie ist von der Schmalseite der Haupt- (1, 2) Führung auf der dem Η-Arm abgewondeten Seite um 0,531" (etwa 13,5 entfernte Diese Abmessungen sind für Mittelfrequenzeii inl unteren S G-Hz-Band angepaßt,

00992970846

, SAD

Der Ε-Arm wird durch eine Iris 12 passend gemacht, welche sich über den E-Arm um eine Entfernung von 0,440" (11,18 mm), gemessen von der Schmalseite der Leitung, dem H-Arm benachbart, erstreckt _a Die Dicke der Iris ist 0,036" (0,914 mm); sie ist von der oberen Breitseite der Haupt-(1, 2) Leitung um 0,265" (6,74 mm) entfernt, wie in Fig. 4 gezeigt=

Der H-Arm-Reflexionshohlraum 4 wird mittels zweier Pfosten 13 angekoppelt., welche einen Durchmesser von 0,0475" (1,207 mm) aufweisen Lind deren Mittellinie von dem kurzgeschlossenen und verschlossenen Ende des Hohlraums um 1,270" (32,25 πα) abliegt» Der E-Arm-Rcflexionshohlraum 5 wird mittels zweier Pfosten 14 angekoppelt, die einen Durchmesser von 0,0705" (1,795 'mm) aufweisen und deren Mittellinie vom kurzgeschlossenen Ende des Hohlraums um 1,295" (32,9 nun) abliegt.

Es sei darauf hingewiesen, daß die unterschiedlichen Durchmesser der Kupplungspfosten unterschiedliche Gütefaktoren /Q factors/ für die zwei Resonanzhohlräume 4 und 5 schaffen.

Jede der Eingangs- und Ausgangsarme 1 und 2 des Filters umfaßt Transmissionsresonatoren, deren.Form denen konventioneller Filter gleicht„

Die Resonatoren in jedem der zueinander fluchtenden Arme werden mittels vier Reihen von Pfosten angekoppelt, wobei alle Reihen symmetrisch um die Mittellinie der breiten Fläche der Leitung, wie in T?ig„ 1 gezeigt, angeordnet sind., Beginnend mit den Reihen außerhalb vom Hohlleiter-Difforentialübortrager umfaßt die or:-3to Reihe (15) zwei Pfosten mit einem Durchmesser von. O,O79^ir (2,007 mm) und einem Mittenab-

baö 009829/0846

₆ _ V 1331128

stand von 0,350" (8,80 mm); die zweite Reihe umfaßt' drei Pfosten mit Durchmesser von 0,138" (3,5 mm) und einen Mittenabstand von 0,280" (7,11 mm); die dritte Reihe umfaßt drei Pfosten mit Durchmesser von.0,122" (3,1 mm) und einem Mittenabstand von 0,280" (7,11 mm); und die vierte Reihe umfaßt zwei Pfosten mit einem Durchmesser von 0,0505" (1,283 mm) und einem Mittelabstand von 0,350" (8,89 m)„ Der Abstand zwischen der ersten und zweiten Reihe," Mittellinie gerechnet, ist 1,338" (34 mm)," zwischen der zweiten und dritten Reihe 1,406" (35,7 mm) und zwischen der dritten und vierten Reihe 1,3OG" (33,1 mm). Die Transmissionsresonatoren der Ein- und Ausgangsarme 1 und 2 sind identisch und symmetrisch ztira Hohlleiter-Differentialübertrager angeordnet α Der Mittelabstand der zwei ersten Reihen (15) der Pfosten, d_oh. der dem IIohlleiter-Difforentialübertrager unmittelbar benachbarten Reihe, ist 1,70" (43,18 mm).

Die Länge der Leitung zwischen dem H-Arm-Reflexionshohlraum 4 und dem Hohlleiter-Differentialübertrager wird durch die Entfernung zwischen der Mittellinie der Köpplungspfosten 13 und der benachbarten inneren Schmalseite der Haupt- (1, 2) Leitung bestimmt» Diese Entfernung ist 1,47" (37,4 mm)ο Im Fallendes E-Arm-Rcflexionshohlraums 5 wird die Länge der Leitung durch den Abstand zwischen der Mittellinie der Kopplungspfesten 14 und der in der Nähe liegenden Oberfläche der Anpassungsiris 12 bestimmt.'Diese Entfernung beträgt 0,75" (19,05 mm)„

Wenn das selbstentzerrende Filter lediglich eine Kombination eines konventuonellen Filters wäre, ähnlich.- den ' Transmissionsresonaborarmon 1 und 2, und eine Allpassphaaenentzerrungskomponente ähnlich dem Hohlleiter-Differential-Übertrager mit den re flektierenden Hohlräumen, dann wurden

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die Hohlräume 4- und 5 gleichen Gütegrad aufweisen und sowohl das Filter als auch die Allpass-Komponente würden getrennt und völlig gleich sein« Auch wurden die Weglängen zwischen den reflektierenden Hohlräumen 4 und 5 und den Transmissionsresona. toren keine Bedeutung haben. Im vorliegenden Fall jedoch sind die Abmessungen zwischen der ersten Pfostenreihe 15 in jedem Transmissionsresonator und don. Kupplungspfosten 13 und 14 der beiden reflektierenden Hohlräume kritisch= Zusätzlich sind noch, wie bereits erwähnt, die reflektierenden Hohlräume 4 und 5 von unterschiedlichem Gütegrad«,

Die kennzeichnenden Abmessungen des selbstentzerrenden Filters v/erden auf der Basis der folgenden Theorie erhalten.

Fig„ 5 zeigt ein Tiefpass-Vierpol-Kreuzglied, welches in das Bandpass-Netzwerk der Fig. 6 mittels bekannter Techniken überführt werden kann.

Eine derartige Tiefpass-Prototyp-Schaltung wie Fig, 5 stellt als Vierpol-Kreuzglied ein Phasennetzwerk ohne Minimum /non minimum-phase network/ dar, d.h„ es besitzt bei komplexen Frequenzen unendlich viele Dämpfungspole,und erzeugt daher eine größere Phasenverschiebung durch das Netzwerk erzeugt als es ein vergleichbares Netzwerk mit der gleichen Amplitudentreue'/amplitude response/ besitzen würde» Diese Tatsache bewirkt, daß die Schaltung Einphasen- und Amplituden-Verhalten hat, welche unabhängig voneinander variiert werden können. Die Tiefpass-Schaltung nach Figo 5 wird zuerst in die Bandpass-Schaltung nach Fig„ 6 umgewandelt, und diese Schaltung wird in den Wellenleiter-Schaltungen der Fig» 1 und 2 realisiert. Das Amplituden- und Phasenverhalten wird in Übereinstimmung mit den bekannten Erfordernissen für ein Tiefpass-Prototyp-Netzwerk festgelegt und die Komponentenwerte v/erden bestimmt«

bad

6098 2 9/08 4 6

Eine Übertragungsfunktion wird für eine Tiefpass-Anregung /low-pass response/ angenommen, die für das Filter dieses Beispiels eine Chebyshev-Amplitudenwelligkeit der Größe

On on _β

entsprechend der für das/Band des endgültigen Filters festgelegten Grenze aufweist± Für andere Beispiele können die Filter unterschiedliche, beispielsweise maximal flache Amplitudenanregungen haben* Diese Funktion wird als H(p) bezeich net, wobei ρ der Frequenzoperator j w , j = / - 1 und Xir die Winkelfrequenz ist. H(p) kann durch folgenden Ausdruck definiert werden: j H(p) | = / ^{P max}/p _? wobei P_max die maximale für das fragliche Netzwerk zur Verfugung stehende Leistung bedeutet, P die von einem Verbraucher aufgenommene. Leistung ist (der Verbraucher wird vom Netzwerk gespeist), und der Modul der Übertragungsfunktion darstellt«

Eine derartige Funktion ist zur Handhabung unbequem, weil der Minimumwert die Bezugsgröße ist (d=h„ 1),und daher wird eine charakteristische Funktion K(p) wie folgt definiert: j K(p)I ² = j H(p) I ² - 1. Die Minimumwerte von K(p) sind deshalb Null..

Fig_o 7 zeigt die Pole und Nullstellen, d.h. die Wurzeln des Denominator-Potynoms bzw„ Numerator-Polynoms einer derartigen Funktion K(p) in der komplexen Ebene Die horizontale Achse ist die reelle p-Achse und die vertikale Achse die imaginäre p-Achse; beide weisen den gleichen Maßstab auf„ Die Quellen- und Lastimpedanz g nach Figo 5 wird auf einen Wert von einem Ohm und die Frequenz auf einen Abschneidewert /cut-off value/ von w gleich einem Einheitswinkel/sek_o bzw. einem Eadian/sek. normiert. Es sei darauf hingewiesen, daß die vertikale, imaginäre p-Achse in Fig. 7 in Wirklichkeit eine Achse der realen Frequenzen und der Punkt P = 3.1 auf dieser Achse die Abschneidewinke!frequenz W ist. . . ■

00982 9/0846

BAD ORIGINAL

Für die verlustfreie Schaltung nach Figo 5 niuß K(p) rein imaginär sein. Sie besteht deshalb aus dem Verhältnis von geraden Polynomen mit einem zusätzlichen Faktor oder Teiler p„ Als Tiefpass-Schaltung kann sie keinen Pol von unendlicher Dämpfung bei der Nullfrequenz haben, und deshalb ist ρ ein Faktor, und es existiert eine Nullstelle von K(p) bei der Nullfrequenz. Alle anderen Nullstellen von K(p) treten in konjugierten Paaren auf» Es muß daher eine ungerade Anzahl von Nullstellen existieren, und bei der vorliegenden Charakteristik werden sieben Nullstellen angenommen, um mit einem konventionellen Filter vergleichbar zu sein.

Die gleiche Anzahl der Pole erscheint in der Funktion K(p), und zwei von diesen werden komplexen Frequenzen entsprechend den Werten + (T auf der realen p-Achse zugeordnet«, Der Phasencharakter ohne Minimum des Tiefpass-Netzwerkes erzeugt diese komplexen Frequenzpole„ Es besteht ein Freiheitsgrad zur Festlegung des 0-Wertes unabhängig vom Amplitudengang, und dieser Freiheitsgrad ermöglicht die Wahl der Gruppenverzögerungs- bzw. -laufzeit-Charakteristik.

Die verbleibenden fünf Pole werden den unbegrenzten Frequenzbedingungen zugeschrieben.

Im allgemeinen hängen für eine gegebene Passband-Amplitudentreue /passband amplitude response/ die Nullstellen von K(p) von den Pollagen ab; wenn daher die Lagen der komplexen Pole vorändert werden, ändern sich auch die Nullstellen von K'(p)„ Für einen Chebyshev¹ sehen Amplitudengang gleicher Welligkeit /equal-ripple Chebyshev amplitude response/ können die Nullstellen mittels eines in Abschnitt 3F der Schrift "On the design of filters by synthesis" (Über die Bemessung von Filter durch Synthese) von Saal, H. und Ulbrich, E. in IEEE Trans.,-1958, CT-5, Seiten 284 - 327, beschriebenen Verfahrens erhalten werden. Unter Anwendung dieses Verfahrens kann K(p) in Ausdrücken der Polpositionen, wie folgt

dargestellt werden:

009829/0846 bad

- ίο - ■

= K(p)K(-p) =

(E + zFj (E - zS)

,7P² - p| ^E

wobei ζ = / eine Frequenztransformation darstellt,

P - Ρ']

die durch die Chebyshev¹sehen Abschneide-Grenzfrequenzen f^, und f2 bestimmt wird, und E^+ zF das Hurwitz'sehe Polynom, gebildet durch die Pole von K(p), transformiert in die'z-Ebene, darstellt., Die zur Auswertung dieser Gleichung benötigten Rechenschritte sind in der angeführten Literaturstelle angegeben»

Der konstante Multiplikationsfaktor k wird für die Chebyshev-Filter in Anbetracht der maximal zulässigen Welligkeit im Passband berechnet„ Die maximale Welligkeit tritt bei jedem Filter bei der Abschneide-Grenzfrequenz auf. Für das Tiefpass-Prototyp-Filter ist diese Frequenz durch ρ = jl gegeben; diese Frequenz wird in K(p) substituiert und mit der zulässigen Welligkeit, gegeben durch k, verglichen»

Bei der Bestimmung der Funktion K(p) oben, wurde die Lage Cf des Poles auf der reellen p-Achse durch die angegebene Schätzung gewählt» In Übereinstimmung mit der Ableitung der Pole und Nullstellen von H(p) auf der Basis dieser Schätzung kann die Gruppenlaufzeit T bestimmt werden. Es kann gezeigt werden, daß

i * 'IM

ί ^

.W OCc?. "_m'jt X =»

Τ^ψ

ist, wobei OC die Wurzel von II(p) ist und eine JSFullstQlle der realen p-Achse ergibt, N die Anzahl der !Nullstellen

009829-/014«

BAD ORKaINAL

— hier sieben —, i die Anzahl der konjugierten Paare der Nullstellen von H(p), und H(p) das Produkt der quadratischen

Faktoren (p + a- ρ + b-) von i = 1 bis i = H - 1 umfaßt.

Der durch den obigen Ausdruck erhaltene Gruppenlaufzcitgang im Durchlaßbereich wird überprüft, und es werden weitere Werte von ausprobiert, bis ein zufriedenstellender Gang erhalten wird.

Nachdem nunmehr die Pole und Nullstellen der charakteristischen Funktion K(p) gefunden worden sind, kann die ursprüngliche Übertragungsfunktion H(p) mittels der zwischen H(p) und K(p) bestehenden Beziehungen errechnet werden» In Wirklichkeit ist es nicht notwendig, den vorliegenden Ausdruck von H(p) abzuleiten,und die in H(p) erscheinende Information kann durch folgende Methode abgeleitet werden.

K(p) wurde ausführlich als ρ S aufgestellt, wobei ρ = jw und S und P gerade Polynome in ρ waren. Aus der Beziehung H(p) I ² = 1 +

Ip
kann leicht abgeleitet werden, daß

H(p) » H (-p) = (P - pS)(P + pS

P² isto

Es ist bekannt, daß die Nullstellen der Übertragungsfunktion H(p) für ein passives Netzwerk in der linken Hälfte der komplexen p-Ebene liegen müssen» Aus dem Ausdruck (P - pS)(P + pS) müssen daher lediglich solche Wurzeln herausgezogen werden, welche in der linken Hälfte der p-Ebene liegen. Wenn H(p) wie folgt ausgedrückt werden würde:

(ft + pu) (G + pU),

• P .

dann würde es passieren, daß die Faktoren (P + pS) gleich (g + pu) (G- pU) sein wurden. ,Daher werden durch Faktoren-

009829/0846 _{ΛΑη Λα}

BAD ORDINAL

zerlegung von (P + pS) allein und Wechsel der Vorzeichen der so gebildeten Wurzeln, daß sie in der linken Hälfte der p-Ebene liegen, die Nullstellen von H(p) erhalten. Die Pole sind die gleichen wie für K(p).

Wenn das Prototypnetzwerk ursprünglich als Vierpolkreuzglied allein und von Serien- und IJebenschlußimpedanz-

Detrachtet wird,
zweigen Z„ bzw. Z-. /sind diese wie folgt gegeben:

el D

Da die öchaltung symmetrisch ist, können die Vierpolimpedanzen in Beziehung auf die offenen und geschlossenen Schaltimpedanzen der Hälfte eines äquivalenten symmetrischen Netzwerkes gebracht werden, d.h., zur Hälfte des in Fig. 5 gezeigten Netzwerkes. Wenn angenommen wird, daß der Vierpcl in dieser Schaltung Serieninduktivitäten L und Nebenschlußkapazitäten C hat, kann gezeigt werden, daß der offene HaIb-Vierpol äquivalent zu einer Nebenschlußkapazität vom Wert C und der kurzgeschlossene Halb-Vierpol äquivalent zu einer Nebenschlußinduktivität vom Wert L ist.

Die ersten beiden Pole bei w = oo, abgeleitet von H(p)., sind sowohl den Offen- als auch Geschlossenschaltkreis-Impedanzen gemeinsam und diese werden entfernt, um so g^ und gp zu bestimmen. Der verbleibende halbe Schaltkreis ist, für den kurzgeschlossenen Fall, eine Nebenschlußkapazität, welche g, ist. und die Nebenschlußinduktivität L. Im Fall des offenen Schaltkreises ist der verbleibende Vierpol die Kapazität g, parallel zu der obigen Nebenschlußkapazität C, wobei das Ganze ursprünglich als z.B. C, abgeleitet worden ist und Cdurch Subtraktion von g, von C, erhalten wirde. L und C sind g_& bzw, g, und damit 3ind alle fünf Komponenten S-I» S₂' ^g3' ^ga ^{und g}b

9829/0848

BAD ORiGINAL

Diese Ableitung der Werte der Sehaltkomponenteη von den Impedanzen eines offenen und geschlossenen Schaltkreises ist ein Standardverfahren und es ist lediglich notwendig, die beiden Impedanzen und die Pole der Übertragungsfunktion vorzusehen, um das Netzwerk in der obigen Form zu bestimmen.

Die Elementwerte verschiedener Prototypen sind in den Tabellen 1 bis 3 aufgeführt, zusammen mit den ihnen zugeordneten Variationen der Gruppenlaufzeit für ausgewählte Werte von JT, wobei die Tiefpaß-Frequenz variable zur Abschneide-G-renzfrequenz normiert ist. Die Prototypwerte werden nicht nur für unterschiedliche Amplituden-Paßband-Welligkeiten angegeben, sondern auch für unterschiedliche Variationen der Gruppenlaufzeit. Die Variationen der Gruppenlaufzeit müssen deshalb betrachtet v/erden, weil, wenn der Tiefpaß-Prototyp in ein Bandpaß-Filter transformiert wird, sich die erhaltene Gruppenlaufzeit ändert, abhängig von der Filter-Mittelfrequenz und Bandbreite und, Lm Falle von Hohlleiterfilter , von der Variation der Leiterwellenlänge mit der Frequenz. Um das erforderliche Gruppenlaufzeit-Verhalten zu erzielen, kann daher ein passender Prototyp ausgewählt werden.

BAD

0 0 9 8 2 9/0846

-H-

(a) N = 7

Tabelle 1 ■

Element-Werte und Variation der Gruppenlaufzeit von Prototypen mit 0,001 dB Welligkeit "

cf= 1,2

6"= 1,3 <S = 1,35 ö" = 1,4

S0	1	1 1	1	4,692	1	• 1	1
S1	0,5762	0,5791	0,5813	4,686	' 0,5796	0,5782	i
-S2	1,2141	1,2179	1,2211	4,691	i 1,2203	1,2190
g3	1,2358	■ 1,2526	1,2678	4,747	·. 1,2776	1,2866	I
:sa	1 1,11.09	1,0882	1,0678	' 4,955	1,0486 >	• 1,0307	I ί
Sb	0,6251	0,5881	0,5541		- 0,5233	. 0,4950
η		.Gruppenlaufze	it ??' (s)
O	4,762	4,726	; 4,649	:4,609	i
-0,2	4,745	4,715	; 4,647	4,611
0,4	4,722	4,707	' 4,663	4,635
0,6	4,741	4,746	4,733	4,717
0,8	4,906	4,933	4,955	4,952
■ ) N	= 9

ö = 1,0

1,05

1 :

0,6033 '

1,2770 I

1,5894
1,3424
0,7533
1,3275

0,6035

1,2776

1,5904

1,3591

0,7023

1,2915

Il

Gruppenlaufzeit T." (3) |

0 6,893 , 6,825

0,2 ! 6,873 j 6,816

0,4 \ 6,867 I 6,836

0,6 7,001 ί 6,999

0.8 i 7,503 7,531

- 15 Tabelle 2

Elernent-Werte und Variation der Gruppenlaufzeit von Prototypen mit 0,01 dB Welli^keit

rf = 1,2 , ti = 1 ,3

	0,7912	i 0,7925	5,380	: 5,299	■; 0,7886
g2 ä	1,3778	! 1,3798	5,366	! 5,291	■ 1,3792 i
: δ3 :	1,4671	ι 1,4950	5,414	j 5,371	'· 1,5148 ,
■ ^a -	1,1284	i 1,0874	5,537	! 5,530	! 1,0540 '
JSb S	0,6154	0,5441	5,995	6,031	' 0,4840 . ;
	Gruppenlaufze	it y (s) ;
ί \ O ·	! 5,221
i 0,15?	j 5,218
!θ,4[	[ 5,320 \
ί 0,6?	=5,507 !
•0,8,	= 6,037 !

Tabelle 3 Prototypen mit 0,1 dB V/elligkeit

ο= 1,2

Q = 1,5

1,1593
1,4168
1,7871
1,0621
0,6538

1,1657

1,4187

1,8695

0,9712

0,4576

	Gruppenlaufzeit <	5,883	"■ (s) :
ο I	6,079	■ 5,161
; 0,2 :	5,937	6,102
0,4	6,208	-.I 6,319
; 0,6 .	6,332	'■ 7,482
! 0,8 j	7,356

9829/09 46

Die Gruppenlaufzeit T des in. Fig. 6 gezeigten Bandpaß-Netzwerkes wird in Posten der Gruppenlaufzeit χ' des Tiefpaß-Netzwerkes durch folgenden Ausdruck gegeben;

I = V. ι -f Xg(A² _g0 +A²g) -(D

wobei Ag die Wellenlänge im Hohlleiter, Ago, Ag^, Ag2 die Wellenlängen im Hohlleiter bei der Mittenfrequenz bzw. bei den Kantenfrequenzen des Bandes und c die Lichtgeschwindigkeit ist.

" ' Beim Ankoppeln der Transmissions-Resonatoren nach Fig. an die Vierpol-Resonatoren, liegt in diesem konzentrierten Schaltkreis die NuIItLgitungslänge zwischen den Vierpol- und den anderen Resonatoren. In der Hohlleiteranordnung ist dies nicht möglich; und deshalb tritt eine gewisse Phasenver-Schiebung durch die Kopplungsl-iftieft auf. Indem die KQpplungsün-teil· innerhalb ganzzahliger Halbwellenlängen gehalten werden, kann diese Phasenverschiebung bei der Mittelfrequenz vernachlässigt werden, jedoch nicht bei Frequenzen am Hand des Bandes. -Die Ko.pplungslrrt-i-e-n- können jedoch als Resonatoren betrachtet werden und ihre Wirkung kann deshalb zu der der Resonatoren,'mit denen sie gekoppelt sind, zugezählt werden.

Der äquivalente Resonator ist wie folgt gegeben:

g' = η Tc W Λ (Ag)²

2 (A)

wobei η die Anzahl der Halbwellenlängen ist, aus denen die Xupplungslinie besteht, und WA die Differenz der Wellenlänge _m Hohlleiter bei den extremen Frequenzen geteilt durch die

ist Wellenlänge im Hohlleiter bei der Mittelfrequenz⁷. Der äquivalente Leitungs- bzw. Linien-Resonator, welcher ein Elementwert g'ergibt, wird am besten in zwei Teilen betrachtet, von denen jeder an einem Ende der lopplungsiiHie ist.

* leitungen 0 0 9829/0846

BAD

Der Wert g'/2 wird so vom Wert g, des Prototyps subtrahiert. Im Fall von reflektierenden Hohlräumen 4 und 5.hat jeder von diesen eine Kupplungs, welche sowohl als Eingang und Ausgang des Hohlraumes "benutzt wird und infolgedessen wird g' von den Prototyp-Vierpolelementen subtrahiert.

Die Auslegung der in den Fig. 1 und 2 gezeigten Filter v/ird nunmehr beschrieben. Für dieses Filter sind die Paßband frequenzen 6138,5 MHz bis 6168,5 MHz. Wenn A^₀> /Ln ^und Xn die. Wellenlängen im Hohlleiter bei fo bzw. die Bandfrequenzen sind, dann sind ihre Vierte die folgenden:

+= 6,8131 cm
= 6,8458 cm
= 6,7808 cm

= ( A_g1 -Ag₂)/A_g0 = o,oo954

_g0

Für eine verlangte, theoretische, Welligkeit der Paßbandarnpliturle von 0,001 dB v/erden die Prototypwerte in Tabelle für Variationen unterschiedlicher Gruppenlaufzeiten angegeben. Diese Variationen sind für Bandpaßfilter unter Benutzung der Tabelle 1 und der Gleichung (1) berechnet. Für die obigen Filter zeigen diese Berechnungen, daß der (T = 1,3-Fall die flachste Gruppenlaufzeit über die^% Mitte des Paßbandes aufweist und deshalb werden die diesem Fall entsprechenden Prototypwerte aufj^ewählt» Dieae Werte sind

go - 1
g1 = 0,5813
g2 - 1,2211
g3 = 1,2678
ga rr 1,0678
gb = 0,5541

BAD

* Ic· i. tu ng

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Die Werte von g^, g ■ und g, werden so eingestellt,

daß die Wirksamkeit der Kopplungsf, wie oben beschrieben, zugelassen wird. Für Halbwellen-KQpplungslinien auf jeder Seite des Yierpoles (n = 1) ergibt Gleichung (2)

^{g/ =}

= 1,0 χ ίχ 0,00954 x (6,81)² = 0,0293 2 4,87

Eingeregelte Prototypwerte sind folgende S₃= S₃ - g'/2 = 1,2531

^ga' ^{= g}a " ^g/ " ¹>⁰⁵⁸⁵ g_b'= g_b - g^# '= 0,5248

Pur Prototypen, die bezüglich der Lastimpedanz normiert sind und eine fiinheifc-Winkelabschneide-Grenzfrequenz aufweisen, sind die Kopplungsimpedanzen K/Zo der Kopplungspfosten von einem Hohlraum zu einer Länge des Hohlleiters folgende '

K
η in ννΛ»

ζ c)

wobei g der Prototypwert des gekoppelten Resonators ist. Der KQpplungsblindleitwert B/Y. wird dann durch

B" = 1 , - (K/Zo)² /_n

Y₀ K/Zo * ^'^+;

gegeben.

Pur zwei direkt gekuppelte Hohlräume ist die Kopplungο mpedanz

^zo V «_n · 8_n+! (5)

leitungen

009829/084 8" _gAD

Die Gleichung (3) wird zur Berechnung der End-Kopplungspfosteh der Sin- und Au-.igangsteile des Filters und der Jiopplungspfosten der reflektierenden Resonatoren mit dem JIohlleiter-Differentialübertrager benutzt. Wie für konventionelle Filter wird die Gleichung (5) zur Berechnung der anderen Pfosten angewendet. Pur das Beispiel folgt daher aus Gleichung (3)

_1 = _ΛΙ%'χ 0,00954 = 0,1606 Z_o Y2 χ 0,5813

Gleichung (4) ergibt

1 -

	B1 Yo	= 9,	03
.Ihnlich
	B4	= 8,	20
	0	= 5,	74
		VY	0
	~o
Afobei Ba/Y	und

^ ^Oj = 0,9742 = 6,07 K₁ 0,1606

pfosten der reflektierenden Resonatoren 4 und 5 sind. Von Gleichung (5) erhält man

^K23 = T_x 0,00954 = 0,01217

^Zo

,2211 χ 1,2531

weshalb

fl = 82,13

in gleicher Weise:

^B2 = 55,19 ^; -■■■- '- "

Yo BAD ORIGINAL

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In den obigen B_ Blindleitungsaislrücken für die unter-

^Yo ■ ■ ■ '

schiedlichen Reihen der KQpplungspfosten, zeigt der Suffix von B die Anzahl der Reihen jedes Filterendes in Richtung auf den Hohlleiter-Differentialübertrager. Die Transmissions-Hohlraumstrecken werden von dem B/Yo -Werten wie bei konventionellen Filtern berechnet. Die reflektierenden Hohlräume sind durch lediglich eine endliche Blindleitung gekoppelt und deshalb ist die elektrische Länge dieser Hohlräume gegeben durch

Die Hohlraumlängen werden in Beziehung auf die effektive Kurzschlußlage der Pfosten in der gleichen Weise wie für konventionelle Filter korrigiert.

Die Pfostendurchmesser werden von den erforderlichen B/Yo-Werten' erhalten. Es wurde gefunden, daß die Endpfosten der Ein- und Ausgangsteile., welche dem Hohlleiter-Differentialübertrager benachbart sind, in den meisten Fällen abgestimmt werden müssen, damit das Filter im Sinne einer ^.uten Fehlerdämpfung /return loss/ abgestimmt ist. Um diese Abstimmung zu ermöglichen, wurde gefunden, daß die Zunahme der Pfostendurchmesser um den Faktor von 1,025 (d.h. 2 1/2 genügt.

Die verbleibenden und zu bestimmenden Abmessungen ' sind noch die Streckenlängen /line lengths/, welche den Hohlleiter-Differentialübertrager koppeln.

Es ist nicht praktisch, die physikalischen Streckenlängen zu berechnen, welche zur Kopplung der reflektierenden Hohlräume 4 und 5 und der Ein- und Ausgangsarme T und 2 mit dem Hohlleiter-Differentialübertr'ager benötigt werden,

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und zwar wegen der komplexen Natur der Verbindung. Es kann eine Versuchsanordnung benutzt werden, in welcher die Streckenlängen zur Kopplung der Hohlräume 4 und 5 mit dem Hohlleiter-Differentialübertrager einstellbar sind, ebenso wie die Lage der Pfostenreoonatoren in den Ein- und Ausgangsleitern·, welche die ersten Transmissionsresonator- ■ pfosten in den vorliegenden Ein- und Ausgangsarmen simulieren. Es wurde gefunden, daß diese Einrichtung, wenn sie zwischen angepaßten Lasten eingefügt wird, enge Resonanzstellen ergibt, wenn der Einfügungsverlust berücksichtigt wird. Infolge des E-Armes und des H-Armes treten die Resonanzen dann auf, wenn die gesamte wirksame Leitungslänge zwischen den Hauptführungspfosten und den KQpplungspfosten des einen oder des anderen reflektierenden Hohlraumes ein ganzzahliges Vielfaches der halben Wellenlange ist. Die in-folge der beiden Arme bewirkten Resonanzen treten unabhängig auf und die Resonanzen des einen Armes können ohne Beeinflussung der Resonanzen des anderen Armes verändert v/erden.

Die LeitungslJinge sollte so sein, daß infolge des äquivalenten Serien-Resonators eine Resonanz bei fo und eine Anti-Resonanz bei fo infolge des äquivalenten Nebenschiuß-Resonator.s gegeben ist.

Wenn die richtige Festlegung der Kopplungsleitungalängen gemessen worden ist, ist ea in einigen Fällen möglich, die Leitungslängen um ein λ/4 -Stück zu kurzen, indem die Hohlräume vertauscht werden. Der Austausch des Hohlraumes und der Austausch von Leitungülängen erzeugen jeweils das Doppel des Vierpols und lassen ihn schließlich unverändert.

IiebenkQpplunga^Resonanzen werden infolge des Nebonaohluß'-ReaonatQrs bei Frequenzen erzeugt, die symmetrisch am die Mittelfrequen.z. liegen» Diese NebenkQpplungs**Reaonan-- z,en verur-Ejaehen eine Verrat ride rung der öperrbereieh·« Dämpfung bei tli(-i&nn Prequemzen,, aber ihr Hfffkt w4rd durch Ub.erfcih.rung

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der Kopplungsleitungslänge auf ein Minimum reduziert. Es· ist deshalb wünschenswert., daß die Kopplunßsleitunge.n- die geringstmögliche Länge aufweisen. Nachdem die Kleinst- .. mögliche Kopplungsleitungslänge in der angegebenen Weise "bestimmt worden sind, ist das Filter nach den Pig. 1 und fertig.

Der Halbband-Einfügungsverlust /mid-band insertion loss/ dieses Filters ist 1,2 dB. Die Flachheit des Durchlässigkeitsganges wird durch 0,1 dB Stellen angedeutet, die bei fo-12 MHz und fl + 15 MHz auftreten, während die Stellen von 1,0 Nanosekunden Gruppenverzögerung bei fo - 10 MHz und fo+12 MHz auftreten.

Es ist ersichtlich, daß die Transmissions-Resonatoren der Arme 1 und 2 oberflächlich einem konventionellen Filter gleichen, während der Hohlleiter—Differentialübertrager als ein Phasenentzerrer betrachtet werden kann. Die Vorteile der Erfindung liegen in der integralen Natur der Auslegung und gehen unmittelbar verloren, wenn entweder die Transmissions-Resonatoren oder der Hohlleitor-Differentialübertrager und seine reflektierenden Hohlräume isoliert als Filter oder als Phasenentzerrer jeweils ausgelegt werden. Dies ist aus der Tatsache unmittelbar ersichtlich, daß die Leitung"^' weglängen zwischen den reflektierenden Hohlraum-Resonatoren und den Transmissions-Resonatoren kritisch ist.

Der Vorteil dos in Hinblick auf konstante Amplitude und Gruppenlauf zeit im DurciilaJ'Jbereich nach der Erfindung ausgelegten Filters liegt in einer verbesserten Sperrung im Sperrbereich verglichen mit konventionellen Filter/Entzerrer-Kombinationen von ähnlicher Gesamtk.omplexitä;t» Die Anwendung dieses verbesserten Sp^rr-ber^Lohgangös führt au. einem Filter mit weniger Hohlräumen für einen besonderen erforderlichen Amplitudengang, was W/ieeler-unp; gu einriß VCV* besserten ßruppen vorzöger-ungsveyha^tt.'t!: führt.

BAD 0RK3INÄL

Die Erfindung betrifft auch Abänderungen der im beiliegenden Patentanspruch 1 umrissenen Ausführungsform und bezieht sich vor allem auch auf sämtliche Erfindungsrnerkmale, die im einzelnen — oder in Kombination — in der gesamten Beschreibung und Zeichnung offenbart sind.

Patentansprüche

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Claims (4)

1. Patentansprüche

   f 1 Λ Radiofrequenz-Bandpaßfilter mit folgenden Merkmalen:

   a) eine Hybrid- bzw. Gabel-Verbindungshohlleiter-Komponente weist ein erstes Paar Arme in konjugierter Beziehung auf;

   b) diese Arme werden durch Hohlräume abgeschlossen, die bei einer der Mittenfrequenz des Filters nahekommender Frequenz. Resonanz aufweisen und unterschiedlich belastete Gütiaktoren haben;

   c) die anderen Arm-Paare sind mit jeweiligen Hohlleiter-Resonatoren verbunden, die bei der Mittenfrequenz Resonanz aufweisen;

   d) die Längen der Hohlleiter zwischen den Hohlleiter-Resonatoren und den Hohlräumen werden so gewählt,

   daß dem Filter ein Gesamtbandpaß-Verhalten mit im wesentlichen konstanter Gruppenlaufzeit im Durchlaßbereich -verliehen wird.
2. 2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

   daß die Hybrid- bzw. Gabelverbindung ein Hohlleiter-Differentialübertrager ist, daß die konjugierten Arme E- und H-Arme sind und daß jeder der fluchtend angeordneten Arme eine Anzahl von mittels Pfosten gekappelter Resonatoren aufweist.
3. 3. Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die nächstenPfosten der pfostengekQppelten Resonatoren zum Hohlleiterdifferentialübertrager so nahe sind, wie dies

   physikalisch möglich ist. *

   Anspruch t ynnckrt Jt*,. 47.1. fo /ζ,
4. 4. Verfahren zur Herstellung eines Bandpaßfilters mit

   *ιψκη AMf»vch4.

   einem Hohlleiter\ gekennzeichnet durch folgende Schritte:

   a) das Amplituden- und Phasenverhalten einer Tiefpaß-Übertraguugsfunktion wird bestimmt,

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   ' . BAD

   b) die Komponentenwerte der konzentrierten Schaltung werden für ein Tiefpaß-Netzwerk, welches einen Vierpol umfaßt, bestimmt;

   c) die Übertragungsfunktion wird aufgestellt;

   d) das Tiefpaß-Netzwerk wird in ein Bandpaß-Netzwerk mit der erforderlichen Frequenz und Bandbreite umgewandelt;

   e) das Bandpaß-Netzwerk wird mittels Hohlleiterkomponenten unter Einschluß einer Hohlleiter-Hybrid- bzw. Gabelverbindung realisiert.

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